JPS61269674A - スイツチング電源の制御回路 - Google Patents
スイツチング電源の制御回路Info
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- JPS61269674A JPS61269674A JP10989485A JP10989485A JPS61269674A JP S61269674 A JPS61269674 A JP S61269674A JP 10989485 A JP10989485 A JP 10989485A JP 10989485 A JP10989485 A JP 10989485A JP S61269674 A JPS61269674 A JP S61269674A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の概要〕
本発明は、入力端子に入力された直流電力か。
トランスとスイッチング素子を通して一旦、高周波の交
流電力に変換され、電圧変換および安定化の動作を経た
あと、ダイオードおよび平滑コンデンｆｌ二より再び直
流電力に変換されるスイッチング電源Ｃ：おいて、出力
電圧の安定化およびスイッチング動作の発振・駆動機能
を行なう三角波発生回路、比較回路、発振回路から構成
される制御回路に関するもので、発振回路をＣ−ＭＯＳ
形インバータ回路で構成し、インバータ回路のしきい値
電、圧を利用して比較回路を構成するととも≦二、コン
デンサをフォトカップラの出力電流で充電する簡単な三
角波発生回路を用いたことにより消費電力が小さく、耐
ノイズ性に優れたスイッチング電源の制御回路である。
流電力に変換され、電圧変換および安定化の動作を経た
あと、ダイオードおよび平滑コンデンｆｌ二より再び直
流電力に変換されるスイッチング電源Ｃ：おいて、出力
電圧の安定化およびスイッチング動作の発振・駆動機能
を行なう三角波発生回路、比較回路、発振回路から構成
される制御回路に関するもので、発振回路をＣ−ＭＯＳ
形インバータ回路で構成し、インバータ回路のしきい値
電、圧を利用して比較回路を構成するととも≦二、コン
デンサをフォトカップラの出力電流で充電する簡単な三
角波発生回路を用いたことにより消費電力が小さく、耐
ノイズ性に優れたスイッチング電源の制御回路である。
本発明はスイッチング電源の制御回路シ；関し、とくに
構成部品点数の軽減をはかった消費電力の小さい耐ノイ
ズ性に優れたスイッチング電源の制御回路に関するもの
である。
構成部品点数の軽減をはかった消費電力の小さい耐ノイ
ズ性に優れたスイッチング電源の制御回路に関するもの
である。
第５図は従来のスイッチング電源の制御回路の構成を示
すものであり１ａ、ＩＢは入力端子、２は入力平滑コン
デンサ、３はトランス、４はスイッチング素子、５はダ
イオード、６は出力平滑コンデンサ、７，８は電圧検出
用抵抗、９は増幅器、１０は基準電圧、１１はフォトカ
ップラ、１２は比較増幅器、１３は駆動回路、１４は発
振器、１５は三角波発生回路である。同図において、入
力端子ＩＡ。
すものであり１ａ、ＩＢは入力端子、２は入力平滑コン
デンサ、３はトランス、４はスイッチング素子、５はダ
イオード、６は出力平滑コンデンサ、７，８は電圧検出
用抵抗、９は増幅器、１０は基準電圧、１１はフォトカ
ップラ、１２は比較増幅器、１３は駆動回路、１４は発
振器、１５は三角波発生回路である。同図において、入
力端子ＩＡ。
１Ｂに入力された直流電力はトランス３とスイッチング
素子４を通して、一旦高周波の交流電力に変換され、電
圧変換および安定化の動作と経たあと、ダイオード５お
よび出力平滑コンデンサ６により再び直流電力に変換さ
れる。同図において、出力電圧の安定化および発振・駆
動の動作は以下の通りである。
素子４を通して、一旦高周波の交流電力に変換され、電
圧変換および安定化の動作と経たあと、ダイオード５お
よび出力平滑コンデンサ６により再び直流電力に変換さ
れる。同図において、出力電圧の安定化および発振・駆
