JPS61272603A - 角度信号変換方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 【産業上の利用分野１ 本発明は、シンクロ電機発信器を用いた、角度信号変換
方法に関するものである。 【従来の技術１ シンクロ電機発信器を用いた角度−ディジタル信号変換
は、スコツトトランスによるものが多く、その変換の基
本的な原理は次の様である。 シンクロ発信器軸の基準方向からの向き０は、シンクロ
発信器より出力される信号Ｓ１、Ｓ２）Ｓ３が、下記の
式で与えられる電圧に変換される。 ＥＳｌ＝ｃｏｓθ−Ｅ□ｓｉｎωｊ ＥＳ２−ｃｏｓ（θ−１２０６）−Ｅ□　ｓｉｎωしＥ
Ｓ３＝ｃｏｓ（０＋１２０’　）・Ｅｏ−ｓｉｎωｔ。 更に、これらはスコツトトランスによって次の様な信号
に変換される。 Ｖ１＝　Ｋ　Ｅ　□−ｓｉｎθ・ｓｉｎ　（１）　ｔ、
−−−−−（１）式Ｖ２＝　Ｋ　Ｅ　□　　−ｃｏｓ　
Ｏ・ｓｉｎωし・・・・・・（２）式次に、０とは無関
係な信号ＣｏＳφ、ｓｊｎφなる信号を作成して、上記
■１及び■２に乗算して、次の様なン寅算を行なう。 Ｖ□　＝　Ｖｌ　・ｃｏｓφ−■２・ｓｊｎφ＝ｓｊｎ
（０−φ）・ＫＥ□　−５ｊｎωｔ−（３）式・この（
３）式は、シンクロ受信器の誤差電圧と同じとなり、サ
ーボ方式と同様に誤差信号によってφを変化させて、常
にＯ−φになるようにバランスさせれば、１−ラッキン
グ型の角度測定器となる。 別法として、ｖｌ及び■２をｓｉｎωしにより同期整流
して直流化し、Ｖｌ’　＝ｓｊｎＯ１Ｖ２’　＝ｃｏｓ
Ｄとして、ｃｏｓφ、ｓｊｎφの代りに、Ｅ　ｓ　Ｃｏ
５（１１ｓｔ。 ＥｓｓｉｎωｓＩＺを作成して、次の演算をすれば、Ｖ
□　　＝ＶＩ’　　Ｅ　　５ｃｏｓωｓｔ、−Ｖ２’　
　Ｅ　　５ｓｊｎω５ｔ＝Ｅ　ｓ　−５−ｉｎ　（ωｓ
ｔ、　−７３）−−−−−−（４）式となり、ｓｉｎω
ｓ１に対する位相に変換され、従ってこの位相を測定す
ることによって角度０を測定することができる。 以上の様に、従来（３）式と（４）式とによる三方法が
考えられ、更にＯを平均値として取り出す場合、（３）
式について２方式、（４）式について１方式がある。 ます、（３）式については、ｖｌ、ｖ２を直流化して、
ｃｏｓ　Ｄ　、ｓｉｎ　Ｏとし、この信号をそれぞれＣ
Ｒ平均したものをｃｏｓ　Ｏ’　、　ｓｉｎ　Ｏ’　と
して、（３）式を演算する様構成してトラッキング時間
する方法と、（３）式に対してＣＲ平均を行い、トラン
キング変換する方法がある。 （４）式については、直流化したＶｌ、Ｖ２をＣＲ平均
する方法がある。 【発明が解明しようとする問題点１ （３）式による方法は誤差電圧を利用し、１−ラッキン
グする方法であり、誤差角度対誤差電圧の特性は、第２
図に示すように誤差角度に対して比例した出力電圧では
なく、誤差角度が９０°を越えると、逆に誤差電圧が低
下してしまう。誤差電圧が０°に近い所でのみ、はぼ比
例関係とみなせる。 つまり、誤差角度が大きくなると、１〜ラッキング時間
が本来必要とされる理想の時間より長くなってしまう。 特にこれは、誤差角度が大きくなりやすい平均時に問題
となる。 又、（３）式の誤差電圧の式中に、振幅に−Ｅ。 が存在し、ｓｊｎωｔとして商用電源が使用されること
が多いことを考え合せると、電源電圧の変動によってト
