JPS61218096A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔技術分野〕 この発明は他動式高周波インバータ回路を有する放電灯
点灯装置に関するもので、特に脈流で放電灯を点灯させ
る放電灯点灯装置に係るものである。

〔背景技術〕

従来、この種の脈流点灯装置として、商用電源を全波整
流し、これに高周波インバータを組合わせた高周波放電
灯点灯装置が提案されている。

第８図（Ａ）は高周波インバータ回路の入力となる脈流
電圧ＥｒＮの波形を、第８図（Ｂ）は放電灯に加わるラ
ンプ電圧ＶＬＡの波形を、第８図（Ｃ）は放電灯に流れ
るランプ電流ＩＬ＾の波形を、それぞれ示している。第
８図より明らかなように、毎サイクルで放電灯にランプ
電流ｒＬ＾が流れるのは、各サイクルの再点弧電圧に達
するＰ点からで、ランプ電流ＩＬ＾は各サイクルのＰ点
からそのサイクルのほぼ最後までしか流れず、各サイク
ルの最初（０点）からＰ点まで（再点弧するまで）はラ
ンプ電流ＩＬＡが流れないため、ランプ力率が悪くなり
、また、毎サイクルの０点からＰ点までの再点弧するま
での時間は、放電灯自体がほぼ無負荷状態となっている
ため、無駄な電力消費をしていることになり、点灯回路
の全体的効率も低下させることになる。さらに、実際に
ランプ電流が流れている区間では、ランプ電流の波動率
が高くなり、そのために高周波インバータ回路のトラン
ジスタに流れるピーク電流も太き（なり、スイッチング
素子（トランジスタ）のロスが大きくなり、また放電灯
がちらつくという問題があった。

なお、従来例として、特公昭５５−０２２９２０号で開
示されたものがある。この放電灯点灯装置は、整流電源
と直列に同方向に接続した２個の一方向性の半導体スイ
ッチの各々に逆並列に接続した２個の整流器の一方と並
列に放電灯を含むインダクタンス、コンデンサの負荷回
路を接続し、２１）１の半導体スイッチを交互に等間隔
でオン−オフして放電灯を点灯する方式において、整流
電源電圧の低い期間において上記スイッチング周波数を
高くして、負荷回路を整流電圧の１周期中常にスイッチ
ング周波数に対して誘導的にして点灯することを特徴と
するものである。

この放電灯点灯装置は、整流電圧が低い時点において、
負荷回路へ供給される電圧が低くなって放電灯のインピ
ーダンスが著しく増大し、負荷が容量性となり、負荷電
流は進相電流が流れ整流器およびスイッチの損失の増大
を招くという点に鑑てなされたもので、低い電源電圧で
も放電灯を遅相点灯させるためにスイッチング周波数を
高くするもので、本発明とは全く思想が異なるものであ
る。すなわち、本発明は、後に詳しく説明するが、脈流
点灯において、毎サイクルの再点弧時間を早くすること
により、脈流点灯の点灯であるランプ力率、全体的効率
低下、スイッチング素子のロスなどを解決しようという
もので、脈流電圧の低い部分では進相になっても問題で
はないものである。

また、第９図に示す特開昭４９−２８１７６号、特開昭
５１−７９９８６号のような放電灯点灯装置も従来から
ある。この放電灯点灯装置は、商用電源電圧ＶＡＣを低
周波チロ−クコイルＣＨを介して放電灯Ａに加えて放電
灯ＬＡを点灯させるものにおいて、放電灯ＬＡに高周波
発生装置Ａからの高周波電圧を開時に加えるものであり
、その主目的は、低周波チラークコイルＣＨの小形化で
あり、高周波発生装置Ａの周波数は外部より決定するも
のではない、また、高周波発生装置Ａは、放電灯ＬＡに
並列接続され、主回路の低周波チョークコイルＣＨとは
必ずしも関係はない。