動の動作は以下の通りである。
抵抗７，８により出力電圧を検出し、制御信号発生回路
を形成する増幅器９および基準電圧１０により構成され
る誤差増幅器に入力して、出力電圧の変動量に応じた制
御信号を作成し、フォトカップラ１１を介して入力側の
制御回路に伝えゐ。入力側では、発振器１４の信号を受
けて三角波を出力する三角波発生回路１５の三角波出力
と、フォトカップラ１１を介して伝達される信号電圧と
を比較増幅器１２に入力する。ここで出力側の誤差増幅
器は出力電圧の変動に応じた制御信号をフォトカップラ
１１に伝達するよう構成されているので、比較増幅器１
２は、制御信号と三角波とを比較することにより、出力
電圧の変動に応じてパルス幅変調されたパルス電圧を出
力でき、このパルス電圧を駆動回路１５に伝え、スイッ
チング素子４を′駆動する。このようＣ二構成すること
１：より、入力電圧や負荷の変動（二対して出力電圧が
変動しようとする場合、制御回路によりスイッチング素
子に印加するパルス幅を制御し出力電圧を一定に保つこ
とができる。
を形成する増幅器９および基準電圧１０により構成され
る誤差増幅器に入力して、出力電圧の変動量に応じた制
御信号を作成し、フォトカップラ１１を介して入力側の
制御回路に伝えゐ。入力側では、発振器１４の信号を受
けて三角波を出力する三角波発生回路１５の三角波出力
と、フォトカップラ１１を介して伝達される信号電圧と
を比較増幅器１２に入力する。ここで出力側の誤差増幅
器は出力電圧の変動に応じた制御信号をフォトカップラ
１１に伝達するよう構成されているので、比較増幅器１
２は、制御信号と三角波とを比較することにより、出力
電圧の変動に応じてパルス幅変調されたパルス電圧を出
力でき、このパルス電圧を駆動回路１５に伝え、スイッ
チング素子４を′駆動する。このようＣ二構成すること
１：より、入力電圧や負荷の変動（二対して出力電圧が
変動しようとする場合、制御回路によりスイッチング素
子に印加するパルス幅を制御し出力電圧を一定に保つこ
とができる。
従来のパルス幅制御回路は、発振器の他、三角波発生回
路と比較回路が必要となり、回路構成がＮＭｋで 蔗
ｑ勅シて交 ２ か Ｚ Ｌ−１，％ ＾間旦古偽電
七ハ４この部品数が多いという問題を解決するため、
これらの機能を内蔵したスイッチング電源用ＩＣはある
が、バイポーラ形のＩＣであるため消費電力が大きく、
小電力のスイッチング電源の高効率を要求される分野に
は使用できないという欠点があった。
路と比較回路が必要となり、回路構成がＮＭｋで 蔗
ｑ勅シて交 ２ か Ｚ Ｌ−１，％ ＾間旦古偽電
七ハ４この部品数が多いという問題を解決するため、
これらの機能を内蔵したスイッチング電源用ＩＣはある
が、バイポーラ形のＩＣであるため消費電力が大きく、
小電力のスイッチング電源の高効率を要求される分野に
は使用できないという欠点があった。
また、従来例において、フォトカップラの出力は直流で
あるため、スイッチングに伴って発生するノイズの影響
を受け、比較回路が誤動作する可能性があるという問題
があった。
あるため、スイッチングに伴って発生するノイズの影響
を受け、比較回路が誤動作する可能性があるという問題
があった。
本発明は、従来の問題点を解決するため、従来の制御信
号発生回路の出力を伝達するフォトカップラの出力側に
接続した、フォトカップラの出力信号または出力信号を
増幅した電流を充電するコンデンサと、コンデンサに接
続した、コンデンサの充電電圧が内蔵されたしきい値電
圧を超えると出力を反転する反転回路と、反転回路に接
続した、反転回路の出力が反転したときスイッチング電
源のスイッチング素子をオフとし、あらかじめ定められ
たスイッチング素子のオフ期間ζ：コンデンサを放電す
る発振・駆動部とを備えた構成の制御回路である。
号発生回路の出力を伝達するフォトカップラの出力側に
接続した、フォトカップラの出力信号または出力信号を
増幅した電流を充電するコンデンサと、コンデンサに接
続した、コンデンサの充電電圧が内蔵されたしきい値電
圧を超えると出力を反転する反転回路と、反転回路に接
