JPS6119230A

JPS6119230A - オ−バサンプル符号化方法及び装置

Info

Publication number: JPS6119230A
Application number: JP13963584A
Authority: JP
Inventors: Rikio Maruta; 力男丸田
Original assignee: NEC Corp; Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1984-07-05
Filing date: 1984-07-05
Publication date: 1986-01-28

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明はアナログ信号のディジタル変換、特に簡易なＡ
／Ｄ　（アナログ／ディジタル）変換器を用いて高精度
な符号化を実現し得るオーバサンプル符号化の方法及び
装置に関する。

（従来技術）オーバサンプル符号器は、アナログ信号を高い標本化周
波数で粗く量子化した後、ディジタル演算によりナイキ
スト標本化周波数の高精度量子化信号に変換するもので
あり、Ａ／Ｄ変換のためのアナ−ログ回路が簡易化され
る他、Ａ／Ｄ変換の前のアナログフィルタを不要化もし
くは簡単化することができる特徴がある。

へ　　　　　第３図はオーバサンプル符号器の公知技術
屹基づく構成を示す図である。オーバサンプル符号化に
は、予測（プレディクチイブ）符号器を用いる方法、雑
音成形（ノイズシェイピング）符号器を用いる方法、さ
らにその両者を結合した方法１等が知られている。第３
図の符号器は予測と雑音成形の両機能を用いた例である
。オーバサンプル符号化技術の全体については下記文献
（１）に、また予測と雑音成形を用いた補間（インター
ボレーティブ）型符号器と呼ばれる形式については下記
文献（２）等に技術内容が開示されている。

〔文献（１）〕アイ−イー・イーΦイー・トランザクションズ・オン拳
サーキットーアンド・システムズ（ＩｎｎＴＲＡＮ８Ａ
ＣＴＩＯＮ８’　ＯＮ　　’ＣＩＲＣＬ］ＩＴ８　　Ａ
ＮＤＳＹ８ＴＢＭＳ　）　ＣＡＳ−２５巻７号（１９７
８年７月）第４３６頁〜第４４７頁の論文ゝオーバサン
プルド。

リニア　プレディクチイブ　アンド　ノイズ　シェイピ
ング　コーダーズ　イブ　オーター　Ｎ〉１　（Ｏｖｅ
ｒｓａｍｐｌｅｄ　、　Ｌｊｎｅａｒ　Ｐｒｅｄｉｃｔ
ｉｖｅ　ａｎｄＮｏｉｓｅ−８ｈａｐｉｎｇ　Ｃｏｄｅ
ｒｓ　ｏｆ　０ｒｄｅｒ　Ｎ）ｌ　）“〔文献（２）〕アイ・イー・イー・イー会ジャーナル・イブ・ソリッド
ステート・サーキット（ＩＢＩＪ　ＪＯＴＪＲ−ＮＡＬ
　ＯＦ　ＳＯＬＩＤ−８ＴＡＴｇ　Ｃｌ１（、ＣＴＪＩ
ＴＳ）８Ｃ−１５巻６号（１９８０年１２月）第１０１
４貞〜第１０２１頁の論文１アン・インターボレイティ
ブ・ビーシーエム・コーデック・ウィズ・マルチブレツ
クスト・ディジタル・フィルターズ（Ａｎ　Ｉｎｔｅｒ
ｐｏｌａｔｉｖｅＰＣＭ　Ｃ０ＤｌｉＣｗｉｔｈ　Ｍｕ
ｌｔｉｐｌｅｘｅｄ　ＤｉｇｉｔａｌＦｉｌｔｅｒＳ）
“ 以下、第４図をも参照しながら第３図の機能及び動作を
説明する。

信号線ｌに与えられるアナログ入力信号は第４図Ｃ１）
に示すように帯域的ｆＢ　（Ｈｚ　）の低域信号である
とする。このアナログ入力信号は、ナイキスト標本化周
波数２　Ｘ　ｆＢ（Ｈｚ）　　よりはるかに高い標本化
周波数ｆｎ　（Ｈｚ　）で動作する標本化スイッチ１１
を通り＋　ｒＨ（標本７秒〕の標本値系列となる。減算
器１２ではこの入力信号標本値より信号線２上の局部復
号信号アナログ値を減じ信号線３に誤差信号を出力する
。この誤差信号は次に雑音成形積分器１３で積分される
。減算器１４に於てこの積分器出力より信号線２上の局
部復号信号アナログ値を減じ、信号線４上に出力する７
信号ａ４上の信号に対し２値量子化器１５に於て正負判
定し正の場合は＋△を負の場合−△を信号線５に出力す
る。この２値量子化出力は予測積分器１６により積分さ
れ局部復号信号ディジタル値を信号線２′上に出力する
。この局部復号信号デ、イジタル値をＤ／Ａ変換器１７
に通すことにより局部復号信号アナログ値となる。

積分器１３と１６は、標本化間隔をＴ＝１／ｆＨ（秒〕
とし、Ｚ二ｅｘｐ（ｓＴ）　とすると、Ｚ領域でそれぞ
れ１　／（１−１−１）とｚ−”／　（１−ｚ＝）なる
システム関数をもつものであり、加算器１３１，１６１
と１標本時間の遅延回路１３２，１６２により実現され
る。

アナログ入力信号の標本値系列の２変換をＸ（ｚｌ、局
部復号信号系列の２変換をＹ　（ｚｌとし、２値量子化
器に於て加法的に加わる量子化雑音系列のＺ変換をＱ　
ｔｚ＋とすると、第３図の回路に於てＹ（ｚ）＝　ｚ−
’Ｘ　７ｚｌ　＋　（１−ｚ−”　）　ｚ−’　Ｑ　（
ｚ）なる関係が導かれる。

ｚ−１は単に１標本分の遅延をあられすからこれを無視
すれば、局部復号信号Ｙ　（ｚ）には入力信号Ｘ（ｚｌ
がそのまま含まれている他、２値量子化器の量子化雑音
が（１−ｚ’）倍されてあられれてくることがわかる。

第４図（２）は局部復号信号Ｙ　（ｚｌのスペクトラム
を模疑的に示したものである。（１−Ｚ−１）の周波数
特性は（１−ｅｘｐ（−ｊωＴ））でその振幅特性は苅
２丁の形になるから、量子化雑音は信号帯域外に押しや
られることになる。このような雑音特性の成形は雑音成
形積分器１３の効果によるもので、もし減算器１２の出
力を直接２値量子化器１５に入力し雑音成形積分器を用
いない構成とすればＹ　（ｚ）＝　ｚ＝・Ｘ（ｚ）　＋
　ｚ−’　・Ｑ（ｚ）となり、量子化雑音を信号帯域外
に押しやる効果はなくなる。これζま１次の予測形符号
器と呼ばれる構成である。

信号線２′に得られるｆＨ（標本７秒〕の符号化信号を
ナイキスト標本化周波数ｆ５＝２Ｘｆｎ　　の信号に変
換する過程が次に必要となる。「ＳとｆＨ（Ｚ）関係を
ｆＨ＝ＫＸｆＳ　と整数比に選んでおけｃｉ、こ。

のような標本化周波数の変換はｆＨ（標本７秒〕の信号
の相ｊｉ＜Ｋｍ本から１標本を抽出する間弓１き操作に
よって行なえる。しかし、この間づ１き操作の前に、以
下に述べる２つの目的で、信号を予めディジタルフィル
タに通しておく必要がある。ディジタルフィルタ使用の
第１の目的は信号帯域の制限である。通常Ａ／Ｄ変換を
行なう場合、アナログ入力信号を標本化周波数の％以下
番こ帯域市ｉ」限し標本化による折返し歪を防いでＧ）
る。オーｌくサンプル符号化では最初の標本化は非常に
高し）周波数で行なわれるためＡ／Ｄ変換の前のアナ１
コク゛フイルタは不要となし得るか、もしくは極めて簡
易なものとなし得る。ＦＢ（Ｈｚ）への正確な帯域１１
７１１限はディジタル化の後で行なえばよむ）。これ番
こより符号化すべきアナログ信号が必ずしもｆＢ（Ｈｚ
）以下に帯域制限されていなくても、最終的にｆｓ（標
本７秒〕のディジタル信号に変換された段階で折返し歪
を含まぬようにし得る。

ディジタルフィルタを用いる第２の目的は量子化雑音の
低域である０局部後号信号Ｙ　（ｚ）に含まれる量子化
雑音は、第４図（２）に示すように全帯域に分布し、し
かも雑音成形作用により信号帯域外で大きくなっている
。このままで間引き操作を行なうと信号帯域外に奪る量
子化雑音が信号帯域内に落ち込んでくることになる０間
引き操作前に「Ｂ（Ｈｚ）に帯域制限すれば量子化雑音
の殆どは除去されるので間引き操作後の量子化雑音は少
なくなり信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）　　が改善される。

第３図のディジタルＦＩＲフィルタ１８、再標本化スイ
ッチ１９．ディジタルＩＩＲフィルタ２０、及び再標本
化スイッチ２１が上記の目的に用いられる。

ｆＨｃ標本標本７秒倍号を直接ｆｓ（標本７秒〕に速度
低減する代りに、第３図では途中−たんｆＭ〔標本７秒
〕の標本化速度を経由する２段階の標本速度低減方式を
用いている。ｆＭはｆＨ＞　ｆＭ　＞ｆｓであり、且つ
ｆＨ／ｆＭ＝ＭもｆＭ／ｆＳ、、＝Ｎ　　も整数値をと
るように選ばれる。

ディジタルＦＩＲフィルタ１８の役割はｆＭ（標本７秒
〕に信号の標本化速度を低減する前に予めｆＭの整数倍
の周波数の前後にある量子化雑音成分を除去することで
ある。このフィルタの特性の第４図（３）の如きもので
あればよく、Ｆ’ＩＲフィルタとして実現し易い、ディ
ジタルＦ’ＩＲフィルタ１８の出力を再標本化スイッチ
１９によりｆＭ〔標本７秒〕の速度に間引くと、間引き
後のディジタル信号のスペクトラムは第４図（４）の如
く、ｆＭ（Ｈｚ）毎の繰返しを持つ。信号帯域内の雑音
は間引き前と同程度に抑えられるが、信号帯域外の雑音
は、ディジタルＦＩＬ（、フィルタ１８の減衰量が少な
い部分の量子化雑音が折返〆されて重畳されるため大き
くなっている。ＦＩＲフィルタの所要次数を小さく抑え
るため信号帯域内の単調減衰を許してもよい。

第４図（４）で信号成分のスペクトラムが平坦でないよ
うに描いであるのはこの理由による。

ディジタルＩＩＲ，フィルタ２０はｆＭ（標本７秒〕の
標本化周波数で動作する帯域的ｆＢ（Ｈｚ）の低域通過
フィルタであり、第４図（５）に示す特性を実現する。

ディジタルＩＩＲフィルタ２０は、ディジタルＦＩＲフ
ィルタ１８と合わせて信号帯域内特性が平坦となるよう
設計される。このフィルタを通すとｆＢ以以上間−ｆＢ
　（Ｈｚ）以下の信号成分及び量子化雑音成分は十分な
減衰を受ける。したがって、このフィルタの出力を再標
本化スイッチ２１に通してｆｓ（標本７秒〕の信号に変
換すると、第４図（６）に示すスペクトラムをもつこと
になる。

第５図はディジタルＦＩ几フィルタＩ８の一構成例を示
す図である。信号線２′に与えられる信号は１標本遅延
回路８１．　、８１．　、・・・、８１Ｍにより順次１
標本づつ遅延を受ける。この遅延されたデータに対し乗
算器８″２．、　、８２１　、・・・、８２Ｌにより係
数り、　、　ｈ、　。

・・・ｐ　ｈＬ　を乗じ、乗算結果を加算器８３＋　、
　８３ｔ　、・・・。

８３Ｌで累算して、その結果を信号線６に出力する。

係数の数列（ｈｏ＝ｈｔ−・・・＋　ｈＬ　）　　はこ
のフィルタのインパルス応答であり、このインパルス応
答のｚ変換Ｈ（ｚｌ＝＝Σｈｌ　ｚ−’がこのフィルタ
のシステム１＝０関数となり非巡回項のみから成り巡回項をもたない。そ
の周波数特性はＨ（ｅｊ″′）二Σｈｌ　ｅ−貝で与え
［＝◇ られる。

第６図はディジタルＩ　Ｉ　Ｒフィルタ２０の一般的な
構成例を示す図である。信号線７に与えられる信号に対
しＨ（ｚシニＫ　ａｏ　（１＋　ａＨＨｚ”＋　ａ２１Ｚ
−”Ｉ’／（１＋　ｂｉＸ＋ｂ２１　ｚ−”５１は１なるシステム関数で決められた演算を施し、その結果を
信号線８に出力する。上式で２−“は標本化周期が１７
　ｆＭ＝　Ｍ・（１／ｆＨ）であることに対応している
。

信号線７上の入力信号はまず乗算器９ｊθに於て定数ａ
ｌｌを乗じられた後１乗算器９１＋　、　９ｂ、加（減
）算器９２１　、９２１　、及び遅延回路９３１　、９
３２より成る帰還ループにより上式のシステム関数の、
内１／（１＋ｂ、、　ｚ＝＋ｂ２．　ｚ−２Ｍ）に対応
すル巡回項ノ演算が行なわれ１次に乗算器９１ｓ　、　
９１４と加（減）算器９２、　、９２．　　より成る回
路により（１＋ａ１．　ｚ”−ｆ−ａ２１　ｚ−２Ｍ）
に対応する非巡回項の演算が行なわれる。要求される次
数が２次より高次の場合には上記と同様な分母・分子２
次のセクションを縦属接続すればよい。

（従来技術の問題点）以上第３図に示すオーバサンプル符号器について説明し
たように、アナログ信号をその信号帯域よりはるかに高
い標本化周波数で粗い童子化のＡ／ｌ）変換を行なった
後、ディジタル的な帯域制限と標本速度低減によって、
高精度量子化された符号化出力が得られる。この回路の
実現に要するアナログ部分は低分解能のＤ／Ａ変換器と
積分器等であり５％に量子化器は２値の極性比較器です
む。その他は全てディジタル回路により実現される。こ
のため雑音の混入や素子偏差の影響等に余り影響されず
高精度なＡ／Ｄ変換器が実現できる。

またディジタル回路はアナログ回路よりもＬＳＩイし、
特番。今後益ヶ微細カ。エカ３進むＶＬＳＩ（ヒ４゜適
　　　　　　　“している。したがって、このようなオ
ーバサンプル符号器はＬＳＩ／ＶＬＳＩ技術の発展動向
ｔこ整合し、今後益々その重要性が高まることは疑いな
い。

しかし、ＬＳＩ化／ＶＬＳＩ化が行なわれるとしても、
チップ面積の小形化、低消費電力化、低コスト化のため
には、アナログ回路の簡略化だけでなくディジタル回路
についても単位時間当りの演算回数を低減させると共に
、必要とされる演算自体も簡単化することが必要である
。このためには。

高い標本化周波数で動作する演算部は機能的にできるだ
け簡易化し、複雑な処理は低い標本化周波数で実行する
のが望ましい２第３図の例で言えば予測積分器１６及びディジタルＦＩ
Ｒフィルタ１８が高速演算部である。この内予測積分器
Ｉ６は２値量子化６１５の出力ｃ±△）を累算するだけ
の機能であるので、いわゆるアップ・ダウン・カウンタ
（可逆計数器）によって簡単に実現できる。これに対し
ディジタルＦ　Ｉ　Ｒフィルタ１８は一般に第５図の構
成となり乗算器が含まれるため回路的に複雑となる。文
献２等に示される従来例では回路の複雑化を避けるため
、単に入力をＭ（＝　ｆｎ／　ｆＭ）回加算する累算器
を用いている。

これは第５図のＦＩＲでＬをＭに、また全ての係数ｈｌ
（ｉ＝Ｑ〜Ｌ）を１にした事に相当しており。

ＦＭ（Ｈｚ）の整数倍の前後の周波数の減衰が必ずしも
十分でなく、間引きにより信号帯域内に混入する量子化
雑音の割合が大きくなる。従来例はμ法則あるいはへ法
則として知られる非線ＰＣＭ符号への符号化を応用目的
としていたため、Ｄ／Ａ変換器１７に非線形な重みをも
たせることにより。

信号振幅の大きなところでは量子化を粗く小さなところ
は細かくして小信号振幅時の量子化雑音発生値自体を低
く抑えることができること、最終的な所９精度も１３ビ
ット線形符号化相轟でよいこと。

等の理由により上記の簡単なＦＩＲの使用がＯＴ能であ
った。

しかしながら、信号帯域内に通す信号が単一の音声信号
だけでなく帯域分割使用される２種゛類以上の音声信号
やデータ信号である場合には、非直線歪に基づく混変調
の発生を小さく抑えなければならず、高精度の細形符号
化が必要とされる。所要精度としても１３ビツトを越え
、１４〜１６ビツトを要求される場合が多くなってくる
。また一方１回路的な実現容易性を高めるためや消費電
力の増加を抑えるためには標本化周波数ｆＨ（Ｈｚ）は
なるべく低く抑えなければならない、このような条件が
課せられる応用では、ディジタルＦＩＲ，フィルタＩ８
は単純な累算器でなく、任意の係数値をとり得るもので
なければならない、係数値を１とか１以外でも単純な２
のべき乗取外にとると乗算が必要になり、回路が複雑化
する。したがってコストが上昇し、サイズが大きくなり
、且つ消費電力の増大を招くことになる。また線形符号
化が要求される場合に単純な累算器をＦＩＲとして用い
るのでは高精度化が困難である。これらが従来方式の欠
点である。

（発明の目的）本発明は、このような従来方式の欠点を改善したもので
、ディジタルＦｌ几フィルタに望ましい成熟特性をもた
せながらもその回路的な複雑度を大幅に低減し得るオー
バサンプル符号化の方法及び装置を提供する。

本発明の第１の目的は高精度な線形符号化をも実現し得
るオーバサンプル符号化の方法及び装置を提供すること
である。

本発明の第２の目的は高速のディジタル演算回路を簡略
化し得るオーバサンプル符号化の方法及び装置を提供す
ることである。

本発明の第３の目的はＬＳＩ化に適し、低コスト化、小
形化、低消費電力化の可能なオーバサンプル符号化の方
法及び装置を提供することである。

本発明の第４の目的は予測積分器の実現に際し。

ディジタル回路を用いるか、アナログ回路を用いるか、
したがってこれに駆除してマルチビット（ｍｕｌｔｉｂ
ｉｔ　）のＤ／Ａ　変換器の使用が必然か不要となし得
るか、の選択を方式決定から切り離して回路設計者にゆ
だね得るオーバサンプル符号化の方法及び装置を提供す
ることである。

（発明の構成）　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　。

本発明によれば、入力信号をナイキスト周波数より高い
周波数で標本化し、該標本化された信号を後記局部復号
信号を減算し、該減算された信号を２値量子化し、該２
値量子化された信号を積分して局部復号信号を発生する
ことにより前記入力信号をＡ／Ｄ変換し、該Ａ／Ｄ変換
によるディジタル符号出力に対しディジタル的に帯域制
限を加え、かつ標本値を間引くオーバｌサンプル符号化
方法において、前記帯域制限処理と前記積分処理との縦
続処理を巡回項を含む処理と、巡回項を含まない処理と
に分割し、前記２値麓子化された信号に対して前記巡回
項を含まない処理を施すとともに標本化周波数を低減し
、該標本化周波数を低減された信号に前記巡回項を含む
処理を施すことを特徴とするオーバｌサンプル符号化方
法が得られる。

また本発明によれば、入力信号をナイキスト周波数より
も高い周波数で標本化する手段と、前記標本化された信
号から後記局部復号信号を減する減算器と、該減算器出
力を２値量子化する量子化手段と、該量子化手段出力を
積分し局部復号信号を発生する手段と、前記量子化手段
出力が供給され、その標本化周波数を整数分の１に低減
するディジタルＦＩＲフィルタと、該ディジタルＦＩＲ
フィルタの出力を積分するディジタル積分器とを少なく
とも含むことを特徴とするオーバーサンプル符号化装置
が得られる。

（本発明の作用・原理）本発明はディジタルＦＩＲフィルタの入力を±１の２値
に限定することによって標本化速度低減に要する乗算を
実質上不要にするものである。予測機能をもつ符号器に
於てディジタルＦＩＲフィルタの入力を２値にするには
予測積分器の前の信号を使うことが必要になる。２値量
子化器１５の出力信号のＺ変換をＷ（ｚ）とあられすと
、Ｗｊｚｌは前述の各部信号の定義にしたがいＷ（ｚ）＝＝　（１−ｚ−１）　Ｘ（ｚ）＋　（１−ｚ
−”）２Ｑ（ｚｌとあられされる。したがって、この信
号からＸ１ｚ）の符号化値を得るには標本化速度低減の
過程で１／（１−Ｚ−”）倍してやる必要がある。しか
し２値量子化器１５の出力に対し直接この演算を行なう
ことは予測積分器１６の出力から信号を取り出すことと
何ら変らず、標本化速度低減用ディジタルＦＩＲフィル
タの入力を±１の２値にすることにならない。そこでデ
ィジタルＦＩＲフィルタの後で１／（ｉ−ｚ−１）の演
算を行なうことが考えられる。

このようにすればディジタルＦＩＲフィルタの入力は±
１のみとなり乗算不要とはなるが、その代りフィルタの
演算は全てｆＨ（標本７秒〕の速度で行なわなければな
らず、ＦＭ（標本７秒〕への速度低減による演算量低減
をこの部分で期待することはできなくなる。

それ故、本発明ではさらに標本速度変換過程に含めるべ
き予測積分機能を高速非巡回部と低速巡回部の２段構成
で実現し、高速非巡回部を標本化速度低減用ディジタル
ＦＩＲフィルタと合成一体化することにより、高速部の
演算を簡易化するようにしている。すなわち本発明は１
／（１−Ｚ”）なる積分器の伝達関数を式（１）右辺に
示すように変形し得る事実を利用する。式（１）右辺分
子項は２　の多項式であり、ｆＨ（標本７秒〕で動作す
るＭタップのディジタルＦＩＲフィルタ（非巡回項）で
ある。これに対し式（１）右辺分母項は２−“の多項式
であり、その逆数すなわち１　／（１−ｚ”−Ｍ）はｆ
Ｈ／Ｍ　＝　ｆＭ（Ｈｚ）を標本化周波数とする積分器
の伝達関数に等しく巡回項となる。したがって、この巡
回項の演＄１／（１−Ｚ−’）は輌〔標本７秒〕の信号
系列をｆＭ〔標本７秒〕に速度低減した後で行なうこと
ができる。また式（１）右辺分子項は第３図の標本化速
度低減用のディジタルＦＩＲフィルタ１８の伝達関数と
あらかじめ畳み込んでおくことにより、単一のディジタ
ルＦＩＲフィルタとして再構成できる。第３図のディジ
タルＦＩ几フィルタ１８のタップ長が（Ｌ＋１）である
とき、Ｍタップのフィルタに相当する式（１）右辺分子
項と畳み込むと（Ｍ＋Ｌ　）タップの合成ディジタルＦ
ＩＲフィルタが得られる。したがって２値量子化器１５
の出力をこの合成ディジタルＦＩＲフィルタに通してｆ
Ｍ（標本７秒〕　の標本化速度に低減しその後１　／（
１、−Ｍ）なる低速ディジタル績分器に通すことにより
、第３図の構成で信号線７上に得られた信号と同一の信
号が第１図の信号線７上に得られるこ古になる。

（実施例）第１図は上述の原理に基づく本発明の実施例である。第
１図に於て参照数字１，２．２’、３，４゜ｓ、７．ｓ
、９．ｎ、１２．ｔ３．ｔ４．１．ｓ４６．ｉ７，２ｏ
、２１．。

１３１　、１３２　、１６１　、１６２　　は第３図に
於ける同一番号と対応し同様な意味をもつ。標本化速度
変換器２２は上述の（Ｍ＋Ｌ）タップの作成ディジタル
ＦＩ’Ｒフィルタの機能とｆＨ（ｇ不／秒〕から１Ｍ〔
標本７秒〕への標本速度変換を行なう再標本化スイッチ
の機能を合せもつもので、第２図に示す如き構成で実現
できる。

すなわち信号線５上に与えられる２値量子化信号は順次
遅延回路２２１１．２２１□、・・・、　２２１Ｊを経
由する。ここにＪ＝Ｍ＋Ｌ−１である。入力信号は土、
久の２値信号であるから例えば＋Δをゝｌ“、−Δを１
０“と割当てることにより、この遅延回路は１ビツトの
７リツプフロツプＪ個により実現できる。この遅延回路
例からの（Ｊ＋１　）組のタップオフ信号は再標本化ス
イッチ２２２に於てＭ標本に１回の割合に間引かれＦＭ
　（＝　ｆＨ／Ｍ）　（標本／抄〕の２値信号（、Ｊ＋
１）組に変換される。信号線２２０にはこの１／Ｍの間
引きを指定するタイミングパルスが与えられる。再標本
化スイッチ２２２の出力の符号（極性）に応じて係数回
路２２３ｏ、　２２３．。

・・・、　２２３．がり、または−ｈｊ（ｊ＝０．１．
・・・、Ｊ）を出力する。加算″”７９．２２４　、２
２４ｔ　、・・・、’　２２４Ｊ　　ではこれら全係数
回路の出力の総和を求め信号線６′にその結果を出力す
る。したがって、この標本化速度変換に必要な演算量は
１／ｆＭ（秒〕当り５回の加（減）算のみとなり、係数
値が如何なる値であるとに拘らず乗算は一切不要となる
。また遅延回路も１ビ、トのフリップフロップで構成で
き回路が大幅に簡略化される。

信号線６′に得られるｆＭ（標本７秒〕　の出力は次に
ディジタル積分器路に与えられる。ディジタル積分器器
は式（１）における１／（１ｚ′）の演算を行なうもの
で、加算器２３１．１／ｆＭ（秒〕の遅延回路２３２１
乗算器２３３より構成される０乗Ｓ器２３３は係数αを
乗するもので、信号線６′から７迄の伝達関数を１／（
１−αｚ−Ｍ　）　　とする働きをもつ。

α＝１とするとき、ディジタルフィルタ２０への入力は
第１図と第３図例れの構成でも原理的に等しくなる。し
かし一般にはαの値は１よりわずかに小さく設定するの
が望ましい。これはα＝１では遅延回路２３２内の初期
値の影響がいつまでも残るためである。αを１よりわず
かでも小さくとれば初期値の影響は時間と共に小さくな
り無視し得るようになる。α＝１でないことによる特性
上の影響はまず直流近傍の低周波領域で積分特性が失な
われることとして効いてくる。しかし電話信号を例にと
れば３００　Ｈｚ〜３４００　Ｈｚ　が通過帯域である
ようにごく低周波領域は信号帯域に含才れないのが通例
であり、低周波領域で積分特性が失なわれても問題ない
。また式（１）右辺分子項を１　’＋　（Ｘ　Ｚ−”−
１−ｃＥ２　ｚ−２−１−、、、＋（ｚ（ｈ＋１　）　
ｚ−（Ｍ−１）とせずニ１　＋ｚ−”＋　ｚ　”＋・−
：　＋ｚ　”−１）　　のままにしておくとこの分子項
によるｆＭ（Ｈｚ）の整数倍の周波数における伝送零が
１／（１−αｚ−Ｍ）の極により完全に打ち消されず、
その分積分特性に変化が生ずることになる。しかし、こ
の影響もｆＭ（Ｈｚ）の整数倍近傍に主としてあられれ
るだけであり。

信号帯域内の周波数では殆ど積分特性に影響を与えない
。

αの乗算はα＝＝　１　　ｚ−（ｒｎは整数）と選ぶこ
とによって２進符号の桁シフトと減算で簡単に実現する
ことができる。またディジタルフィルタ２０の次数が奇
数次の場合には、その内の１次因子とディジタル償分器
の伝達関数１７（１−αｚ−Ｍ　）　　とを合わせて１
組の２次セクションとして構成することも可能である。

以上の標本化速度変換器２２とディジタル積分器悠の説
明を前述の第３図の従来構成の説明と重ね合わすことに
より、第１図の構成により信号線１に与えられたアナロ
グ信号が信号線９上に高精度符号化されて得られること
が明らかである。

本発明はこのように、少なくとも１次の予測積分機能を
有しナイキスト標本化周波数より高い標本化周波数で２
値量子化を行なうＡ／Ｄ変換器を用いそのＡ／Ｄ変換器
の出力符号列をディジタル的に間引きナイキスト標本化
周波数の高精度量子化符号列を得るオーバサンプル符号
化方式に於て。

Ａ／Ｄ変換器内に含まれる予測積分器と別個に標本化速
度低減過程に予測積分機能を含ませ、且つその予測積分
機能をＡ／Ｄ変換器の標本化周波数より低い標本化周波
数で動作する低速積分器とその低速積分器の標本化周波
数の高調波を減衰させるＡ／Ｄ変換器の標本化周波数で
動作する非巡回形フィルタにより実現し、高速の２値量
子化信号を直接標本化速度低減過程に通すようにした事
を特徴としている。

（発明の効果）本発明により標本化速度の低減が所要のフィルタ特性の
如何に拘らず複雑な乗算操作なしに実現し得るようにな
る。第４図の説明で示したように２段階の標本化速度低
減を用いることもできるが。

ｆＨ（標本７秒〕からｆｓ（標本７秒〕に直接標本化速
度低減することも可能である。その場合には０〜約ｆＢ
（Ｈｚ）迄を帯域内とし約ｆｎ（Ｈｚ）以上を帯域外と
し、帯域内利得偏差は十分小さく帯域外減衰量は十分大
きくなるようなＦＩＲフイルりが必要である。このよう
なＦＩＲフイルりのタップ数は非常に大きく且つ係数も
単純でなくなるが、その場合でも本発明によれば乗算が
不要で１／ｆｓ〔秒〕間にそのタップ数分の加（減）算
を行なうだけでよい。

本発明では標本化速度低減に際し信号帯域外の量子化雑
音を圧縮するための任意のフィルタ特性が回路的な負担
増加なしに実現できるため、非線形符号化のみならず高
精度な線形符号化を実現し得る。

また本発明では高速のディジタル演算回路が極めて簡略
化されるので、ＬＳＩ化が容易で、その結果低価格、小
形、低消費電力の符号器を実現し得る。

さらに本発明ではＡ／Ｄ変換の帰還ループに含まれる予
測積分器１６は必ずしもディジタル的に実現する必要は
なく、これをアナログ積分器に置き換えることによりて
Ｄ／Ａ変換器１７を不要にすることもできる、

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図。第２図は該実施例で用いられる標本化速度変換器の構成
例を示すブロック図、第３図は公知仮相に基づくオーバ
サンプル符号器の構成例を示すブロック図、第４図はオ
ーバサンプル符号化技術の原理・動作を説明する図、第
５図及び第６図はそれぞれオーバサンプル符号器に用い
られるディジタルＦ’ＩＲフィルタ及びディジタルｉＬ
Ｒフィルタの構成例を示す図である。図に於て、参照数字１１は標本化スイッチ、１３は雑音
成形積分器、１５は２値量子化器、１６は予測積分器、
１７はｆ）／Ａ変換器、２０はディジタルＩＩＲフィル
タ、２１は再標本化スイッチ、２２は標本化速度変換器
、２３はディジタル積分器、１２及び１４は減真器であ
る。半　１　　（イ）亭　　４　　図ｏ　　ｆｓ　　どｔ５亭　５　ｌ悴　ｂ　　図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）入力信号をナイキスト周波数より高い周波数で標
本化し、該標本化された信号を後記局部復号信号を減算
し、該減算された信号を２値量子化し、該２値量子化さ
れた信号を積分して局部復号信号を発生することにより
、前記入力信号をＡ／Ｄ変換し、該Ａ／Ｄ変換によるデ
ィジタル符号出力に対し、ディジタル的に帯域制限を加
え、かつ標本値を間引くオーバサンプル符号化方法にお
いて、前記帯域制限処理と前記積分処理との縦続処理を
巡回項を含む処理と、巡回項を含まない処理とに分割し
、前記２値量子化された信号に対して前記巡回項を含ま
ない処理を施すとともに標本化周波数を低減し、該標本
化周波数を低減された信号に前記巡回項を含む処理を施
すことを特徴とするオーバサンプル符号化方法。
（２）入力信号をナイキスト周波数よりも高い周波数で
標本化する手段と、前記標本化された信号から後記局部
復号信号を減する減算器と、該減算器出力を２値量子化
する量子化手段と、該量子化手段出力を積分し局部復号
信号を発生する手段と、前記量子化手段出力が供給され
、その標本化周波数を整数分の１に低減するディジタル
ＦＩＲフィルタと、該ディジタルＦＩＲフィルタの出力
を積分するディジタル積分器とを少なくとも含むことを
特徴とするオーバサンプル符号化装置。