本発明は、チラークコイルの小形化ではなく、再点弧時
期を早めることによってランプ力率の向上、ランプ電流
の波高値を下げること（スイッチング素子のロス低減）
などを主目的とし、高周波の周波数は外部より強制的に
制御し、また高周波発生手段は主回路のインダクタ、コ
ンデンサと密接に関係しており、第９図のものと後述す
る本発明とは全く異なるものである。

すなわち、第９図のものは、本質的に低周波点灯であり
、本発明のような高周波点灯ではなく、小形化、高効率
化、ちらつきがないことなどの利点ををしていない。

（発明の目的〕 この発明は、放電灯を脈流点灯させるものにおいて、放
電灯の再点弧時期を早めてランプ電流の波高率を低くし
、高周波インバータ回路を構成するスイッチ素子等の損
失を低減し、効率を高めることができる放電灯点灯装置
を提供することを目的とする。

〔発明の開示〕

この発明の放電灯点灯装置は、交流電源を整流する整流
回路と、この整流回路から給電される他動式の高周波イ
ンバータ回路と、放電灯と共振回路とを含んで構成され
前記高周波インバータ回路より給電される負荷回路と、
前記整流回路から前記高周波インバータ回路に加えられ
る整流電源電圧の各サイクルの再点弧するまでの期間前
記高周波インバータ回路のスイッチング周波数と前記直
列共振回路の共振周波数とを近づける制御回路とを備え
る構成にしたものである。

このように、整流電源電圧の各サイクルの再点弧するま
で期間高周波インバータ回路のスイッチング周波数と共
振回路の共振周波数とを近づけるようにしたため、整流
電源電圧の各サイクルの早い時期に再点弧電圧を得るこ
とができ、ランプ電流の波高率を低くすることができ、
高周波インバータ回路のスイッチ素子に流れる電流が減
少してそのロスが低減される。

また、ランプ電流の休止期間が短くなってランプ力率が
上昇し、回路の全体的な点灯効率（入力電力に対するラ
ンプ電力の割合）も上昇する。さらに、上記の効率上昇
、ロス低減によって放電灯の光束も増加させることがで
きる。

実施例の説明に先立ち、この発明の放電灯点灯装置の基
本構成を第１図に基づいて説明する。この放電灯点灯装
置は、交流電源ＡＣを整流回路１で整流して脈流電源（
整流電源）を作り、この脈流電源より他励式の高周波イ
ンバータ回路２に給電し、この高周波インバータ回路２
から高周波電力を放電灯５を含む負荷回路３に供給して
放電灯５を点灯させるものである。負荷回路３は、イン
ダクタｔ、ｌとコンデンサＣ３を直列接続し、コンデン
サＣ３に放電灯５を並列接続してなり、放電灯５の始動
時または再点弧時にインダクタし、およびコンデンサＣ
３の共振回路により始動電圧または再点弧電圧を得、放
電灯５の点灯後はインダクタＬ、で限流されたランプ電
流を放電灯５に流すようになっている。また、高周波イ
ンバータ回路２は制御回路４によって駆動および制御が
行われる。

そして、制御回路４が、脈流電圧（整流電源電圧）の各
サイクルの再点弧するまでの期間（低レベル期間）にお
いて、高周波インバータ回路２のスイッチング周波数を
変化させるか、またはインダクタＬｌおよびコンデンサ
Ｃ３よりなる共振回路の回路定数を変化させることによ
り、高周波インバータ回路２のスイッチング周波数と上
記共振回路の共振周波数とを近づけて、コンデンサＣ３
の両端電圧を高め、これによって放電灯５の毎サイクル
の再点弧時期を早め、ランプ電流の波高率を低くし、高
周波インバータ回路２のスイッチ素子の損失を低減し、
効率を高めるようになっている。