続した、反転回路の出力が反転したときスイッチング電
源のスイッチング素子をオフとし、あらかじめ定められ
たスイッチング素子のオフ期間ζ：コンデンサを放電す
る発振・駆動部とを備えた構成の制御回路である。
すなわち、従来の制御回路Ｃ二おいて、本発明は発振回
路なＣ−ＭＯＳ形のインバータ回路で構成し、インバー
タ回路のしきい値電圧を利用して比較回路を構成すると
ともに、コンデンサをフォトカップラの出力電流で充電
する簡易な三角波発生回路を用いたことを最も主要な特
徴とする。
路なＣ−ＭＯＳ形のインバータ回路で構成し、インバー
タ回路のしきい値電圧を利用して比較回路を構成すると
ともに、コンデンサをフォトカップラの出力電流で充電
する簡易な三角波発生回路を用いたことを最も主要な特
徴とする。
本発明は、従来の制御回路に対して゛、次の差異がある
。
。
■ 従来技術では、三角波発生回路Ｃ二より一定の三角
波を発生させて、比較回路の入力としているの（二対し
、本発明では三角波発生回路をフォトカップラとコンデ
ンサ（二より構成し、コンデンサ充電時の充電電圧を三
角波として利用するとともに、出力側からの信号に応じ
て充電電圧の傾きを変化させるという、制御信号伝達の
機能までもたせていること。
波を発生させて、比較回路の入力としているの（二対し
、本発明では三角波発生回路をフォトカップラとコンデ
ンサ（二より構成し、コンデンサ充電時の充電電圧を三
角波として利用するとともに、出力側からの信号に応じ
て充電電圧の傾きを変化させるという、制御信号伝達の
機能までもたせていること。
■ 発振器を消費電力の少ないＣ−ＭＯＳ形のインバー
タＩＣを用いて構成していること（従来技術ではバイポ
ーラ形の発振回路を用いていた）。
タＩＣを用いて構成していること（従来技術ではバイポ
ーラ形の発振回路を用いていた）。
■ 従来技術では、一定の三角波電圧と変動する出力側
からの制御信号とを比較回路に入力してパルス幅変調を
行っていたのに対し、本発明では基準電圧としてＣ−Ｍ
ＯＳ形のインバータＩＣのしきい値電圧を用い、出力側
からの制御信号であるコンデンサ充電時圧とを比較して
発振回路に入力してパルス幅変調を行っている。
からの制御信号とを比較回路に入力してパルス幅変調を
行っていたのに対し、本発明では基準電圧としてＣ−Ｍ
ＯＳ形のインバータＩＣのしきい値電圧を用い、出力側
からの制御信号であるコンデンサ充電時圧とを比較して
発振回路に入力してパルス幅変調を行っている。
本発明（二より制御回路の構成が簡易化でき、制御回路
の損失が少なく、耐ノイズ性に優れたスイッチング電源
を構成できる。以下図面（二より説明する。
の損失が少なく、耐ノイズ性に優れたスイッチング電源
を構成できる。以下図面（二より説明する。
第１図は本発明の第一の実施例を示す因であって、１６
はコンデンサ、１７は反転回路、１８は発振・駆動回路
である。第５図と同じ符号は同じ部分を示す。入力端子
ＩＡ、ＩＢ間に直流電圧が印加されると、トランス３．
スイッチング素子４Ｃ二より。
はコンデンサ、１７は反転回路、１８は発振・駆動回路
である。第５図と同じ符号は同じ部分を示す。入力端子
ＩＡ、ＩＢ間に直流電圧が印加されると、トランス３．
スイッチング素子４Ｃ二より。
高周波交流に変換され、電圧変換および安定化が行われ
た後、再びダイオード５およびコンデンサ６により整流
平滑され、直流電圧が出力される。
た後、再びダイオード５およびコンデンサ６により整流
平滑され、直流電圧が出力される。
直流出力電圧は、抵抗７および８により検出され、増幅
器９および基準電圧１０により、その変動分が誤差増幅
され、フォトカップラ１１により入力側に伝達される。
器９および基準電圧１０により、その変動分が誤差増幅
され、フォトカップラ１１により入力側に伝達される。
いま、スイッチング素子４がオンの状態監＝あるものと
して、以下スイッチング動作を説明する。
して、以下スイッチング動作を説明する。
このフォトカップラ１１の直流出力により、コンデンサ