ラッキング時間、しいては平均時間が変動するという欠
点を持つ。 又、（４）式による方法は、ωｓｔに対する位相に変換
されるため、上記の様な欠点はないが、同期整流した後
、ωｓｔとの乗算を行うため回路が複雑になる欠点があ
る。 本発明は、以上の欠点を解決することを［１的としてな
された。 【問題点を解決するための手段１ （１）式において、ｖｌを次の様に変形して演算すると
、 Ｖｌ’　＝　Ｋ　Ｅ　□−ｓｉｎθ・ｃｏｓωｔ・旧・
・（５）式Ｖ２　　＝　Ｋ　Ｅ　□　°ｃｏｓθ・ｓｉ
ｎ　（１１ｔ　　−−（２）式ＶＯ＝Ｖ１’　＋Ｖ２ ＝ＫＥｏ−ｓｊｎＯ−ｃｏｓωｔ＋ＫＥ□　拳ｃｏｓＯ
−ｓｉｎωｔ＝　Ｋ　Ｅ　□　−ｓｉｎ（（１１し十〇
＞　　　　　　　−・・−・（６）式となり、０はωｔ
に対する位相に変換され、この位相を測定することによ
り、角度θを知ることができる。 （５）式より明らかな様に、ｖｌとｖ２のωｔに対する
位相差を９０°にして、加算する回路により実現するこ
とができる。 なお、（６）式で減算を行っても、位相の変化方向が異
るのみで、同様にωｔに対する位相に変換できる。 【作　　用】 第１図にもとすいて説明すると、ｖｌは９０°移相器ｌ
によりｖ１′　の様に変換される。このｖ１′と■２を
加算器２により加算すると、（６）式に示さ−れる様な
、ｓｉｎωｔより０だけ位相のずれた信号が得られる。 この信号を波形整形し、 Ｖａ＝−ｓｉｎ（ωを十θ）とし、次の位相差測定回路
３に入力する。 一方、比較用信号Ｖｒ＝　Ｋ　ＲＥ　□　ｓｊｎ　（１
）　ｔは、波形整形され、Ｖｒｒ＝ｓｉｎω七として位
相差測定回路３に入力し、位相差＝角度θをディジタル
値、又はアナログ値に変換する。 １）移相器１について （５）式のＶｌ’　　を変形すると、 Ｖｌ’　　　＝　　Ｋ　　Ｅ　Ｏ−ｓｉｎ　　ｅ　　・
ｃｏｓ　　ω　し＝ＫＥ□　・５ｊｎＯ・ｓｉｎ（ωｔ
＋９０°）となり、５ｊｎ６＋ｔに対して９０°の進相
回路を必要とする。 この９０°の進相回路としては、ωに対して利得］の反
転積分器を用いればよい。この反転積分器に■１を入力
すると、出力は、 Ｖｌ″＝　−Ｉ　Ｖｌｄｔ ＝　Ｋ　Ｅｏ　−５ｊｎ　Ｄ　−（−ｓｊｎ（ωし一９
０°　））＝　Ｋ　Ｅ　□　・ｓｉｎ　Ｄ　・５ｊｎ（
ωｔ；−９０°＋１８０°）＝　Ｋ　Ｅｃ）　　・ｓｊ
ｎ　Ｏ−ｓｊｎ（ωし＋９０°　）＝ＫＥ□−５ｊｎＯ
−ｃｏｓｃ＋＞ｔ　　　・・＝・・（７）式となり、（
５）式と（７）式は等しくなる。 反転積分器の例としては、ミラー積分器があり、入出力
特性は、次式で現わされる。 Ｖｏｕｔ／　Ｖｉｎ＝　十ｊ　−１／　（ＩＪ　Ｃｔ、
−ＲｅここでＣｔ、、Ｒｔ、は積分コンデンサ及び積分
抵抗を表わす。 この式より利得１とするためには、 ωＣｔ−Ｒｔ＝１ となるように、Ｃし及びＲｅを選択すればよい。 なお、この積分器をωに同期したクロックにより動作す
る、スイッチトキャパシタ積分器を用いた状態変数型ア
クティブフィルターで、利得を１に設定し、使用すると
、ωが変動しても、Ｖｒ、Ｖ］’、Ｖ２の位相関係を常
に一定に保つことができる。 別法として、比較信号Ｖｒ、及びＶｌ’　、Ｖ２の全て
の信号の位相を同じだけずらせても、３つの信号間の位
相関係は変らない。そこで、全体の位相を一４５°とし
た場合を考察すると、Ｖｒ’　　　＝　　ＫＲＥＯ−８
ｉｎ（ω　ｔニー４５　°　　）Ｖｌ”　＝　Ｋ　Ｅ　
