JPS606131B2 - 電力増幅器 - Google Patents
電力増幅器Info
- Publication number
- JPS606131B2 JPS606131B2 JP55176460A JP17646080A JPS606131B2 JP S606131 B2 JPS606131 B2 JP S606131B2 JP 55176460 A JP55176460 A JP 55176460A JP 17646080 A JP17646080 A JP 17646080A JP S606131 B2 JPS606131 B2 JP S606131B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- power supply
- current
- load
- diode
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/211—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only using a combination of several amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
- H03F1/0244—Stepped control
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、電力増幅器、特に出力段に複数のェミツタフ
オロワ型トランジスタを使用する高効率リニア電力増幅
器に関するものである。
オロワ型トランジスタを使用する高効率リニア電力増幅
器に関するものである。
例えば偏向ヨークの如き誘導性負荷、或いはその他の抵
抗性又は容量性負荷を直接駆動する電力増幅器において
は、出力段増幅素子の動作電源電圧は、負荷が必要とす
る最大出力電圧より少なくとも僅かに大きくなければな
らない。
抗性又は容量性負荷を直接駆動する電力増幅器において
は、出力段増幅素子の動作電源電圧は、負荷が必要とす
る最大出力電圧より少なくとも僅かに大きくなければな
らない。
電源電圧と瞬時負荷電圧との差電圧は、負荷電流が流れ
ている出力段増幅素子に加えられ、電力損となって増幅
素子の発熱を増大させる。ここで、電源電流と負荷電流
が等しいと仮定すると、抵抗性負荷の駆動期間中の増幅
器の効率は、次式で表わされる。
ている出力段増幅素子に加えられ、電力損となって増幅
素子の発熱を増大させる。ここで、電源電流と負荷電流
が等しいと仮定すると、抵抗性負荷の駆動期間中の増幅
器の効率は、次式で表わされる。
効率！負電荷源競扉き巽蟻給費蔓れれるる電電力力＝畠
麓亀岸この式から分かるとおり、負荷電圧が電源電圧に
近づくほど効率は高くなる。
麓亀岸この式から分かるとおり、負荷電圧が電源電圧に
近づくほど効率は高くなる。
しかし、一般には負荷電圧は入力信号により変動し大部
分の時間はその最大電圧以下であるので、効率は低い。
電力増幅器の効率を高くするには、負荷（したがって入
力）電圧が低電圧のときは低電圧電源で、高電圧のとき
は高電圧電源で増幅素子を動作させればよい。こうすれ
ば、入力電圧の変化に拘わらず負荷（出力）電圧が電源
電圧近く高効率となる。以下、この多重電源方式の従来
の電力増幅器の例を第２〜第４図について簡単に説明す
る。第２図の例では、２個のトランジスタ（以下「ＴＲ
」と略す。）２ａ，２ｂを負荷６に対して直列接続し、
入力に対してはそれぞれダイオード３，５と１を介して
並列接続し、ＴＲ２ａのコレクタには低圧電源Ｎ，をダ
イオード７を介して接続し、ＴＲ２ｂのコレクタには高
圧電源Ｖ２を接続している。入力信号電圧ＶｉｎがＶ，
以下のときはＬＴＲ２ｂのベース・ェミツタ間は逆バイ
アスされるのでＴＲ２ａのみが動作し、負荷（出力）電
圧Ｖｏｕｔは、入力電圧ＶｉｎからＴＲ２ａのベース・
ヱミッタ電圧（ＶＢＥ）及びダイオード３，５の順方向
電圧降下を差引いた値となる。ＶｉｎがＶ，を超すと「
ＴＲ２ｂが順バイアスとなり動作を開始する。このとき
、ＴＲ２ａのベース。コレクタ間は日頃バイアスとなる
ので、ダイオード７をオフとしてこの順バィアス電流が
Ｖ，へ逆流するのを阻止すると共にＴＲ２ｂのェミッタ
をＶ，の低電圧から解放する。第３図の例は、袴開昭５
０−４５５５２号公報に記載された電力増幅器であって
ｔ ２個のＴＲ２ａ，２ｂ負荷６及び入力Ｖｉｎに対し
て並列接続し、コレクタをそれぞれ低圧電源Ｖ，及び高
圧電源Ｖ２に接続している。
分の時間はその最大電圧以下であるので、効率は低い。
電力増幅器の効率を高くするには、負荷（したがって入
力）電圧が低電圧のときは低電圧電源で、高電圧のとき
は高電圧電源で増幅素子を動作させればよい。こうすれ
ば、入力電圧の変化に拘わらず負荷（出力）電圧が電源
電圧近く高効率となる。以下、この多重電源方式の従来
の電力増幅器の例を第２〜第４図について簡単に説明す
る。第２図の例では、２個のトランジスタ（以下「ＴＲ
」と略す。）２ａ，２ｂを負荷６に対して直列接続し、
入力に対してはそれぞれダイオード３，５と１を介して
並列接続し、ＴＲ２ａのコレクタには低圧電源Ｎ，をダ
イオード７を介して接続し、ＴＲ２ｂのコレクタには高
圧電源Ｖ２を接続している。入力信号電圧ＶｉｎがＶ，
以下のときはＬＴＲ２ｂのベース・ェミツタ間は逆バイ
アスされるのでＴＲ２ａのみが動作し、負荷（出力）電
圧Ｖｏｕｔは、入力電圧ＶｉｎからＴＲ２ａのベース・
ヱミッタ電圧（ＶＢＥ）及びダイオード３，５の順方向
電圧降下を差引いた値となる。ＶｉｎがＶ，を超すと「
ＴＲ２ｂが順バイアスとなり動作を開始する。このとき
、ＴＲ２ａのベース。コレクタ間は日頃バイアスとなる
ので、ダイオード７をオフとしてこの順バィアス電流が
Ｖ，へ逆流するのを阻止すると共にＴＲ２ｂのェミッタ
をＶ，の低電圧から解放する。第３図の例は、袴開昭５
０−４５５５２号公報に記載された電力増幅器であって
ｔ ２個のＴＲ２ａ，２ｂ負荷６及び入力Ｖｉｎに対し
て並列接続し、コレクタをそれぞれ低圧電源Ｖ，及び高
圧電源Ｖ２に接続している。
Ｖｉｎ＜Ｖ，の場合は「 両ＴＲ２ａ，２ｂが共にオン
であり、Ｖｉｎ＞Ｖ，になると「ＴＲ２ａはオフとなり
ＴＲ２ｂのみが動作する。ここで、必要に応じてＴＲ２
ａ９ ２ｂのベース抵抗４ａ，４ｂの値を調整すれば、
低電圧時に大半の負荷をＴＲ２ａが負担するようになる
ので、効率を改善できる。第４図は、特開昭５１−１３
２７４４号公報に記載された電力増幅器の一部を抜き出
して示したものである。
であり、Ｖｉｎ＞Ｖ，になると「ＴＲ２ａはオフとなり