１６は充電され、その充電電圧が上昇し、ある一定の値
を越えると、反転回路１７の出力が低レベルＣ二反転す
る。発振・駆動回路１８では、この反転信号を受けて、
スイッチング素子４をオフに駆動する。また、このオフ
期間に、コンデンサ１６に蓄積された電荷を放電する。
１６は充電され、その充電電圧が上昇し、ある一定の値
を越えると、反転回路１７の出力が低レベルＣ二反転す
る。発振・駆動回路１８では、この反転信号を受けて、
スイッチング素子４をオフに駆動する。また、このオフ
期間に、コンデンサ１６に蓄積された電荷を放電する。
これと同時に、発振・駆動回路１８内で予め定められた
期間が経過すると再びスイッチング素子４をオンに駆動
し、以下同様の動作をくり返す。
期間が経過すると再びスイッチング素子４をオンに駆動
し、以下同様の動作をくり返す。
このよう＆：、本構成直；よれば発振・駆動回路１８１
；より、一定の周期でスイッチング素子Ｑ）オン動作を
くり返しつつ、スイッチング素子４のオンからオフへの
スイッチングのタイミングをフォトカップラ１１からの
信号檻：より制御することが可能である。すなわち、出
力電圧が定格値より高くなると、フォトカップラ１１の
出力電流が噛加するようＣ二出力側制御回路を構成する
と、このとき、コンダンｆ１６の電圧が反転回路１７の
しきい値電圧に達する時間が短くなり、反転回路１７の
出力の反転のタイミングが早くなるため、スイッチング
素子４のオン期間は短くなり、出力電圧の上昇は抑制さ
れ、出力電圧は安定化される。
；より、一定の周期でスイッチング素子Ｑ）オン動作を
くり返しつつ、スイッチング素子４のオンからオフへの
スイッチングのタイミングをフォトカップラ１１からの
信号檻：より制御することが可能である。すなわち、出
力電圧が定格値より高くなると、フォトカップラ１１の
出力電流が噛加するようＣ二出力側制御回路を構成する
と、このとき、コンダンｆ１６の電圧が反転回路１７の
しきい値電圧に達する時間が短くなり、反転回路１７の
出力の反転のタイミングが早くなるため、スイッチング
素子４のオン期間は短くなり、出力電圧の上昇は抑制さ
れ、出力電圧は安定化される。
以上述べたよりに本発明直二よれば、パルス幅制御のた
め従来必要とされていた三角波発生回路と比較回路をコ
ンデンサと反転回路を用いて簡易６：構成できるという
効果がある。
め従来必要とされていた三角波発生回路と比較回路をコ
ンデンサと反転回路を用いて簡易６：構成できるという
効果がある。
また、上記説明から明らかなように、フォトカツプラの
出力電流は、コンデンサに充電されるため、高周波ノイ
ズＣ二対して低インピーダンスとなるため、従来の構成
に比べて耐ノイズ特性が向上するという効果も得られる
。
出力電流は、コンデンサに充電されるため、高周波ノイ
ズＣ二対して低インピーダンスとなるため、従来の構成
に比べて耐ノイズ特性が向上するという効果も得られる
。
第２図は、本発明の第二の実施例であって、１９はトラ
ンジスタであり、フォトカップラ１１の出力を増幅する
よう構成している。第１図と同じ符号は同じ部分を示す
。一般シニ、応答速匡１μｓａｃ以下程度の高速スイッ
チング形のフォトカップラは、電流伝達比が約１５％程
度と低く、また逆に、電流伝達比が大きいものは、スイ
ッチング速度が遅くなるという欠点があ′る。このため
、スイッチング速度の速いフォトカップラを用いると、
出力側の制御回路のバイアス電流を大すくシて、フォト
カップラ書：大きな電流を供給する必要が生じ、フォト
カップラの定格のアップや制御回路の損失が増加すると
いう問題があった。また、スイッチング速度の遅いフォ
トカップラを用いると、フォトカップラは電流駆動形で
あるにもかかわらず、スイッチング素子４のオンオフと
ともに高速で充放電をくり返すコンデンサの充電の速度
を正確に制御できず、動作が不安定になる場合があるた
め、スイッチング素子の駆動周波数の高い用途（二は使
用できないという問題があった。
ンジスタであり、フォトカップラ１１の出力を増幅する
よう構成している。第１図と同じ符号は同じ部分を示す