□　・ｓｊｎ　Ｄ　・ｃｏｓ（ωｔ−４５’　）＝　Ｋ
　Ｅ　ｒ）−ｓｊｎθａｓｉｎ（ωｔ＋４５°）Ｖ２’
　　＝　Ｋ　Ｅ　ｏ　−ｃｏｓ　０−ｓｉｎ（ωし一４
５°　）となり、この±４５６の移相回路はＣＲ回路に
よって実現できる。 第３図（イ）の回路で、Ｒ＝１／ωＣとなるようにＣ，
Ｒの定数を選択すると、第３図（ロ）のべり［・ル図で
示されるように、入出力間の位相差＝４５゜Ｅｃ及びＥ
Ｒの位相差＝９０°で、電圧の大きさは等しい出力を得
ることができる。（なお、入出力間の電圧比は、１７（
Ｔとなる。）従って、第１図の１′の部分を、第３図（
イ）のＣＲ回路で置き換えても作用は同様となる。 ２）加算器２について 加算器２は、オペアンプにて簡単に構成することができ
る。 ３）位相差測定回路３について 第４図に、トラッキング形の位相差測定回路を示す。 図面にもとずいて説明すれば、比較信号Ｖｒｒは、プロ
グラマブル移相器３１に加え、られる。プログラマブル
移相器３１は、この信号とディジタル信号（角度φｄ）
により位相を制御し、 Ｖｂ＝ｓｉｎ（ωし＋φ）を作成し、位相検波器３２に
加える。 位相検波器３２は、ディジタル形位相検波器でＶａ：＝
ｓｉ口（ωし十〇）とｖｂとを比較し、その位相差（Ｏ
−φ）により、Ｖｌ］及びＶｄの２つの出力を得る。第
５図の位相検波器のタイミング図に示すように、Ｖａに
対してｖｂの位相が遅れている場合は、Ｕに信号Ｖｕが
得られる。この信号Ｖ　１１とクロックｆｃとＡＮＤが
とられ、位相差（０−φ）に比例した数のクロックＣｕ
が得られ、アップダウンカウンタ３３をアップカウント
するように働く。 アップダウンカウンタ３３の角度出力φｄは増大し、ｖ
ｂの位相を進めるように作用し、位相差（θ−φ）は減
少する。 Ｖａに対してｖｂの位相が進んでいる場合は、Ｄに信号
Ｖｄが得られる。ＶｄどクロックｆｃとのＡＮＤ信号に
より、位相差（０−φ）に比例したクロックＣｄが得ら
れ、アップダウンカウンタ３３をダウンカウントするよ
うに働く。 この結果、ディジタル角度出力φｄは減少し、ｖｂの位
相は遅わ方向に作用し、位相差（０−φ）は減少する。 以上の様に、位相差（θ−φ）−〇、っまりθ＝φとな
るように動作し、入力位相に追従するサーボ方式の角度
ディジタル変換器となる。 ４）平均化の原理 第４図の回路で、ｆｃのパルス周波数を下げることによ
り、平均化角度を得られることを次に示す。 この回路のディジタル形位相比較器は、位相比較が不連
続であって、いわゆるサンプル値制御系である。しかし
、サンプリング信号である比較信号周波数ｆ−ω／２π
が検出される位相差の時間的変化を、十分復現しうるほ
どに高いとみなすことができる場合には、線形制御シス
テムとして近似して考察できる。 アップダウンカウンタ３３＋プログラマブル移相器３１
の入出力の関係は、次の様になる。 プログラマブル移相器３１の出力位相φ〔ラジアン〕の
変化分は、アップタウンカウンタ３３の入力クロックＣ
１；ｌ　［５ｅｃ−’）（Ｃｐ＝Ｃｕ−Ｃｄである）に
比例するので、比例定数をＫｃとすれは、ｄ　［φ（ｔ
、）］／’ｄ　ｔ　＝　Ｋ　ｒ、−Ｃｐ　（Ｌ）・−（
８）式％式％ 入力クロックＣＰは、位相検波器３２の出力パルス幅と
クロックｆｃに比例するので、比例定数をＫ　ｐとする
と、次式で表わされる。 Ｃｐ（Ｌ、）＝Ｋｐ（０−φ）・ｆ　ｔ〕−−（９）式