ＴＲ２ｂのみが動作する。ここで、必要に応じてＴＲ２
ａ９ ２ｂのベース抵抗４ａ，４ｂの値を調整すれば、
低電圧時に大半の負荷をＴＲ２ａが負担するようになる
ので、効率を改善できる。第４図は、特開昭５１−１３
２７４４号公報に記載された電力増幅器の一部を抜き出
して示したものである。
この電力増幅器においては、ｎ個のェミッタフオロワＴ
Ｒ２ａ，２ｂ，・・・・・・………，２ｎの工ミッタ出
力を共通負荷６に並列接続すると共に、ＴＲ２ｎを除く
それぞれのコレクタに異なる電圧の動作電源Ｖ，，Ｖ２
，・・・・・・・…・・・・・，Ｖｎをダイオード７ａ
，７ｂ，……………を介して接続している。各ＴＲのベ
ースには、スイッチＳ，，Ｓ２，・…・・…・・・・・
・，Ｓｎを介して選択的に入力信号電圧Ｖｉｎを印加す
ると共に、電源Ｎｎに一端が接続された電源Ｖｏの池端
を抵抗器９を介して接続されている。Ｖｉｎ＜Ｖ，のと
きはＳ，を閉じてＴＲ２ａにより入力信号Ｖｉｎを増幅
し、Ｖ，＜Ｖｊｎ＜Ｖ２のときはＳ２を閉じてＴＲ２ｂ
が増幅素子となり、Ｖｎ−，＜ＶｉｎくＶｎになるとＳ
ｎを閉じてＴＲ２ｎが増幅素子になっている。なお、抵
抗８ａ，８ｂ，．・・・……．・・．・８ｎは各ＴＲに
最適バイアス電流を供給するよう選定されている。〔発
明が解決しようとする問題点〕 上述した従釆の電力増幅器には、いずれも次のような欠
点がある。
Ｒ２ａ，２ｂ，・・・・・・………，２ｎの工ミッタ出
力を共通負荷６に並列接続すると共に、ＴＲ２ｎを除く
それぞれのコレクタに異なる電圧の動作電源Ｖ，，Ｖ２
，・・・・・・・…・・・・・，Ｖｎをダイオード７ａ
，７ｂ，……………を介して接続している。各ＴＲのベ
ースには、スイッチＳ，，Ｓ２，・…・・…・・・・・
・，Ｓｎを介して選択的に入力信号電圧Ｖｉｎを印加す
ると共に、電源Ｎｎに一端が接続された電源Ｖｏの池端
を抵抗器９を介して接続されている。Ｖｉｎ＜Ｖ，のと
きはＳ，を閉じてＴＲ２ａにより入力信号Ｖｉｎを増幅
し、Ｖ，＜Ｖｊｎ＜Ｖ２のときはＳ２を閉じてＴＲ２ｂ
が増幅素子となり、Ｖｎ−，＜ＶｉｎくＶｎになるとＳ
ｎを閉じてＴＲ２ｎが増幅素子になっている。なお、抵
抗８ａ，８ｂ，．・・・……．・・．・８ｎは各ＴＲに
最適バイアス電流を供給するよう選定されている。〔発
明が解決しようとする問題点〕 上述した従釆の電力増幅器には、いずれも次のような欠
点がある。
すなわち、動作イＲが切換わる時点で各ＴＲのＶＢ８及
び（又は）ベース回路のダイオードや抵抗器による電圧
降下の変化により出力電圧に不連続が生じ、また、温度
変化等により力電圧の変化を生じる。更に、第２図の電
力増幅器ではＶｉｎＺＶ，のときＴＲ２ａへのベース電
流がＴＲ２ｂのベース電流に付加され、第３図のもので
はＴＲ２ａのベース電流がなくなるため、入力信号に対
する電流電圧特性に不連続が生じ、出力信号に歪を生じ
る。なお、第３図の場合は、低入力電圧時に両ＴＲが能
動であるため電力効率が低い。また、第４図の電力増幅
器では、各ＴＲのベースもバイアスを最高電圧Ｖｎ｝こ
重ねたバイアス電源Ｖｏにより供給しているので、電力
効率が悪い。これは、各ＴＲの電流増幅率（Ｂ）が低い
場合に特に顕著になる。したがって、本発明の目的は「
これらの欠点がない高効率Ｌ低歪率及び高安定度の電
力増幅器を提供するにある。
び（又は）ベース回路のダイオードや抵抗器による電圧
降下の変化により出力電圧に不連続が生じ、また、温度
変化等により力電圧の変化を生じる。更に、第２図の電
力増幅器ではＶｉｎＺＶ，のときＴＲ２ａへのベース電
流がＴＲ２ｂのベース電流に付加され、第３図のもので
はＴＲ２ａのベース電流がなくなるため、入力信号に対
する電流電圧特性に不連続が生じ、出力信号に歪を生じ
る。なお、第３図の場合は、低入力電圧時に両ＴＲが能
動であるため電力効率が低い。また、第４図の電力増幅
器では、各ＴＲのベースもバイアスを最高電圧Ｖｎ｝こ
重ねたバイアス電源Ｖｏにより供給しているので、電力
効率が悪い。これは、各ＴＲの電流増幅率（Ｂ）が低い
場合に特に顕著になる。したがって、本発明の目的は「
これらの欠点がない高効率Ｌ低歪率及び高安定度の電
力増幅器を提供するにある。
本発明は、上記の目的を達成するため、コレクタがそれ
ぞれ異なる電圧の電源に接続された複数の増幅素子（Ｔ
Ｒ）のェミッタを共通負荷に接続し、ベースにそれぞれ
半導体接合を介して共通入力信号を印加すると共に「上
記共通負荷電圧にフローティングした付勢（バイアス）
電源より抵抗器を介して上記ＴＲに入力信号電圧を応じ
て選択的に付勢電流を供給するようにした。
ぞれ異なる電圧の電源に接続された複数の増幅素子（Ｔ
Ｒ）のェミッタを共通負荷に接続し、ベースにそれぞれ
半導体接合を介して共通入力信号を印加すると共に「上
記共通負荷電圧にフローティングした付勢（バイアス）
電源より抵抗器を介して上記ＴＲに入力信号電圧を応じ
て選択的に付勢電流を供給するようにした。
その結果、動作中のＴＲには負荷電圧に関係なく常時一
定の付勢電流が供給され、しかも、ＴＲのＶＢＥと半導
体接合の電圧降下とはほぼ等しく互いに相殺されるので
、出力（負荷）電圧は実質的に入力電圧と等しく高効率
、高安定且つ低歪率となる。
定の付勢電流が供給され、しかも、ＴＲのＶＢＥと半導
体接合の電圧降下とはほぼ等しく互いに相殺されるので
、出力（負荷）電圧は実質的に入力電圧と等しく高効率
、高安定且つ低歪率となる。
第１図は、本発明の基本的実施例の要部を示す回路図で
ある。
ある。
この図の電力増幅器は、実質的に並列接続された２個（
ただし、本発明はこれに限定されない。）のＴＲを有し
、入力信号電圧に応じて可能な限り最低電圧の電源から
負荷電流を供給するようにしている。すなわち、ェミツ
タフオロワ型に接続して１対のＴＲ３０，３５のェミッ
タ接続点と基準電位源間に負荷抵抗器４０を接続し、ベ
ースにそれぞれ半導体接合（ダイオード）１５，１０を
介して入力信号電圧Ｖｉｎを印加する。ＴＲ３５のコレ
クタにはダイオ−ド４５を介して低電圧電源Ｖ，を接続
し、ＴＲ３０のコレクタには高電圧電源Ｖ２を接続する
。ＴＲ３０，３５の共通ェミッタは、浮動（フローティ
ング）バイアス電源ＶＯと抵抗器２０の直列回路及びス
イッチ２５を介してＴＲ３０又は３５のベースに接続し
、バイアス電流を付勢電流として選択的にベースに供給
する。このスイッチ２５は、電子スイッチであることが
好ましく、ＶｉｎがＶ，より充分低い場合には図示位置
にあってＴＲ３５のベースとダイオード１０の接続点に
バイアス電流ｉ，を供給し、ＶｉｎがＶ，より充分高い
場合には図の左側位置にきてＴＲ３０のベースとダイオ
ード１５の接続点にバイアス電流ｉ２を供給し、そして