なお、脈流電圧の各サイクルの高レベル区間は、インダ
クタＬ、のインダクタンス値に応じて周波数が定められ
る。

実施例 この発明の第１の実施例を第２図ないし第５図に基づい
て説明する。この放電灯点灯装置は、第２図に示すよう
に、交流電源ＡＣを整流回路１で全波整流して脈流電源
を作り、この脈流電源より他動式の高周波インバータ回
路２に給電し、この高周波インバータ回路２から高周波
電力を放電灯５を含む負荷回路３に供給して放電灯５を
点灯させるものである。負荷回路３は、インダクタＬ１
とコンデンサＣ３を直列接続し、コンデンサＣ３に放電
灯５を並列接続してなり、放電灯５の始動時または再点
弧時にインダクタＬｌおよびコンデンサＣ３の共振回路
により始動電圧または再点弧電圧を得、放電灯５の点灯
後はインダクタし１で限流されたランプ電流を放電灯５
に流すようになっている。また、高周波インバータ回路
２は、スイッチ素子（トランジスタ）Ｑ、、Ｑ２．ダイ
オードＤＩ＋Ｄ２およびコンデンサｃ１．ｃ２とで構成
されるハーフブリッジ型であり、制御回路４によって駆
動および制御が行われる。

そして、この放電灯点灯装置は、脈流電圧（整流電源電
圧）の各サイクルの低レベル期間（再点弧するまでの期
間より長い期間）において、制御回路４によって高周波
インバータ回路２のスイッチング周波数を変化させるこ
とにより、高周波インバータ回路２のスイッチング周波
数を上記共振回路の共振周波数に近づけて、コンデンサ
Ｃ３の両端電圧を高め、これによって放電灯５の毎サイ
クルの再点弧時期を早め、ランプ電流の波高率を低くし
、高周波インバータ回路２のスイッチング素子の損失を
低減し、効率を高めるようになっている。

なお、脈流電圧の各サイクルの高レベル区間は、インダ
クタし１のインダクタンス値に応じて定格点灯できるよ
うに周波数が定められる。

上記のように高周波インバータ回路２のスイッチング周
波数を変化させるための制御回路４は、第３図のように
構成されている。第３図において、ｉｃ、はタイマ集積
回路（ＩＣＭ７５５５；インタシル社製）で構成される
単安定マルチバイブレークで、整流回路１の出力電圧が
抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧されて２番端子（トリガ入力端）
に加えられており、整流電源電圧の各サイクルにおいて
、そのレベルがある値を超えたときにトリガされ、抵抗
Ｒ３およびコンデンサＣ４で決まる時間だけ３番端子（
出力端）のレベルをＨレベルとする。

このＨレベル期間は、整流電源電圧の高レベル期間に相
当する。

ＩＣ２はタイマ集積回路（ＩＣ１と同じ）で構成される
無安定マルチバイブレータで、５番端子に接続された抵
抗Ｒ４〜Ｒ６の直列回路のうち抵抗Ｒ６をトランジスタ
Ｑ３によって単安定マルチバイブレークＩＣＩの出力に
応じて短絡することにより、発振周波数が変化する。す
なわち、単安定マルチバイブレータ■Ｃ１の出力がＨレ
ベルであってトランジスタＱ３がオンのときは、第１の
周波数で発振し、単安定マルチバイブレークＩＣ＋の出
力がＬレベルであってトランジスタＱ３がオフのときは
第１の周波数とは異なる第２の周波数で発振することに
なる。

ＩＣ３はフリップフロップ（μＰＤ４０１３８Ｃ、ＮＥ
Ｃ社製）で、無安定マルチバイブレータＴＣ２の出力を
１／２分周して正相および逆相の２相の信号を作る。

ＩＣ，はナントゲート群（μＰＤ４０１）８Ｃ、ＮＥＣ
社製）であって、スイッチ素子Ｑｌ、Ｑ２が同時にオン
となることを防止するために、フリップフロップＩＣ３
と駆動回路ＤＰとの間に介挿されていて、スイッチ素子
Ｑｌ、Ｑ２のオン期間の間に休止期間を作る。

つぎに、第２図の回路における整流電源電圧の任意の瞬
時電圧での放電灯５の無負荷２次電圧とスイッチング周
波数の関係を第４ＷＪに示す、第４図において、実線は
電源電圧が０１のときで、破線は電源電圧が０２ときで
、一点鎖線は電源電圧が８３のときであり、ただし、ｅ
Ｉ＞８２＞６３である。

第４図より明らかなように、任意の電源電圧に対し、ス
イッチング周波数Ｘ（ＫＨｚ）で動作させるよりはＹｌ
またはＹ　２　　（Ｋ　Ｈｚ　）で動作させた方がＬＣ
共振周波数ｔｏに近いため無負荷２次電圧が高くなる。

このことを利用して、整流電源電圧の各サイクルの高レ
ベル期間はスイッチング周波数をＸ（ＫＨｚ）とし、は
ぼ無負荷状態となる整流電源電圧の各サイクルの低レベ
ル期間において、スイッチング周波数をＸ（ＫＨｚ）よ
りＬＣ共振周波数ｆ０に近づ番することにより再点４ｍ
電圧を各サイクルの早い位相で得るようにしている。な
お、スイッチング周波数をＸ（ＫＨｚ）とした場合、共
振を強くするためのスイッチング周波数の範囲は、論理
的には、ＬＣ共振周波数 ｆｏ＋ｗ□ ２π５ を除く、ｘ＜ｙ＜ｘ　’ の範囲である。

第５図は再点弧電圧が各サイクルの早い位相で得られる
ことを示す波形図である。第５図（Ａ）は整流電源電圧
波形を示し、第５図（Ｂ）は一定周波数（Ｘ　（Ｋｔｌ
ｚ）　）で点灯させたとき（従来例）のランプ電圧波形
を示し、第５図（Ｃ）はそのときのランプ電流波形を示
し、第５図（Ｄ）は周波数を変化させた（Ｘ　（Ｋ　Ｈ
ｚ）　−＝Ｙ　１またはＹ２（ＫＨｚ））とき（実施例
）のランプ電圧の波形を示し、第５図（Ｅ）はそのとき
のランプ電流波形を示している。第５図（Ａ）〜（Ｅ）
から明らかなように、実施例の場合、各サイクルの始め
から再点弧電圧に達するまでの時間がα（ｍｓｅｃ）か
らβ〔Ｉ＋！ｓｅｃ〕と短くなり、この再点弧電圧が早
く得られることにより、ランプ電流の波高率が下がると
ともにランデカ率が従来よりよくなり、整流電源電圧の
低電圧部分における無負荷状態となる期間も短くなるた
め全体的な効率も従来より良くなる。

なお、スイッチ素子Ｑ、、Ｑ２は単方向性スイッチ素子
であれば何でもよい、また、例えばスイッチ素子Ｑ１と
ダイオードＤ１との機能を合わせもつ双方向性スイッチ
素子をスイッチ素子Ｑｌ。

ダイオードＤＩの並列回路に代えて、用いることもでき
る。

この発明の第２の実施例をｊ８６図に基づいて説明する
。この放電灯点灯装置は、第２図のハーフブリッジ型の
高周波インバータ回路２に代えて、他励式プッシュプル
型の高周波インバータ回路２′を用いたもので、その他
の構成は第２図と同じである。

高周波インバータ回ＷＩｒ２′は２個のスイッチ素子（
トランジスタ）Ｑ、’、Ｑ’２をプッシュプル接続して
発振トランスＴの１次巻線に接続してなるもので、制御
回路４′は、スイッチ素子Ｑ１′Ｑ２′を交互に等間隔
でオンオフさせるとともに、整流電源電圧の各サイクル
の高レベル期間はスイッチング周波数をＸにし、各サイ
クルの低レベル期間はスイッチング周波数をｙｉまたは
Ｙ２（ＫＨｚ）にしてインダクタＬ１およびコンデンサ
ｃ３の共振周波数ｆｏに近づけるようにして、前述の第
１の実施例と同様の作用効果をもたせるようにしている
。なお、制御回路４′は、第３図と同様に構成される。

この発明の第３の実施例を第７図に基づいて説明する。

第７図において、ＡＣは交流電源、１は整流回路、２“
は他動式直列型高周波インバータ回路である。４′はス
イッチ素子Ｑ、’、Ｑ２　”を交互に等間隔でオンさせ
、整流電源電圧の各サイクルの低レベル期間にスイッチ
ＳＷをオンにするとともに各サイクルの高レベル期間に
オフにする。

負荷回路３′は、インダクタＬ２とコンデンサＣ４〜Ｃ
６とを直列接続し、コンデンサＣｓ、Ｃ６の直列回路に
放電灯５を並列接続してなり、スイッチＳＷがコンデン
サＣ６に並列接続されている。

Ｄ、　ｇ　、　　ｎ　２＃ばそれぞれダイオードである
。

動作について説明する。この放電灯点灯装置は、整流電
源電圧の各サイクルの低レベル期間に制御回路４″から
の信号によってスイッチＳＷをオンにすることにより、
整流電源電圧の各サイクルの低レベル期間において負荷
回路３′のＬＣＣ共同周波数高周波インバータ回路２“
のスイッチング周波数に近づけて無負荷２次電圧を高め
、整流電源電圧の各サイクルの早い時期に再点弧電圧を
得るようにしたものであり、この構成によっても、ラン
プ電流の波高率を下げ、ランプ力率を上げ、回路全体の
効率を上げることが可能となる。

〔発明の効果〕

この発明の放電灯点灯装置は、整流電源電圧の各サイク
ルの再点弧するまでの期間において高周波インバータ回
路のスイッチング周波数と共振回路の共振周波数とを近
づけるようにしたため、整流電源電圧の各サイクルの早
い時期に再点弧電圧を得ることができ、ランプ電流の波
高率を低くすることができ、高周波インバータ回路のス
イッチ素子に流れる電流が減少してそのロスが低減され
る。

また、ランプ電流の休止期間が短くなってランプ力率が
上昇し、回路の全体的な点灯効率も上昇する。さらに、
上記の効率上昇、ロス低減によって放電灯の光束も増加
させることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の放電灯点灯装置の基本構成を示すブ
ロック図、第２図はこの発明の第１の実施例の回路図、
第３図はその要部の回路図、第４図は無負荷２次電圧と
スイッチング周波数の特性図、第５図は第２図の各部の
波形図、第６図はこの発明の第２の実施例の回路図、第
７図はこの発明の第３の実施例の回路図、第８図は従来
の放電灯点灯装置の各部の波形図、第９図は別の従来例
の回路図である。 ｌ・・・整流回路、２・・・高周波インパーク回路、３
・・・負荷回路、４・・・制御回路、５・・・放電灯、
ＬＩ・・・インダクタ、Ｃ３・・・コンデンサ 第８図 脂 第９図

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流電源を整流する整流回路と、この整流回路か
   ら給電される他励式の高周波インバータ回路と、放電灯
   と共振回路とを含んで構成され前記高周波インバータ回
   路より給電される負荷回路と、前記整流回路から前記高
   周波インバータ回路に加えられる整流電源電圧の各サイ
   クルの再点弧するまでの期間前記高周波インバータ回路
   のスイッチング周波数と前記直列共振回路の共振周波数
   とを近づける制御回路とを備えた放電灯点灯装置。
2. （２）前記制御回路は、前記高周波インバータ回路のス
   イッチング周波数を前記直列共振回路の共振周波数に近
   づけるようにしている特許請求の範囲第（１）項記載の
   放電灯点灯装置。
3. （３）前記制御回路は、前記直列共振回路の回路定数を
   切替えることにより共振周波数を前記高周波インバータ
   回路のスイッチング周波数に近づけるようにしている特
   許請求の範囲第（１）項記載の放電灯点灯装置。