ここでＯは入力位相で単位はラジアン （８）、（９）式をラプラス変換すると、（８）式より 、、Ｃ（ｄφ　（ｔ、）　／　ｄｒ、］　＝　　ｓ　　
Φ（ｓ）＝　Ｉ（ｃＣＰ（ｓ）　・（１０）式（９）式
より Ｃｐ（ｓ）＝Ｋｐ−ｆ　ｃ［ｅ（ｓ）−Φ（ｓ）］−（
ｌ］）式（１１）式を（１０）式に代入し、入出力間の
伝達関数を求めると、 Ｓ　Φ（ｓ）＝　　Ｋｃ−ｒ（ｐ　−ｆｃ　ｒｏ　（ｓ
）　−Φ　（Ｓ）〕Φ（ｓ）・（ｓ　＋　Ｉ＜ｃ−Ｋｐ
４ｃ）／θ（ｓ）　＝　Ｋ　ｃ・Ｋ　ｐ−ｆｃΦ（ｓ）
／　ＣＪ　（ｓ）　＝　Ｋｃ−Ｋｐ−ｆｃ／　（ｓ　＋
　Ｋｃ−Ｋｐ−ｆｃ）＝　１　／　（］　＋ｓ　／　（
Ｋｃ−Ｋｐ・ｆｃ））＝１／ＣＩ＋Ｔｓ）　　−−（１
２）式ただし、Ｔ　＝　ｌ　／　Ｋｃ・Ｋｐ４ｃ　（ｓ
ｅｅ）　＝１１３）式となり、−次おくれ系の伝達関数
と同じになる。 この（１２）式は、時定数Ｔ＝ＣＲのＲＣ平均化回路の
式と同一である。 今、　（１，２）式にステップ入力を加えると、その応
答は、 φ（ｔ）＝、、Ｕ−’　［（＋、　／ｓ）　・１　／（
１＋Ｔｓ））＝　ｉ　−ｅ　−＋　　　　　・旧・・（
１４）式となり、指数関数状の応答を生ずる。 （１４）式においてｔ＝Ｔとおくと、 φ＝、（＋、−ｅ−”　）崎０．６３２　　であるから
、Ｔは、「ステップ入力値の６３．２％に達する時間」
として表わされる。 （１３）式より、第４図における平均化時定数Ｔは、ク
ロックｆ　ｃ、に逆比例しているため、ｆｃ小、つまり
クロックパルス周波数を小とすると、Ｔ大となり、平均
化時定数をｆｃによって制御することができ、トラッキ
ング時間はこの時定数Ｔによって表わされる。 従来の（３）式による方法の場合は、トラッキン＝　１
３− り時間は、位相差（Ｏ−φ）に比例せず、ｓｉｎ（０−
φ）に比例するため、（Ｏ−φ）がＯｏに近い所でのみ
、近似的に時定数　Ｔ＝１／ＫＥｍとなる。ここで、Ｋ
は（２）式の方法による１〜ラッキング回路の比例定数
、Ｅｍは誤差電圧の最大値である。 ５）プログラマブル位相器３１についてプログラマブル
移相器３１は、カウンタ＋ディジタルコンパレータ方式
、アップダウンカウンタ方式、カウンタとデコーダ方式
等があるが、−例として第６図について説明すると、Ｎ
分周器３６とＰ　Ｌ　Ｌ回路３５により周波数てい倍回
路を構成しており、出力周期数はｆｐ＝Ｎω／２πとな
る。このｆｐをクロックとして、アップダウンカウンタ
３７に加える。アップダウンカウンタ３７は、常にアッ
プカウントの状態とし、最大カラン１−数はＮであり、
比較信号Ｖｒｒの立上りのタイミング（ＰＬ［、ｌｉｉ
路３５がロック状態の時にはＶｒｒ＝Ｖｒｂとなるため
、Ｖｒｂの立上りのタイミングでも同様となる）で、デ
ィジタルデータφｄのデータをロードし、クロックｆｐ
により（Ｎ−１）−φｄカウントし、キャリ信号ｖｂを
出力する。 このキャリ信号ｖｂの立上りのタイミングがｓｉｎ（ω
ｔ−十φ）となり、次のディジタル位相検波器に入力さ
れる。 なお、分周器３６及びアップダウンカウンタ３７にセラ
１へするＮの値は、２のべき乗、つまりＮ＝２Ｐ、又は
１０のべき乗に設定するのが良い。 ここで、ｐは、テイジタル出力φｄのピッ１〜数であり
、角度分解能を決定する。 位相差測定回路の別法で、角度Ｏの平均値を必要としな
い場合には、第７図の様な回路で、テイジタル又はアナ
ログに変換することができる。 それぞれＶｒｒ、Ｖａ倍信号おのおの２分周して排他的
ＯＲ回路に加えると、位相差（この場合、位相差＝θで
ある）に比例したパルス中の出力が得られるので、ディ
ジタル値に変換するのは容易に行なえる。又、この出力
をローパスフィルタを通ずことにより、簡単にアナログ
出力を得ることができる。 【実施例１ 第８図は、本発明の風向計への１実施例であり、矢羽根
の軸とシンクロ発信器の軸を接続し、矢羽根の向きＯを
測定し、風向を測定するものである。 他の実施例としては、シンクロ発信器軸にラック・ビニ
オン機構を設け、位置角度変換を行ない、位置−ディジ
タル変換器として用いることができる。 【発明の効果１ 本発明は、従来の演算方法とは異る演算を行うことによ
り、より簡単な回路によって構成でき、角度Ｏと出力角
度φどの位相差（０−φ）に比例した誤差出力を得るこ
とができ、この出力を用いて、トラッキング回路を制御
するため、位相差の大きさに関係なく常に追従時定数Ｔ
は一定であり、又、電源電圧（Ｅ□ｓｉｎωｔ）の変動
によるトラッキング時間の変動がなく、正確な平均化時
定数が得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は１本発明の原理図のブロックダイヤグラム 第２図は、誤差角度対誤差電圧出力特性第３図（イ）は
、移相器１′の回路例 第３図（ロ）は、第３図（イ）のべり１ヘル図第４図は
、位相差測定回路３の回路例のブロックダイヤグラム 第５図は、位相検波器３２の動作タイミング図第６図（
イ）は、プログラマブル移相器３１の回路例のブロック
ダイヤグラム 第６図（ロ）は、第６図（イ）のタイミング図第７図は
、位相差測定回路３の別の回路例のブロックダイヤグラ
ム 第８図は、風向計に応用した実施例を示す。 Ｘは、シンクロ電機発信器 Ｔ１は、比較信号用トランス Ｔ２）Ｔ３は、スコツト１−ランス ］、１′は、移相器 ２は、加算器 ３は、位相差測定回路 ３１は、プログラマブル移相器 ３２は、ディジタル位相検波器 ３３は、アップダウンカウンタ ３４は、クロック発生器 ３５は、Ｐ　Ｌ　Ｌ回路 ３６は、Ｎ分周器 ３７は、アップダウンカウンタ ３８．３９は、１／２の分周器 ４０は、パルス幅変換回路 ＄５０ ′！Ｊ６目 （イ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　（ロ）Ｉｌ：ｉ ３ら　　ＰＬＬ回ｉを 穿７０ 、’＋６　　　Ｎ令后１≧１

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）シンクロ電機発信器からの角度信号を、スコット
   トランスＴ２、Ｔ３で受け、その出力を移相器１、又は
   １′、及び加算器２によりｓｉｎ（ωｔ＋θ）の位相信
   号に変換する角度位相変換方法。
2. （２）特許請求の範囲第１項記載の角度位相変換方法で
   得られた位相信号を位相検波器３２の入力に加え、比較
   信号とディジタル出力φｄをプログラマブル移相器３１
   に入力し、 ｓｉｎ（ωｔ＋φ）の出力を得、この信号を位相検波器
   ３２のもう一方の入力に加え、位相検波器３２の出力の
   位相差信号によりアップダウンカウンタ３３をθ＝φと
   なるように制御して、ディジタル角度信号を得る、角度
   −ディジタル信号変換方法。