、ＶｉｎがＶ，の近傍にあるときはスイッチ２５はＴＲ
３０及び３５の双方にバイアス電流を連続的に配分して
供給するのが好ましい。ＶｉｎがＶ，に比して充分低電
圧であれば、スイッチ２５は図示位置にあるので、ＴＲ
３５のベースとダィオード１０の接続点にバイアス電流
，を供給する。
ただし、本発明はこれに限定されない。）のＴＲを有し
、入力信号電圧に応じて可能な限り最低電圧の電源から
負荷電流を供給するようにしている。すなわち、ェミツ
タフオロワ型に接続して１対のＴＲ３０，３５のェミッ
タ接続点と基準電位源間に負荷抵抗器４０を接続し、ベ
ースにそれぞれ半導体接合（ダイオード）１５，１０を
介して入力信号電圧Ｖｉｎを印加する。ＴＲ３５のコレ
クタにはダイオ−ド４５を介して低電圧電源Ｖ，を接続
し、ＴＲ３０のコレクタには高電圧電源Ｖ２を接続する
。ＴＲ３０，３５の共通ェミッタは、浮動（フローティ
ング）バイアス電源ＶＯと抵抗器２０の直列回路及びス
イッチ２５を介してＴＲ３０又は３５のベースに接続し
、バイアス電流を付勢電流として選択的にベースに供給
する。このスイッチ２５は、電子スイッチであることが
好ましく、ＶｉｎがＶ，より充分低い場合には図示位置
にあってＴＲ３５のベースとダイオード１０の接続点に
バイアス電流ｉ，を供給し、ＶｉｎがＶ，より充分高い
場合には図の左側位置にきてＴＲ３０のベースとダイオ
ード１５の接続点にバイアス電流ｉ２を供給し、そして
、ＶｉｎがＶ，の近傍にあるときはスイッチ２５はＴＲ
３０及び３５の双方にバイアス電流を連続的に配分して
供給するのが好ましい。ＶｉｎがＶ，に比して充分低電
圧であれば、スイッチ２５は図示位置にあるので、ＴＲ
３５のベースとダィオード１０の接続点にバイアス電流
，を供給する。
このバイアス電流ｉ，は、ほぼＶぐと抵抗器２０の比で
決まり、その一部はダイオード１０に流れＴＲ３５のベ
ース電圧をＶｉｎ＋Ｖｏ，。とする。ただし、Ｖｏｌｏ
はダイオード１０の電圧降下である。ｉ，の残りはＴＲ
３５のベースに流入して増幅され、対応する出力電流が
負荷４０‘こ流れ、その両端の出力端子間に出力電圧Ｖ
ｏｕｔが現われる。ここで、ダイオード１０の電圧降下
とＴＲ３５のＶＢＢは異なる周囲温度条件でも互いに打
消し合うので、Ｖｏｕｔは実質的にＶｉｎと等しくなり
、負荷電流は、ｉ，が存在する限り電源Ｖ，からダイオ
ード４５を介して流れる。換言すると、負荷電流はＴＲ
３５の電流増幅率などに関係なくＶｊｎ／Ｒ４。となり
、出力電力はＶｉ〆／Ｒ軸になる。ここに、Ｒ４ｏは負
荷抵抗器４０の抵抗値である。入力信号電圧ｙｉｎが上
昇すると、Ｖｏｕｔもこれに追従して上昇するが、ｉ，
はバイアス電源Ｖぐが負荷に対してフローティングであ
るためほぼ一定である点に注目されたい。
決まり、その一部はダイオード１０に流れＴＲ３５のベ
ース電圧をＶｉｎ＋Ｖｏ，。とする。ただし、Ｖｏｌｏ
はダイオード１０の電圧降下である。ｉ，の残りはＴＲ
３５のベースに流入して増幅され、対応する出力電流が
負荷４０‘こ流れ、その両端の出力端子間に出力電圧Ｖ
ｏｕｔが現われる。ここで、ダイオード１０の電圧降下
とＴＲ３５のＶＢＢは異なる周囲温度条件でも互いに打
消し合うので、Ｖｏｕｔは実質的にＶｉｎと等しくなり
、負荷電流は、ｉ，が存在する限り電源Ｖ，からダイオ
ード４５を介して流れる。換言すると、負荷電流はＴＲ
３５の電流増幅率などに関係なくＶｊｎ／Ｒ４。となり
、出力電力はＶｉ〆／Ｒ軸になる。ここに、Ｒ４ｏは負
荷抵抗器４０の抵抗値である。入力信号電圧ｙｉｎが上
昇すると、Ｖｏｕｔもこれに追従して上昇するが、ｉ，
はバイアス電源Ｖぐが負荷に対してフローティングであ
るためほぼ一定である点に注目されたい。
Ｖｊｎが上昇したにも拘らずＶｏｕｔが追従しない場合
には、ダイオード１０に流れる電流が減少し、その分だ
けＴＲ３５のベースに流入するので、ＴＲ３５のェミツ
タすなわち負荷電圧は急速に上昇してＶｉｎ＝Ｖｏｕｔ
となる。逆の場合も、同様のことが成立する。Ｖｉｎが
更に上昇してＶ，を超すと、ＴＲ３５のベース電圧がコ
レクタ電圧を超すので増幅動作ができなくなるが、後述
のように、この状態を制御回路で検出してスイッチ２５
を左側に切換え、バイアス電流ｉ２をＴＲ３０のベース
とダイオード１ ５の接続点‘こ供給する。
には、ダイオード１０に流れる電流が減少し、その分だ
けＴＲ３５のベースに流入するので、ＴＲ３５のェミツ
タすなわち負荷電圧は急速に上昇してＶｉｎ＝Ｖｏｕｔ
となる。逆の場合も、同様のことが成立する。Ｖｉｎが
更に上昇してＶ，を超すと、ＴＲ３５のベース電圧がコ
レクタ電圧を超すので増幅動作ができなくなるが、後述
のように、この状態を制御回路で検出してスイッチ２５
を左側に切換え、バイアス電流ｉ２をＴＲ３０のベース
とダイオード１ ５の接続点‘こ供給する。
そこで、ＴＲ３０がＴＲ３５に代って動作を開始し、負
荷電流は高圧電流Ｖ２から供給されるようになる。この
場合にも、ダイオード１５の電圧降下とＴＲ３０のＶＢ
Ｅは相殺されるので、負荷電圧Ｖｏｕｔは実質的にＶｉ
ｎと等しい。よって、Ｖｉｎのほぼ０からＶ２までの広
範囲にわたり、低入力電圧時には低電圧Ｖ，で動作し、
高入力電圧時は高電圧ｙ２で動作して総合効率を高く維
持する。なお、ダイオード１０及び１５の存在により、
対応するＴＲのベースとの接続点にバイアス電流ｉ，又
はｉ２が供給されていない期間中は、対応するＴＲを完
全にオフとする。上述のように、第２図の従来増幅器で
は、ＴＲ２ｂでオンであるか否かによりその入出力特性
に不可避的に不連続が生じるが、第１図の電力増幅器に
おいては、両汀Ｒの８を等しくすれば原理的に連続にす
ることができるので、同じ型名のＴＲを使用する限り第
２図の場合のような急激な不連続を生じることはない。
荷電流は高圧電流Ｖ２から供給されるようになる。この
場合にも、ダイオード１５の電圧降下とＴＲ３０のＶＢ
Ｅは相殺されるので、負荷電圧Ｖｏｕｔは実質的にＶｉ
ｎと等しい。よって、Ｖｉｎのほぼ０からＶ２までの広
範囲にわたり、低入力電圧時には低電圧Ｖ，で動作し、
高入力電圧時は高電圧ｙ２で動作して総合効率を高く維
持する。なお、ダイオード１０及び１５の存在により、
対応するＴＲのベースとの接続点にバイアス電流ｉ，又
はｉ２が供給されていない期間中は、対応するＴＲを完
全にオフとする。上述のように、第２図の従来増幅器で
は、ＴＲ２ｂでオンであるか否かによりその入出力特性
に不可避的に不連続が生じるが、第１図の電力増幅器に
おいては、両汀Ｒの８を等しくすれば原理的に連続にす
ることができるので、同じ型名のＴＲを使用する限り第
２図の場合のような急激な不連続を生じることはない。