。一般シニ、応答速匡１μｓａｃ以下程度の高速スイッ
チング形のフォトカップラは、電流伝達比が約１５％程
度と低く、また逆に、電流伝達比が大きいものは、スイ
ッチング速度が遅くなるという欠点があ′る。このため
、スイッチング速度の速いフォトカップラを用いると、
出力側の制御回路のバイアス電流を大すくシて、フォト
カップラ書：大きな電流を供給する必要が生じ、フォト
カップラの定格のアップや制御回路の損失が増加すると
いう問題があった。また、スイッチング速度の遅いフォ
トカップラを用いると、フォトカップラは電流駆動形で
あるにもかかわらず、スイッチング素子４のオンオフと
ともに高速で充放電をくり返すコンデンサの充電の速度
を正確に制御できず、動作が不安定になる場合があるた
め、スイッチング素子の駆動周波数の高い用途（二は使
用できないという問題があった。
本第二の実施例では、高速のトランジスタを用いて増幅
するため、高速スイッチング形のフォトカップラを用い
ることができるようになるととも速のフォトカップラも
適用可能となる。これ（二より、安定で低損失な高速の
制御回路を構成できるという効果がある。
するため、高速スイッチング形のフォトカップラを用い
ることができるようになるととも速のフォトカップラも
適用可能となる。これ（二より、安定で低損失な高速の
制御回路を構成できるという効果がある。
第３図は、本発明の第三の実施例であって、２０１〜２
０６は反転回路、２１はコンデンサ、２２゜２３は抵抗
、２４ 、２５はダイオードである。第１図と同じ符号
は同じ部分を示す。２０１〜２０６はＣ−ＭＯＳ形のイ
ンバータをＩＣ１個のパッケージ（；内蔵した市販品を
用いることができる。コンデンサ２１および抵抗２２（
二より発振周期を定め、反転回路２０４ 、２０５およ
び２０６により、スイッチング素子４のオン期間を制御
するパルス幅制御を行う。
０６は反転回路、２１はコンデンサ、２２゜２３は抵抗
、２４ 、２５はダイオードである。第１図と同じ符号
は同じ部分を示す。２０１〜２０６はＣ−ＭＯＳ形のイ
ンバータをＩＣ１個のパッケージ（；内蔵した市販品を
用いることができる。コンデンサ２１および抵抗２２（
二より発振周期を定め、反転回路２０４ 、２０５およ
び２０６により、スイッチング素子４のオン期間を制御
するパルス幅制御を行う。
ダイオード２４および２５は、反転回路２０２の出力が
ハイレベルのとき、反転回路２０５およびコンデンサ１
６に電流が流入するのを防ぐためのもので、２５は電流
制限用抵抗である。このように、本実施例５によれば、
発振・駆動回路なＣ−ＭＯＳ形のインバータＩＣにわず
かの抵抗、コンデンサ等を付加するだけで構成できるた
め、回路の大幅な簡易化を達成できると共Ｃ：、Ｃ−Ｍ
ＯＳ形のＩＣは消費電力が極めて小さく、従来のスイッ
チングレギュレータ用制御ＩＣｆ用いる場合Ｃ：比べ、
損失を少なくできるという効果がある。Ａは発振・駆動
部を示す。
ハイレベルのとき、反転回路２０５およびコンデンサ１
６に電流が流入するのを防ぐためのもので、２５は電流
制限用抵抗である。このように、本実施例５によれば、
発振・駆動回路なＣ−ＭＯＳ形のインバータＩＣにわず
かの抵抗、コンデンサ等を付加するだけで構成できるた
め、回路の大幅な簡易化を達成できると共Ｃ：、Ｃ−Ｍ
ＯＳ形のＩＣは消費電力が極めて小さく、従来のスイッ
チングレギュレータ用制御ＩＣｆ用いる場合Ｃ：比べ、
損失を少なくできるという効果がある。Ａは発振・駆動
部を示す。
反転回路はインバータＩＣｆ用いて構成する他、第４図
に示すように低損失なＣ−ＭＯＢ形Ｈａｎｄ −Ｇａｔ
ａｌＣを用いて反転回路２０７〜２０９を構成する方法
もあり、これＣ二よれば、第３図の第三の実施例で必要
であった抵抗２３が不要となるため、さらに低損失化を
はかることができる。
に示すように低損失なＣ−ＭＯＢ形Ｈａｎｄ −Ｇａｔ
ａｌＣを用いて反転回路２０７〜２０９を構成する方法
もあり、これＣ二よれば、第３図の第三の実施例で必要
であった抵抗２３が不要となるため、さらに低損失化を
はかることができる。
第４図の構成は第３図の構成に比べて、ＩＣの個数が１
個増加するが、損失を約数十ｍＷ低減できるという効果
がある。よって、第３図と第４図の構成は、要求条件に
より選択的（二使い分けることが適当である。
個増加するが、損失を約数十ｍＷ低減できるという効果
がある。よって、第３図と第４図の構成は、要求条件に
より選択的（二使い分けることが適当である。
以上、説明したように、本発明によれば、パルス幅制御
形のスイッチング電源の制御回路を、Ｃ−ＭＯＳ形イン
バータＩＣ，コンデンサ等を用いて構成しているため、
構成が大幅に簡易化できるとともＣ：、制御回路の損失
が少なく、耐ノイズ性に優れたスイッチング電源を構成
できるという利点がある。したがって、電源全体の損失
（二重める制御回路損失の占める割合の大きな小容量出
力のスイッチング電源に用いることにより、電源の効率
を大幅に高めることができる。また、本制御回路は低損
失で部品点数も少ないことから、ハイブリッドＩＣ化（
二よるスイッチング電源の小形化に適用して効果が大き
い。
形のスイッチング電源の制御回路を、Ｃ−ＭＯＳ形イン
バータＩＣ，コンデンサ等を用いて構成しているため、
構成が大幅に簡易化できるとともＣ：、制御回路の損失
が少なく、耐ノイズ性に優れたスイッチング電源を構成
できるという利点がある。したがって、電源全体の損失
（二重める制御回路損失の占める割合の大きな小容量出
力のスイッチング電源に用いることにより、電源の効率
を大幅に高めることができる。また、本制御回路は低損
失で部品点数も少ないことから、ハイブリッドＩＣ化（
二よるスイッチング電源の小形化に適用して効果が大き
い。
第１図は本発明の第一の実施例を示す回路図、第２図、
第３図は本発明のそれぞれ第二、第三の実施例を示す回
路図、第４図は発振・駆動部の実施例、第５図は従来の
スイッチング電源の制御回路である。 ｉＡ、１Ｂ・・・入力端子、２，６・・・入力および出
力平滑コンデンサ、３・・・トランス、４・・・スイッ
チング素子、５ 、２４ 、２５・・・ダイオード、７
，８・・・電圧検出用抵抗、９・・・増幅器、１０・・
・基準電圧、１１・・・フォトカップラ、１２・・・比
較増幅器、１５・・・駆動回路、１４・・・発振器、１
５・・・三角波発生回路、１６゜２１・・・コンデンサ
、１７ 、２０１〜２０６・・・反転回路、１８・・・
発振・駆動回路、１９・・・トランジスタ、２２゜２３
・・・抵抗 特許出願人 日本電信電話株式会社 （外１名）
第３図は本発明のそれぞれ第二、第三の実施例を示す回
路図、第４図は発振・駆動部の実施例、第５図は従来の
スイッチング電源の制御回路である。 ｉＡ、１Ｂ・・・入力端子、２，６・・・入力および出
力平滑コンデンサ、３・・・トランス、４・・・スイッ
チング素子、５ 、２４ 、２５・・・ダイオード、７
，８・・・電圧検出用抵抗、９・・・増幅器、１０・・
・基準電圧、１１・・・フォトカップラ、１２・・・比
較増幅器、１５・・・駆動回路、１４・・・発振器、１
５・・・三角波発生回路、１６゜２１・・・コンデンサ
、１７ 、２０１〜２０６・・・反転回路、１８・・・
発振・駆動回路、１９・・・トランジスタ、２２゜２３
・・・抵抗 特許出願人 日本電信電話株式会社 （外１名）
Claims (3)
- （１）スイッチング素子とトランスを用いたスイッチン
グ電源の出力を検出し、基準電圧と比較して前記出力電
圧の変動量に応じた制御信号を作成する制御信号発生回
路と、前記スイッチング素子を前記制御信号に応じてス
イッチング動作させることにより直流電力を変換する発
振・駆動部と、前記制御信号発生回路の出力制御信号を
前記発振・駆動部に伝達するフォトカップラとを備えた
スイッチング電源の制御回路において、 前記制御回路は、 前記フォトカップラの出力側に接続した、前記フォトカ
ップラの出力信号電流を充電するコンデンサと、 前記コンデンサと前記フォトカップラの出力側との接続
部に接続した、前記コンデンサの充電電圧が内蔵された
しきい値電圧を超えると出力を反転する反転回路と、 前記反転回路に接続した、前記反転回路の出力が反転し
たとき前記スイッチング素子をオフとし、あらかじめ定
められた前記スイッチング素子のオフ期間に前記コンデ
ンサを放電する発振・駆動部と、 を備えてなるスイッチング電源の制御回路。 - （２）前記コンデンサの充電電流は、前記フォトカップ
ラの出力信号を増幅した電流によることを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載のスイッチング電源の制御回路
。 - （３）前記反転回路と前記発振・駆動部はＣ−ＭＯＳ形
インバータＩＣを用いてなる特許請求の範囲第１項記載
のスイッチング電源の制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60109894A JPH0767277B2 (ja) | 1985-05-22 | 1985-05-22 | 他励型スィッチング電源の制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60109894A JPH0767277B2 (ja) | 1985-05-22 | 1985-05-22 | 他励型スィッチング電源の制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61269674A true JPS61269674A (ja) | 1986-11-29 |
| JPH0767277B2 JPH0767277B2 (ja) | 1995-07-19 |
Family
ID=14521855
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60109894A Expired - Fee Related JPH0767277B2 (ja) | 1985-05-22 | 1985-05-22 | 他励型スィッチング電源の制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0767277B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02146957A (ja) * | 1988-11-28 | 1990-06-06 | Sanken Electric Co Ltd | パルス幅変調制御回路 |
| JP2013024675A (ja) * | 2011-07-20 | 2013-02-04 | Denso Corp | 電池監視装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6332031A (ja) * | 1986-07-25 | 1988-02-10 | ナショナル住宅産業株式会社 | 梁接合構造 |
-
1985
- 1985-05-22 JP JP60109894A patent/JPH0767277B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6332031A (ja) * | 1986-07-25 | 1988-02-10 | ナショナル住宅産業株式会社 | 梁接合構造 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02146957A (ja) * | 1988-11-28 | 1990-06-06 | Sanken Electric Co Ltd | パルス幅変調制御回路 |
| JP2013024675A (ja) * | 2011-07-20 | 2013-02-04 | Denso Corp | 電池監視装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0767277B2 (ja) | 1995-07-19 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |