JPS611266A - スイツチングレギユレ−タ - Google Patents
スイツチングレギユレ−タInfo
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- JPS611266A JPS611266A JP12137984A JP12137984A JPS611266A JP S611266 A JPS611266 A JP S611266A JP 12137984 A JP12137984 A JP 12137984A JP 12137984 A JP12137984 A JP 12137984A JP S611266 A JPS611266 A JP S611266A
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- JP
- Japan
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- output
- circuit
- current
- regulator
- switching regulator
- Prior art date
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、スイッチングレギュレータに用いられる定電
流垂下形過電流保護回路に関する。
流垂下形過電流保護回路に関する。
スイッチングレギュレータの過電流保護回路では、保護
すべき電流値に出力電流が到達すると、出力電圧をしゃ
断するように動作するので、接続される負荷がリレー回
路およびランプ回路など、突入電流を伴う間欠負荷であ
る場合および静電気ノイズが過電流保護回路の誤動作を
誘発する場合には、電源の誤しゃ断が多発する欠点があ
った。
すべき電流値に出力電流が到達すると、出力電圧をしゃ
断するように動作するので、接続される負荷がリレー回
路およびランプ回路など、突入電流を伴う間欠負荷であ
る場合および静電気ノイズが過電流保護回路の誤動作を
誘発する場合には、電源の誤しゃ断が多発する欠点があ
った。
さらに、負荷側の短絡事故、出力端子のショートなどの
原因により過電流保護回路が作動し電源がしゃ断された
後に、その原因が取り除かれても、リセット操作を行わ
ないとスイッチングレギュレータが定常動作に復帰しな
い欠点があった。
原因により過電流保護回路が作動し電源がしゃ断された
後に、その原因が取り除かれても、リセット操作を行わ
ないとスイッチングレギュレータが定常動作に復帰しな
い欠点があった。
本発明は、前述の欠点を除去し、誤動作により電源がし
ゃ断されることがなく、さらに、電源のしゃ断後に、そ
の故障原因が取り除かれると自動的に定常動作に復帰で
きる定電流垂下形過電源保護回路を有するスイッチング
レギュレータを提供することを目的とする。
ゃ断されることがなく、さらに、電源のしゃ断後に、そ
の故障原因が取り除かれると自動的に定常動作に復帰で
きる定電流垂下形過電源保護回路を有するスイッチング
レギュレータを提供することを目的とする。
本発明のスイッチングレギュレータは、その出力端子電
圧の電圧値を検出する出力電圧検出回路点、主電力制御
素子を通過する電流の電流値を検出する電流検出手段と
、主電力制御素子を駆動制御する信号を入力する制御入
力端子と、第一の裁くＶ電圧発生回路と、この第一の基
準電圧発生回路の出力き出力電圧検出回路の出力に基づ
いて主電力制御素子を駆動制御する信号を生成し、制御
入力端子に供給する制御回路とを含むスイッチングレギ
ュレータであって、前述の問題点を解決するための手段
として、第二の基準電圧発生回路と、電流検出手段で検
出された電流値に対応する電圧値が第二の基準電圧発生
回路の出力電圧を超過したときに、第一の基準電圧発生
回路の出力電圧を低下させる回路手段とを偏えたことを
特徴とする。
圧の電圧値を検出する出力電圧検出回路点、主電力制御
素子を通過する電流の電流値を検出する電流検出手段と
、主電力制御素子を駆動制御する信号を入力する制御入
力端子と、第一の裁くＶ電圧発生回路と、この第一の基
準電圧発生回路の出力き出力電圧検出回路の出力に基づ
いて主電力制御素子を駆動制御する信号を生成し、制御
入力端子に供給する制御回路とを含むスイッチングレギ
ュレータであって、前述の問題点を解決するための手段
として、第二の基準電圧発生回路と、電流検出手段で検
出された電流値に対応する電圧値が第二の基準電圧発生
回路の出力電圧を超過したときに、第一の基準電圧発生
回路の出力電圧を低下させる回路手段とを偏えたことを
特徴とする。
本発明は、スイッチングレギュレータを通過する電流値
が過大になると、これが電流検出回路で検出され、この
検出回路の出力により、基準電圧発生回路の出力電圧を
低下させ、制御回路の動作により、出力端子電圧の電圧
値を垂下させる。またスイッチングレギュレータを通過
する電流値が正常値範囲に復帰すると、出力電圧は一定
値に安定して制御される。
が過大になると、これが電流検出回路で検出され、この
検出回路の出力により、基準電圧発生回路の出力電圧を
低下させ、制御回路の動作により、出力端子電圧の電圧
値を垂下させる。またスイッチングレギュレータを通過
する電流値が正常値範囲に復帰すると、出力電圧は一定
値に安定して制御される。
以下、本発明実施例装置を図面に尽づいて説明する。第
１図は、本発明の第一実施例装置の構成を示すブロック
構成図であり、第２図は、本発明の第二実施例装置の構
成を示すブロック構成図である。
１図は、本発明の第一実施例装置の構成を示すブロック
構成図であり、第２図は、本発明の第二実施例装置の構
成を示すブロック構成図である。
まず、第一実施例装置の構成を第１図に基づい°Ｃ説明
する。この第−実施個装Ｗ１７は、主電力制御素子と、
この主電力制御素子を流れる電流を検出するカレントト
ランスと、電カドランスと、整流平滑回路と、主入力端
子ＡおよびＢと、主出力端子ＣおよびＤと、上記主電力
制御素子を駆動制御する制御オンパルスの入力端子Ｅと
、上記カレントトランスの出力端子ＦおよびＧ（上記主
電力制御素子に電流が流れると、出力端子Ｇに対して出
力端子Ｆが正となる極性）とを含む公知のシングルタイ
プ［）Ｃ−１〕Ｃコンバータ２と、直流電源１と、出力
電圧検出回路３と、ダイオード５と抵抗器６とを備えた
電流検出回路７と、第二の基準電圧発汁回路８と、比較
器９と、抵抗器１０および１２と、トランジスタ１１と
、コンデンサ１３と、第一の基〈１（電圧発生回路１４
と、誤差増幅器１５とを備える。ここで、比較器９は、
主電力制御素子を流れるパルス電流と相似の電圧波形が
取り出される過電流検出回路である。
する。この第−実施個装Ｗ１７は、主電力制御素子と、
この主電力制御素子を流れる電流を検出するカレントト
ランスと、電カドランスと、整流平滑回路と、主入力端
子ＡおよびＢと、主出力端子ＣおよびＤと、上記主電力
制御素子を駆動制御する制御オンパルスの入力端子Ｅと
、上記カレントトランスの出力端子ＦおよびＧ（上記主
電力制御素子に電流が流れると、出力端子Ｇに対して出
力端子Ｆが正となる極性）とを含む公知のシングルタイ
プ［）Ｃ−１〕Ｃコンバータ２と、直流電源１と、出力
電圧検出回路３と、ダイオード５と抵抗器６とを備えた
電流検出回路７と、第二の基準電圧発汁回路８と、比較
器９と、抵抗器１０および１２と、トランジスタ１１と
、コンデンサ１３と、第一の基〈１（電圧発生回路１４
と、誤差増幅器１５とを備える。ここで、比較器９は、
主電力制御素子を流れるパルス電流と相似の電圧波形が
取り出される過電流検出回路である。
ＤＣ−ＤＣコンバータ２の主入力端子ＡおよびＢがそれ
ぞれ直流電源１の正極と負極に接続され、主出力端子Ｃ
およびＤは負荷４に接続される。出力端子Ｆはダイオー
ド５のアノードに接続され、ダイオード５のカソードは
一端が大地電位に接続される抵抗器６の他端に接続され
、出力端子Ｇは大地電位に接続される。ダイオード５と
抵抗器６の接続点は電流検出回路７の出力として、比較
器９の非反転入力端子に接続される。比較器９の反転入
力端子は、第二の基準電圧発生回路８に接続され、比較
器９の出力は一端が電源Ｖ ｃｃに接続される抵抗器１
０の他端と、エミツタが大地電位に接続され、かつコレ
クタが抵抗器１２の一端に接続されるトランジスタＩＩ
のベースとの接続点に接続される。抵抗器１２の他端は
、一端が大地電位に接続されるコンデンサ１３の他端に
接続され、その接続点は、内部インピーダンスｒ。を有
する第一の基準電圧発生回路１４と誤差増幅器１５の一
方の入力端子との接続点に接続される。誤差増幅器１５
の他方の入力端子は、シングルタイプＤＣ−ＤＣコンハ
−タ２のｔ出力端子ＣおよびＤに接続される出力電圧検
出回野３の出力に接続される。誤差増幅器１５の出力は
パルス幅制御回路１６の入力に接続され、パルス幅制御
回路１０の出ツノは、前記シングルタイプＤ Ｃ−Ｄ
Ｃコンバータ２の入力端子Ｅに接続される。
ぞれ直流電源１の正極と負極に接続され、主出力端子Ｃ
およびＤは負荷４に接続される。出力端子Ｆはダイオー
ド５のアノードに接続され、ダイオード５のカソードは
一端が大地電位に接続される抵抗器６の他端に接続され
、出力端子Ｇは大地電位に接続される。ダイオード５と
抵抗器６の接続点は電流検出回路７の出力として、比較
器９の非反転入力端子に接続される。比較器９の反転入
力端子は、第二の基準電圧発生回路８に接続され、比較
器９の出力は一端が電源Ｖ ｃｃに接続される抵抗器１
０の他端と、エミツタが大地電位に接続され、かつコレ
クタが抵抗器１２の一端に接続されるトランジスタＩＩ
のベースとの接続点に接続される。抵抗器１２の他端は
、一端が大地電位に接続されるコンデンサ１３の他端に
接続され、その接続点は、内部インピーダンスｒ。を有
する第一の基準電圧発生回路１４と誤差増幅器１５の一
方の入力端子との接続点に接続される。誤差増幅器１５
の他方の入力端子は、シングルタイプＤＣ−ＤＣコンハ
−タ２のｔ出力端子ＣおよびＤに接続される出力電圧検
出回野３の出力に接続される。誤差増幅器１５の出力は
パルス幅制御回路１６の入力に接続され、パルス幅制御
回路１０の出ツノは、前記シングルタイプＤ Ｃ−Ｄ
Ｃコンバータ２の入力端子Ｅに接続される。
次に、この実施例装置の動作を第１Ｍに基づいて説明す
る。
る。
スイッチングレギュレータ１７の出力電流ｌ、がスイッ
チングレギュレータ１７の定格値範囲内にある場合には
、比較器９の出力は「０」であり、トランジスタ１１は
オフに保持される。したがって、Ｊ１■差増幅器１５に
与えられる基準電圧は、第一の基（Ｉｌ、電圧発生回路
１４の出力電圧値に一致する。この期間では、誤差増幅
器１５の二つの入力端子の電圧がほぼ等しくなるように
動作し、スイッチングレギュレータ１７の出力電圧Ｖ。
チングレギュレータ１７の定格値範囲内にある場合には
、比較器９の出力は「０」であり、トランジスタ１１は
オフに保持される。したがって、Ｊ１■差増幅器１５に
与えられる基準電圧は、第一の基（Ｉｌ、電圧発生回路
１４の出力電圧値に一致する。この期間では、誤差増幅
器１５の二つの入力端子の電圧がほぼ等しくなるように
動作し、スイッチングレギュレータ１７の出力電圧Ｖ。
は一定値に安定して市１卸される。
ここで、主電圧制御素子を流れるパルス電流は、−１畳
ご、前記シングルタイプＤ Ｃ−Ｄ Ｃコンバータ２内
の平滑回路を構成するチョークコイルの励磁電流である
ので、時間の経過とともに増加する鋸歯状波形成分を含
んでおり、このパルス電流波形と相似の電流検出回路７
の出力電圧も同様のパルス波形を有している。
ご、前記シングルタイプＤ Ｃ−Ｄ Ｃコンバータ２内
の平滑回路を構成するチョークコイルの励磁電流である
ので、時間の経過とともに増加する鋸歯状波形成分を含
んでおり、このパルス電流波形と相似の電流検出回路７
の出力電圧も同様のパルス波形を有している。
次に、スイッチングレギュレータ１７の出力電流■ｏが
何らかの原因で増加し、これに伴って電流検出回路７の
出力電圧である鋸歯状波形成分を含むパルス電圧のピー
ク値が第二の基準電圧発生回路８の出力電圧を越えるに
十分な値となると、比較器９は出力電流１゜の増加に比
例したパルス幅でスイッチング動作を始める。比較器９
の出力が「１」となる期間は、トランジスタ１１は抵抗
器１０を通してバイアスされ導通状態になる。トランジ
スタ１１が導通状態になると、コンデンサ１３の電荷が
抵抗器１２により放出される。また、比較器９の出力が
「０」となる期間は、コンデンサ１３の電荷が、第一の
基【Ｖ電圧発生回路１４により充電される。コンデンサ
１３、抵抗器ＩＯおよび第一の基準電圧発生回路１４の
内部インピーダンスｒ。の値を適当に選ぶことにより、
コンデンサ１３の両端電圧は４−分に平滑化され、かつ
適当な応答速度で出力電流１゜に伴って減少する。この
結果として、スイッチングレギュレータ１７の出力電圧
Ｖ。が垂下する。
何らかの原因で増加し、これに伴って電流検出回路７の
出力電圧である鋸歯状波形成分を含むパルス電圧のピー
ク値が第二の基準電圧発生回路８の出力電圧を越えるに
十分な値となると、比較器９は出力電流１゜の増加に比
例したパルス幅でスイッチング動作を始める。比較器９
の出力が「１」となる期間は、トランジスタ１１は抵抗
器１０を通してバイアスされ導通状態になる。トランジ
スタ１１が導通状態になると、コンデンサ１３の電荷が
抵抗器１２により放出される。また、比較器９の出力が
「０」となる期間は、コンデンサ１３の電荷が、第一の
基【Ｖ電圧発生回路１４により充電される。コンデンサ
１３、抵抗器ＩＯおよび第一の基準電圧発生回路１４の
内部インピーダンスｒ。の値を適当に選ぶことにより、
コンデンサ１３の両端電圧は４−分に平滑化され、かつ
適当な応答速度で出力電流１゜に伴って減少する。この
結果として、スイッチングレギュレータ１７の出力電圧
Ｖ。が垂下する。
出力電流Ｉ。が増加する１３％因が取り除かれると、“
比較器９の出力εよｒＯＪになり、トランジスタ１
１は定常的に非導通状態になり、したがって誤差増幅器
１５に与えられる基準電圧は第一の基準電圧発生回路１
４の出力型ＩＪ−になり、スイッチングレギユ１、・−
タ１７は定常動作に復帰して、出力電圧■。は・定値Ｇ
こ安定して制御される。
比較器９の出力εよｒＯＪになり、トランジスタ１
１は定常的に非導通状態になり、したがって誤差増幅器
１５に与えられる基準電圧は第一の基準電圧発生回路１
４の出力型ＩＪ−になり、スイッチングレギユ１、・−
タ１７は定常動作に復帰して、出力電圧■。は・定値Ｇ
こ安定して制御される。
次に、第一実施例装置を第２図に暴づいて説明する。こ
の実施例装置のＤＣ−ＤＣＣコンバータ２アシ１−ゾル
タイプＩ） Ｃ−Ｄ ＣコンバータＺ′である。この図
で、符号１．３〜６．８〜１７およびΔ〜Ｇは第１図に
示した同符号のものに対応する。第２図で第１図と異な
る点は、ゾシプ、プルタイプＤＣＩ）Ｃコンバータ２′
は少なくとも二個の重電ノ〕制御コ１１素子を有し、そ
れぞれが二相分割されスイッチング動作することであり
、また主電力制御３１１素イを流れる１Ｌ流を検出ずろ
カレントトランスの出力はセンタータップを有し、出力
端子１（に接続されることにある。さらに、出力Ｆおよ
びＧはそれぞれダイオ−１′５および５′のアノードに
接続され、ダイオード５および５′のカソードが接続さ
れるとともに、その接続点は一端が大地電位に接続され
る抵抗器６の他端に接続され、出力端子１１は大地電位
に接続され、ダイオード５および５′と抵抗器６により
電流検出回路７′が構成されていることにある。このよ
うに構成されているので、二相分割され、それぞれの主
電力制御素子を流れる電流が一度に検出される。その他
の動作は第一実施例装置の場合と同様である。
の実施例装置のＤＣ−ＤＣＣコンバータ２アシ１−ゾル
タイプＩ） Ｃ−Ｄ ＣコンバータＺ′である。この図
で、符号１．３〜６．８〜１７およびΔ〜Ｇは第１図に
示した同符号のものに対応する。第２図で第１図と異な
る点は、ゾシプ、プルタイプＤＣＩ）Ｃコンバータ２′
は少なくとも二個の重電ノ〕制御コ１１素子を有し、そ
れぞれが二相分割されスイッチング動作することであり
、また主電力制御３１１素イを流れる１Ｌ流を検出ずろ
カレントトランスの出力はセンタータップを有し、出力
端子１（に接続されることにある。さらに、出力Ｆおよ
びＧはそれぞれダイオ−１′５および５′のアノードに
接続され、ダイオード５および５′のカソードが接続さ
れるとともに、その接続点は一端が大地電位に接続され
る抵抗器６の他端に接続され、出力端子１１は大地電位
に接続され、ダイオード５および５′と抵抗器６により
電流検出回路７′が構成されていることにある。このよ
うに構成されているので、二相分割され、それぞれの主
電力制御素子を流れる電流が一度に検出される。その他
の動作は第一実施例装置の場合と同様である。
本発明は、以上説明したように、スイッチングレギュレ
ータの出力電流の過電流状態が検出されると、このレキ
ブーレータの出力電圧が垂下されるように動作するので
、静電気ノイズなとによる誤動作の原因には応答せず、
したがって、スイノチングレキプーレークを安定して使
用することができる効果がある。
ータの出力電流の過電流状態が検出されると、このレキ
ブーレータの出力電圧が垂下されるように動作するので
、静電気ノイズなとによる誤動作の原因には応答せず、
したがって、スイノチングレキプーレークを安定して使
用することができる効果がある。
また、過電流状態を招来した原因が除去されると手操作
によるリセットを経ずに定常動作に復帰されるので、運
転操作を簡単にする効果がある。
によるリセットを経ずに定常動作に復帰されるので、運
転操作を簡単にする効果がある。
第１図は本発明の第一実施例装置の構成を示すブロック
構成図。 第２図は本発明の第二実施例装置の構成を示すブ１．Ｊ
ツク構成図。 １・・直流電源、２・・・シングルタイプＤＣ−ＤＣＪ
ンハーク、２′・・・プンユプルタイプＤＣ−ＤＣ＝２
ンハータ、３・・・出力電圧検出回路、４・・・負荷、
５．５′・・・ダイオード、６．１０．１２・・・抵抗
器、７．７′・・・電流検出回路、８・・・第二の基準
電圧発生回＋／Ｌ！’］・・・比較器、１１・・・トラ
ンジスタ、１３・・・コンテン４ノ、１４・・第一の基
準電圧発生回路、１５・・・誤差増幅器、１６・・・パ
ルス幅制御回路、１７．１８・・・スイソチングレ４−
フ、レータ。
構成図。 第２図は本発明の第二実施例装置の構成を示すブ１．Ｊ
ツク構成図。 １・・直流電源、２・・・シングルタイプＤＣ−ＤＣＪ
ンハーク、２′・・・プンユプルタイプＤＣ−ＤＣ＝２
ンハータ、３・・・出力電圧検出回路、４・・・負荷、
５．５′・・・ダイオード、６．１０．１２・・・抵抗
器、７．７′・・・電流検出回路、８・・・第二の基準
電圧発生回＋／Ｌ！’］・・・比較器、１１・・・トラ
ンジスタ、１３・・・コンテン４ノ、１４・・第一の基
準電圧発生回路、１５・・・誤差増幅器、１６・・・パ
ルス幅制御回路、１７．１８・・・スイソチングレ４−
フ、レータ。
Claims (1)
- （１）出力電圧端子の電圧値を検出する第一の検出回路
と、 出力電流を制御する主電力制御素子と、 この主電力制御素子を通過する電流の電流値を検出する
第二の検出回路と、 上記主電力制御素子を駆動制御する信号を入力する制御
入力端子と、 第一の基準電圧発生回路と、 この第一の基準電圧発生回路の出力と上記第一の検出回
路の出力とがその入力に接続され、その出力が上記制御
入力端子に接続された制御回路とを含むスイッチングレ
ギュレータにおいて、第二の基準電圧発生回路と、 上記第二の検出回路で検出された電流値に対応する電圧
値が、上記第二の基準電圧発生回路の出力電圧を超過し
たときに、上記第一の基準電圧発生回路の出力電圧を低
下させる回路手段と を備えたことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12137984A JPS611266A (ja) | 1984-06-12 | 1984-06-12 | スイツチングレギユレ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12137984A JPS611266A (ja) | 1984-06-12 | 1984-06-12 | スイツチングレギユレ−タ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS611266A true JPS611266A (ja) | 1986-01-07 |
Family
ID=14809766
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12137984A Pending JPS611266A (ja) | 1984-06-12 | 1984-06-12 | スイツチングレギユレ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS611266A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8068354B2 (en) | 2008-04-15 | 2011-11-29 | Grenergy Opto, Inc. | Current-level controlling device for a power supply device and related power supply device |
| CN105471229A (zh) * | 2016-01-05 | 2016-04-06 | 杰华特微电子（杭州）有限公司 | 一种峰值电流检测补偿电路及峰值电流检测补偿方法 |
-
1984
- 1984-06-12 JP JP12137984A patent/JPS611266A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8068354B2 (en) | 2008-04-15 | 2011-11-29 | Grenergy Opto, Inc. | Current-level controlling device for a power supply device and related power supply device |
| CN105471229A (zh) * | 2016-01-05 | 2016-04-06 | 杰华特微电子（杭州）有限公司 | 一种峰值电流检测补偿电路及峰值电流检测补偿方法 |
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