第５図は、第１図の電力増幅器の変形例を示す回路図で
ある。
ある。
この回路は、実質的には第１図と同じであるが、極めて
高い電流利得を得るため、第１図のＴＲ３５，３０の代
わりもこそれぞれ２個のダーリントン接続のＴＲ２１５
，２２０及び２０５，２１０を含む第１フオロワ回路２
０２と第２フオロワ回路２０３を使用する点及び入力段
入力ェミッタフオロワＴＲ２００を有する点で相違する
。これらフオロワ回路２０２，２０３の電流利得は、そ
れぞれ各ＴＲの電流利得（８）の積に等しい極めて高い
値であるから、ｉ，，ｉ２の値を大幅に減少することが
できる。更に、入力段ＴＲ２０川ま、増幅器の入力電流
をその電流利得分の１に減少できる。また、入力段ェミ
ッタフオロワＴＲ２００のコレクタにも浮動電源−Ｖ？
を使用するので、そのベース・コレクタ間電圧変化は広
範囲の出力電圧に対して僅かであって、ベース・コレク
タ間容量の影響は最小になり、増幅器全体の速度及び周
波数特性を大幅に向上する。第６図は、好適な制御回路
２５０を有する本発明の具体的実施例を示す回路図であ
る。
高い電流利得を得るため、第１図のＴＲ３５，３０の代
わりもこそれぞれ２個のダーリントン接続のＴＲ２１５
，２２０及び２０５，２１０を含む第１フオロワ回路２
０２と第２フオロワ回路２０３を使用する点及び入力段
入力ェミッタフオロワＴＲ２００を有する点で相違する
。これらフオロワ回路２０２，２０３の電流利得は、そ
れぞれ各ＴＲの電流利得（８）の積に等しい極めて高い
値であるから、ｉ，，ｉ２の値を大幅に減少することが
できる。更に、入力段ＴＲ２０川ま、増幅器の入力電流
をその電流利得分の１に減少できる。また、入力段ェミ
ッタフオロワＴＲ２００のコレクタにも浮動電源−Ｖ？
を使用するので、そのベース・コレクタ間電圧変化は広
範囲の出力電圧に対して僅かであって、ベース・コレク
タ間容量の影響は最小になり、増幅器全体の速度及び周
波数特性を大幅に向上する。第６図は、好適な制御回路
２５０を有する本発明の具体的実施例を示す回路図であ
る。
図中、ブロック２０２，２０３は、第５図に破線で囲ん
で示したフオロワ回路２０２，２０３に対応する。入力
信号Ｖｉｎはバイアスとして使用するェミツタフオロワ
ＴＲ２００のベースから入力され、ＴＲ２００のェミッ
外ま、ダイオード２０１を介して第１フオロワ段２０２
の入力端である接続点Ａに接続すると共に、ダイオード
２１４を介して第２フオロワ段２０３の入力端である接
続点Ｃに接続する。第１及び第２フオロワ段２０２，２
０３の出力端は、共通負荷（図示せず）に接続され出力
端Ｖｏｕｔとなる。この出力端Ｖｏ山は、浮動電源Ｖめ
及び抵抗器２１１の直列回路を介して接続点Ｂに接続す
る。この接続点Ｂは、抵抗器２０９及びダイオード２０
７を介して接続点Ａに接続すると共に、スイッチングＴ
Ｒ２０６のエミツタ・コレクタを介して接続点Ｃに接続
する。ＴＲ２０６のベースは、抵抗器２１７を介して接
続点Ｂに接続すると共にダイオード２１３、ＴＲ２０４
のコレクタ・ェミッタの直列回路を介して基準電源に接
続する。低電圧電源Ｎ，は、ＴＲ２０４のベースに直接
接続すると共に第１フオロワ段２０２のコレク外こダイ
オード２１２を介して接続し、高電圧電源Ｖ２は第２フ
オロワ段２０３のコレクタに接続する。第６図の制御回
路２５川ま、第１及び第２フオロワ段２０２，２０３へ
のバイアス（付勢）電流を、入力信号電圧ＶｉｎがＶ，
近傍の狭い範囲内に入るとき、第１フオロワ段２０２か
ら第２フオロワ段２０３へ又はこの逆に、連続的に負荷
分担比が移行するように比例配分して供給するので、第
２図の従来の電力増幅器に生じた入力電流の不連続を排
除することができる。
で示したフオロワ回路２０２，２０３に対応する。入力
信号Ｖｉｎはバイアスとして使用するェミツタフオロワ
ＴＲ２００のベースから入力され、ＴＲ２００のェミッ
外ま、ダイオード２０１を介して第１フオロワ段２０２
の入力端である接続点Ａに接続すると共に、ダイオード
２１４を介して第２フオロワ段２０３の入力端である接
続点Ｃに接続する。第１及び第２フオロワ段２０２，２
０３の出力端は、共通負荷（図示せず）に接続され出力
端Ｖｏｕｔとなる。この出力端Ｖｏ山は、浮動電源Ｖめ
及び抵抗器２１１の直列回路を介して接続点Ｂに接続す
る。この接続点Ｂは、抵抗器２０９及びダイオード２０
７を介して接続点Ａに接続すると共に、スイッチングＴ
Ｒ２０６のエミツタ・コレクタを介して接続点Ｃに接続
する。ＴＲ２０６のベースは、抵抗器２１７を介して接
続点Ｂに接続すると共にダイオード２１３、ＴＲ２０４
のコレクタ・ェミッタの直列回路を介して基準電源に接
続する。低電圧電源Ｎ，は、ＴＲ２０４のベースに直接
接続すると共に第１フオロワ段２０２のコレク外こダイ
オード２１２を介して接続し、高電圧電源Ｖ２は第２フ
オロワ段２０３のコレクタに接続する。第６図の制御回
路２５川ま、第１及び第２フオロワ段２０２，２０３へ
のバイアス（付勢）電流を、入力信号電圧ＶｉｎがＶ，
近傍の狭い範囲内に入るとき、第１フオロワ段２０２か
ら第２フオロワ段２０３へ又はこの逆に、連続的に負荷
分担比が移行するように比例配分して供給するので、第
２図の従来の電力増幅器に生じた入力電流の不連続を排
除することができる。
すなわち、第６図の制御回路は、付勢電流を一方のフオ
ロワ段から他方のフオロワ段へ出力電圧に応じて連続的
に移行させるように動作する。この移行は、Ｖｏｕｔの
Ｖ，付近における或る過渡範囲においてのみ行われる。
出力電圧がこの過渡範囲を通過する間に、最初全負荷電
流を負担していたフオロワ段の負荷電流分担比は１００
％から０％へ徐々に減少し、同時に、他方のフオロワ段
の負荷分担比は０％から１００％へと増加する。第７図
により、この連続的な負荷分担動作を詳細に説明する。
第７図は、第６図の回路接続点Ａ，Ｂ及び出力端の電圧
を入力電圧の関数として図示したものである。
ロワ段から他方のフオロワ段へ出力電圧に応じて連続的
に移行させるように動作する。この移行は、Ｖｏｕｔの
Ｖ，付近における或る過渡範囲においてのみ行われる。
出力電圧がこの過渡範囲を通過する間に、最初全負荷電
流を負担していたフオロワ段の負荷電流分担比は１００
％から０％へ徐々に減少し、同時に、他方のフオロワ段
の負荷分担比は０％から１００％へと増加する。第７図
により、この連続的な負荷分担動作を詳細に説明する。
第７図は、第６図の回路接続点Ａ，Ｂ及び出力端の電圧
を入力電圧の関数として図示したものである。
以下、制御回路の動作を第７図の機軸における入力電圧
レンジ１〜５に分けて説明する。第６図の電力増幅器は
、入力電圧が電圧レンジ１〜５を通過する際、制御回路
により次のように動作する。電圧レンジＩ このレンジは、出力電圧が０から次第に増加して接続′
点Ｂの電圧がダイオード２１３をオンさせる電圧に達す
るまでの範囲である。
レンジ１〜５に分けて説明する。第６図の電力増幅器は
、入力電圧が電圧レンジ１〜５を通過する際、制御回路
により次のように動作する。電圧レンジＩ このレンジは、出力電圧が０から次第に増加して接続′
点Ｂの電圧がダイオード２１３をオンさせる電圧に達す
るまでの範囲である。
この上限電圧は「ＴＲ２０４及びダイオ−ド２１３とし
て同じ半導体材料（例えばゲルマニウム又はシリコン）
を使用していれば、実際上ほぼ低圧電源電圧Ｖ，の電圧
と等しい電圧である。ダイオード２１３が導適する前は
、Ｂ点の電圧Ｖ８は、出力電圧Ｖｏｕｔより抵抗器２０
９及びダイオード２０７の電圧降下並びに第１フオロワ
段２０２のＴＲ２１５，２２０のベース・ェミッタ接合
電圧の和により決まる固定電圧分だけ正の電圧である。
したがって、このレンジでは、Ｖ８＝Ｖｏｕｔ＋上記固
定電圧であり、ダイオード２１３は逆バイアス、ＴＲ２
０６はオフ、ＴＲ２０４は飽和状態である。
て同じ半導体材料（例えばゲルマニウム又はシリコン）
を使用していれば、実際上ほぼ低圧電源電圧Ｖ，の電圧
と等しい電圧である。ダイオード２１３が導適する前は
、Ｂ点の電圧Ｖ８は、出力電圧Ｖｏｕｔより抵抗器２０
９及びダイオード２０７の電圧降下並びに第１フオロワ
段２０２のＴＲ２１５，２２０のベース・ェミッタ接合
電圧の和により決まる固定電圧分だけ正の電圧である。
したがって、このレンジでは、Ｖ８＝Ｖｏｕｔ＋上記固
定電圧であり、ダイオード２１３は逆バイアス、ＴＲ２
０６はオフ、ＴＲ２０４は飽和状態である。
よって、ｊ２は０であり、ｉ，は０より大きい値であっ
て、第１フオロワ段２０２のみが付勢され動作している
ので、負荷電流は電源Ｖ，のみから供給される。電圧レ
ンジ２ このレンジは、ＴＲ２０６のベース・エミツタ接合電圧
と等しい幅である。
て、第１フオロワ段２０２のみが付勢され動作している
ので、負荷電流は電源Ｖ，のみから供給される。電圧レ
ンジ２ このレンジは、ＴＲ２０６のベース・エミツタ接合電圧
と等しい幅である。
出力電圧Ｖｏｕｔがレンジ１から更に上昇すると「ダイ
オード２１３がオンとなり抵抗器２１７に電流が流れ始
める。この電流により、Ｂ点の電圧ＶＢが変化する。抵
抗器２１７の目的はダイオード２１３がオフのときＴＲ
２０６をオフに維持することにあるので、その抵抗値は
抵抗器２１ １より充分大きくしてＢ点への影響が無視
できるようにする。このレンジは、ＶＢ＝Ｖｏ山十レン
ジ１の固定電圧となり、ダイオード２ １ ３はオン、
ＴＲ２０４は飽和である。
オード２１３がオンとなり抵抗器２１７に電流が流れ始
める。この電流により、Ｂ点の電圧ＶＢが変化する。抵
抗器２１７の目的はダイオード２１３がオフのときＴＲ
２０６をオフに維持することにあるので、その抵抗値は
抵抗器２１ １より充分大きくしてＢ点への影響が無視
できるようにする。このレンジは、ＶＢ＝Ｖｏ山十レン
ジ１の固定電圧となり、ダイオード２ １ ３はオン、
ＴＲ２０４は飽和である。
抵抗器２１７の電圧降下は０からＴＲ２０６のベース・
ェミツタ接合電圧に上昇するが、レンジ２の間ＴＲ２０
６はオフであり、ｉ２は０、第１フオロワ段２０２のみ
が付勢される。よって、電源Ｖ，のみが全負荷電流を供
給する。電圧レンジ３このレンジで、一方の電源Ｖ．（
又はＶ２）から他方の電源Ｖ２（又はＶ，）への電源の
切換えが起きる。
ェミツタ接合電圧に上昇するが、レンジ２の間ＴＲ２０
６はオフであり、ｉ２は０、第１フオロワ段２０２のみ
が付勢される。よって、電源Ｖ，のみが全負荷電流を供
給する。電圧レンジ３このレンジで、一方の電源Ｖ．（
又はＶ２）から他方の電源Ｖ２（又はＶ，）への電源の
切換えが起きる。
レンジの幅は、前の２レンジで述べた固定電圧降下に近
い値である。このレンジは、ＴＲ２０６は能動領域にあ
り、Ｂ点電圧Ｖ８はＶ．より約ダイオード１個の電圧降
下分だけ高く固定される。
い値である。このレンジは、ＴＲ２０６は能動領域にあ
り、Ｂ点電圧Ｖ８はＶ．より約ダイオード１個の電圧降
下分だけ高く固定される。
ＴＲ２０４は飽和しており、抵抗器２０９の電圧降下す
なわち電流ｉ，は、出力電圧Ｖｏ山が増加するにつれて
ほぼ０に減少する。ダイオード２１３を流れる一定電流
を除き、Ｂ点の電流はｉ．とｉ２とに分流される。抵抗
器２０９の電流降下すなわちｉ，が減少するにつれて、
ｉ２が増加する。よって、第１フオロワ段２０２は徐々
に消勢され、逆に第２フオロワ段２０３は付勢され、負
荷電流は両軍源Ｖ，，Ｖ２からＶｏｕｔに応じて異なる
割合で供鎌舎される。レンジ３は、Ｂ点電圧ＶＢは固定
し出力電圧Ｖｏ山は増加するので、抵抗器２１１の電流
及び電圧降下は増加する。
なわち電流ｉ，は、出力電圧Ｖｏ山が増加するにつれて
ほぼ０に減少する。ダイオード２１３を流れる一定電流
を除き、Ｂ点の電流はｉ．とｉ２とに分流される。抵抗
器２０９の電流降下すなわちｉ，が減少するにつれて、
ｉ２が増加する。よって、第１フオロワ段２０２は徐々
に消勢され、逆に第２フオロワ段２０３は付勢され、負
荷電流は両軍源Ｖ，，Ｖ２からＶｏｕｔに応じて異なる
割合で供鎌舎される。レンジ３は、Ｂ点電圧ＶＢは固定
し出力電圧Ｖｏ山は増加するので、抵抗器２１１の電流
及び電圧降下は増加する。
もしｉ，とｉ２の和が一定でなければ、ＴＲ２００のェ
ミッタ電流も一定ではなく増幅器出力段に要する入力も
またレンジ毎に異なることになるが、ＴＲ２０４のェミ
ッタ電流を抵抗器２１１の電流増加と同じに選択すれば
、ｉ，，ｉ２の和を一定にすることができる。ｉ，とｉ
２の和を一定にする限り、入力電流の変動は、第１、第
２のフオロヮ段の電流利得（８）の不平衡と負荷電流の
変化によるもののみである。電圧レンジ４ レンジ４の上限は、ＴＲ２０６が完全に飽和する点であ
る。
ミッタ電流も一定ではなく増幅器出力段に要する入力も
またレンジ毎に異なることになるが、ＴＲ２０４のェミ
ッタ電流を抵抗器２１１の電流増加と同じに選択すれば
、ｉ，，ｉ２の和を一定にすることができる。ｉ，とｉ
２の和を一定にする限り、入力電流の変動は、第１、第
２のフオロヮ段の電流利得（８）の不平衡と負荷電流の
変化によるもののみである。電圧レンジ４ レンジ４の上限は、ＴＲ２０６が完全に飽和する点であ
る。
このレンジでは、Ｂ点電圧ＶＢがレンジ３と同一レベル
に固定され、第５図の抵抗器２２７の電圧降下がＴＲ２
２０の約０．７ボルトのＶＢ８からほぼ０１こ低下し、
ＴＲ２０４が飽和し、ダイオード２１３はオン、ＴＲ２
０６は能動状態である。電流ｉ，はほぼ０であって、第
２フオロワ段２０３のみが付勢され、高圧電源Ｖ２が全
員荷電流を供給する。電圧レンジ５ レンジ５は、ＴＲ２０６が完全に飽和した点からＶｏｕ
ｔがほぼＶ２に達するまでの範囲である。
に固定され、第５図の抵抗器２２７の電圧降下がＴＲ２
２０の約０．７ボルトのＶＢ８からほぼ０１こ低下し、
ＴＲ２０４が飽和し、ダイオード２１３はオン、ＴＲ２
０６は能動状態である。電流ｉ，はほぼ０であって、第
２フオロワ段２０３のみが付勢され、高圧電源Ｖ２が全
員荷電流を供給する。電圧レンジ５ レンジ５は、ＴＲ２０６が完全に飽和した点からＶｏｕ
ｔがほぼＶ２に達するまでの範囲である。
このレンでは、ダイオード２１３がオン、ＴＲ２０４が
能動状態、ＴＲ２０６が飽和状態である。よって、第２
フオロワ段２０３のみが付勢される。ダイオード２１２
により、第１フオロヮ段２０２の入出力端をＶ，以上に
するとこができる。レンジ５では、全員荷電流が高圧電
源Ｖ２のみが供給される。第８図は、本発明によりプッ
シュプル電力増幅器を構成した例を示す回路図である。
能動状態、ＴＲ２０６が飽和状態である。よって、第２
フオロワ段２０３のみが付勢される。ダイオード２１２
により、第１フオロヮ段２０２の入出力端をＶ，以上に
するとこができる。レンジ５では、全員荷電流が高圧電
源Ｖ２のみが供給される。第８図は、本発明によりプッ
シュプル電力増幅器を構成した例を示す回路図である。
この回路は、第６図と同様な回路を２個（図中２５０，
２５０′で示す。）使用する。この２つの回路は、相補
型であって電源、ダイオード及びＴＲの極性ないし導電
型が互いに反対である。第９図は、本発明によるブッシ
ュプル電力増幅器の他の例を示す回路図である。
２５０′で示す。）使用する。この２つの回路は、相補
型であって電源、ダイオード及びＴＲの極性ないし導電
型が互いに反対である。第９図は、本発明によるブッシ
ュプル電力増幅器の他の例を示す回路図である。
この回路は、電圧の異なる３電源ＩＶ，ｌ，ＩＶ２ｌ及
びＩＶ３ｌで動作する。この電力増幅器においては、完
全な演算増幅器を横成すべく従釆の相互コンダクタンス
段を設けている。電源士Ｖ．，土Ｖ２及び±Ｖ３の出力
電圧は、特定の用途に応じて電力効率が最大となるよう
に選択する。これは、負荷特性及び出力鰭圧の性質に応
じて慎重に検討する。〔発明の効果〕 以上説明したとおり、本発明の電力増幅器は、ェミツタ
が共通負荷に接続されそれぞれ異なるコレクタ電源電圧
で動作する複数のフオロヮ段を有し、各フオロヮ段のベ
ース付勢は浮動電源とスイッチを用い入力電圧及びコレ
クタ電圧に応じて自動的に切換え又は付勢電流の分配を
行い、且つ各フオロワ段のベースにはそのトランジスタ
のベース・ェミツタ接合と同じ半導体接合を介して入力
電圧を印加するようにした。
びＩＶ３ｌで動作する。この電力増幅器においては、完
全な演算増幅器を横成すべく従釆の相互コンダクタンス
段を設けている。電源士Ｖ．，土Ｖ２及び±Ｖ３の出力
電圧は、特定の用途に応じて電力効率が最大となるよう
に選択する。これは、負荷特性及び出力鰭圧の性質に応
じて慎重に検討する。〔発明の効果〕 以上説明したとおり、本発明の電力増幅器は、ェミツタ
が共通負荷に接続されそれぞれ異なるコレクタ電源電圧
で動作する複数のフオロヮ段を有し、各フオロヮ段のベ
ース付勢は浮動電源とスイッチを用い入力電圧及びコレ
クタ電圧に応じて自動的に切換え又は付勢電流の分配を
行い、且つ各フオロワ段のベースにはそのトランジスタ
のベース・ェミツタ接合と同じ半導体接合を介して入力
電圧を印加するようにした。
したがって、本発明は、入力電圧（負荷電圧）とコレク
タ電圧（電源電圧）の大小関係に応じて自動的に作動フ
オロワ段を選択するので電力効率を高くしうるのみなら
ず、複数のフオロワ段を連続的（フェードィン・フェー
ドアウト的）に制御することにより不連続又は増幅歪を
最小にすることができる。また、各フオロワ段のトラン
ジスタのＶＢＥ（ベース・ヱミッタ接合電圧）をその入
力側の半導体接合の電圧降下により相殺するので、入力
電圧と出力（負荷）電圧の電圧差を最小とし且つ温度変
化に対しても安定化することができる。
タ電圧（電源電圧）の大小関係に応じて自動的に作動フ
オロワ段を選択するので電力効率を高くしうるのみなら
ず、複数のフオロワ段を連続的（フェードィン・フェー
ドアウト的）に制御することにより不連続又は増幅歪を
最小にすることができる。また、各フオロワ段のトラン
ジスタのＶＢＥ（ベース・ヱミッタ接合電圧）をその入
力側の半導体接合の電圧降下により相殺するので、入力
電圧と出力（負荷）電圧の電圧差を最小とし且つ温度変
化に対しても安定化することができる。
第１図は本発明の基本的実施例の要部を示す回路図、第
２〜第４図は従来例を示す回路図、第５図は第１図の回
路の変形例を示す回路図、第６図は好適な制御回路を有
する本発明の具体的実施例を示す回路図、第７図は第６
図の回路動作説明図、第８及び第９図は本発明によるプ
ッシュプル型電力増幅器の構成例を示す回路図である。 １０，１５；２０１，２０４・・・・・・半導体接合、
４０……共通負荷、Ｖｉｎ・…・・入力信号源、３５，
３０；２０２，２０３……第１及び第２トランジスタ、
４５，２１２……ダイオード、Ｖ，……第１電源「Ｖ２
……第２電源、Ｖ？…・・・浮動電源、２０，２１１・
・・・・・抵抗器、２５：２０７，２０６…・・・スイ
ッチング素子、２５０，２５０′・・・・・・制御回路
。ＦＩＧ．ｌ ＦＩＧ．２ ＦＩＧ．３ ＦＩＧ．ム ２字三 岬前々 土夕万万Ｚ こ夕方左白− 叶 肘
２〜第４図は従来例を示す回路図、第５図は第１図の回
路の変形例を示す回路図、第６図は好適な制御回路を有
する本発明の具体的実施例を示す回路図、第７図は第６
図の回路動作説明図、第８及び第９図は本発明によるプ
ッシュプル型電力増幅器の構成例を示す回路図である。 １０，１５；２０１，２０４・・・・・・半導体接合、
４０……共通負荷、Ｖｉｎ・…・・入力信号源、３５，
３０；２０２，２０３……第１及び第２トランジスタ、
４５，２１２……ダイオード、Ｖ，……第１電源「Ｖ２
……第２電源、Ｖ？…・・・浮動電源、２０，２１１・
・・・・・抵抗器、２５：２０７，２０６…・・・スイ
ッチング素子、２５０，２５０′・・・・・・制御回路
。ＦＩＧ．ｌ ＦＩＧ．２ ＦＩＧ．３ ＦＩＧ．ム ２字三 岬前々 土夕万万Ｚ こ夕方左白− 叶 肘
Claims (1)
- １ エミツタを相互接続すると共に共通負荷を介して基
準電位源に接続し、ベースをそれぞれ半導体接合を介し
て入力信号源に接続した第１及び第２トランジスタと、
ダイオードを介して上記第１トランジスタのコレクタに
接続した第１電源と、上記第２トランジスタのコレクタ
に接続した上記第１電源より高電圧の第２電源と、浮動
電源及び抵抗器の直列回路を含み、一端が上記第１及び
第２トランジスタの共通エミツタに接続され、他端がそ
れぞれスイツチング素子を介して上記第１及び第２トラ
ンジスタのベースに接続され、上記負荷電圧と上記第１
電源電圧との大小関係に応じて自動的に上記第１及び第
２トランジスタの作動を制御する制御回路とを具えた電
力増幅器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/106,075 US4319199A (en) | 1979-12-20 | 1979-12-20 | Efficient power amplifier with staggered power supply voltages |
| US106075 | 1987-10-08 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5694809A JPS5694809A (en) | 1981-07-31 |
| JPS606131B2 true JPS606131B2 (ja) | 1985-02-15 |
Family
ID=22309342
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55176460A Expired JPS606131B2 (ja) | 1979-12-20 | 1980-12-12 | 電力増幅器 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4319199A (ja) |
| JP (1) | JPS606131B2 (ja) |
| CA (1) | CA1149891A (ja) |
| DE (1) | DE3048162C2 (ja) |
| FR (1) | FR2473232B1 (ja) |
| GB (1) | GB2066013B (ja) |
| NL (1) | NL8006879A (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58182719A (ja) * | 1982-04-20 | 1983-10-25 | Toshiba Corp | アクチエ−タの駆動回路 |
| US4581590A (en) * | 1984-11-08 | 1986-04-08 | Spacelabs, Inc. | Multiple power supply power amplifier circuit |
| US4713629A (en) * | 1986-11-19 | 1987-12-15 | Segal Brahm R | Semi-conductor transformerless audio amplifier |
| US4961032A (en) * | 1988-12-29 | 1990-10-02 | Rca Licensing Corporation | Dual power source output amplifier |
| DE4224111C1 (de) * | 1992-07-22 | 1994-02-24 | Vdo Luftfahrtgeraete Werk Gmbh | Schaltungsanordnung zur Reduzierung des Energieverbrauches an einem analogen Verstärker |
| US5570062A (en) * | 1994-10-12 | 1996-10-29 | Ericsson Ge Mobile Communications Inc. | AM-FM transmitter power amplifier using class-BC |
| US6236273B1 (en) * | 1999-11-18 | 2001-05-22 | Pairgain Technologies, Inc. | High efficiency power amplifier |
| US6822516B2 (en) * | 2003-03-27 | 2004-11-23 | Ess Technology, Inc. | High speed high gain amplifier |
| US6838942B1 (en) | 2003-07-17 | 2005-01-04 | Standard Microsystems Corporation | Efficient class-G amplifier with wide output voltage swing |
| US20080265822A1 (en) * | 2007-04-25 | 2008-10-30 | Acutechnology Semiconductor Inc. | Class G motor drive |
| US8898484B2 (en) * | 2008-10-27 | 2014-11-25 | Lenovo Enterprise Solutions (Singapore) Pte. Ltd. | Optimizing delivery of regulated power from a voltage regulator to an electrical component |
| US8354879B2 (en) | 2011-01-11 | 2013-01-15 | Freescale Semiconductor, Inc. | Power switch for decreased ramp rate |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3319175A (en) * | 1964-07-27 | 1967-05-09 | Hugh L Dryden | Electronic amplifier with power supply switching |
| US3622899A (en) * | 1969-05-08 | 1971-11-23 | Hewlett Packard Co | High-voltage power amplifier circuit |
| DE2304162C3 (de) * | 1973-01-29 | 1976-01-08 | Robert 5300 Bonn Sczech | Elektronischer Verstärker mit hohem Wirkungsgrad bzw. geringer elektrischer Verlustleistung |
| JPS5915403B2 (ja) * | 1975-10-24 | 1984-04-09 | 株式会社日立製作所 | オンキヨウヨウシユツリヨクゾウフクキ |
| DE2705604C3 (de) * | 1976-02-12 | 1979-12-20 | Hitachi, Ltd., Tokio | NF-Leistungsverstärker |
| JPS52112261A (en) * | 1976-03-18 | 1977-09-20 | Nippon Gakki Seizo Kk | Power amplifier circuit |
| US4158179A (en) * | 1976-04-19 | 1979-06-12 | Trio Kabushiki Kaisha | Amplifier circuit |
| US4117418A (en) * | 1977-01-14 | 1978-09-26 | Lennart Harry Erik Hoglund | Electric amplifier |
| US4236120A (en) * | 1978-05-24 | 1980-11-25 | Harris Corporation | High speed, high efficiency amplifier circuit |
-
1979
- 1979-12-20 US US06/106,075 patent/US4319199A/en not_active Expired - Lifetime
-
1980
- 1980-11-19 CA CA000365059A patent/CA1149891A/en not_active Expired
- 1980-12-12 JP JP55176460A patent/JPS606131B2/ja not_active Expired
- 1980-12-17 FR FR8027388A patent/FR2473232B1/fr not_active Expired
- 1980-12-18 NL NL8006879A patent/NL8006879A/nl not_active Application Discontinuation
- 1980-12-19 DE DE3048162A patent/DE3048162C2/de not_active Expired
- 1980-12-22 GB GB8041090A patent/GB2066013B/en not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4319199A (en) | 1982-03-09 |
| GB2066013A (en) | 1981-07-01 |
| FR2473232B1 (fr) | 1985-07-19 |
| JPS5694809A (en) | 1981-07-31 |
| FR2473232A1 (fr) | 1981-07-10 |
| NL8006879A (nl) | 1981-07-16 |
| GB2066013B (en) | 1984-07-04 |
| CA1149891A (en) | 1983-07-12 |
| DE3048162C2 (de) | 1983-01-20 |
| DE3048162A1 (de) | 1981-09-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4272728A (en) | Differential-input amplifier circuit | |
| US4636744A (en) | Front end of an operational amplifier | |
| JPS606131B2 (ja) | 電力増幅器 | |
| US5521553A (en) | Method for controlling an output stage of a bipolar micro-power rail-to-rail amplifier | |
| US4274059A (en) | Single ended push-pull amplifier | |
| US3629717A (en) | Circuit arrangement for stabilizing against variations in temperature and supply voltage | |
| JPH0583003B2 (ja) | ||
| US5521552A (en) | Bipolar micro-power rail-to-rail amplifier | |
| US2877310A (en) | Semiconductor amplifiers | |
| KR930001292B1 (ko) | 푸시-풀 증폭기 | |
| US5343165A (en) | Amplifier having a symmetrical output characteristic | |
| US4345215A (en) | Audio frequency power amplifier circuit | |
| US5057790A (en) | High efficiency class A amplifier | |
| JPH0832367A (ja) | プッシュプル増幅器 | |
| JP3991306B2 (ja) | 増幅回路 | |
| US4851759A (en) | Unity-gain current-limiting circuit | |
| JPH04223602A (ja) | 増幅回路 | |
| JPS6040018Y2 (ja) | 電力増幅回路 | |
| JPS6123689B2 (ja) | ||
| US6169453B1 (en) | Error amplifier with a high common mode rejection | |
| JPH06276037A (ja) | オーディオ用パワーアンプ | |
| US4004240A (en) | Phase-splitter circuits | |
| EP3713082A1 (en) | Amplification circuit | |
| JPS6244574Y2 (ja) | ||
| JPH0760981B2 (ja) | 電圧−電流変換回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |