JPS6058803B2

JPS6058803B2 - 流量発信器

Info

Publication number: JPS6058803B2
Application number: JP13487979A
Authority: JP
Inventors: 敬一郎多胡; 栄一鍋田
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1979-10-19
Filing date: 1979-10-19
Publication date: 1985-12-21
Also published as: JPS5658614A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、流体の流量が絞り機構によつて生ずる流体
の差圧の平方根に比例することを利用して流体の差圧を
検出することによりその流量を計測する流量発信器に関
し、特に流体の差圧に比例した電気信号を開平演算して
流量に比例した電気信号を発生させるようにしたもので
ある。

この種の流量発信器は従来周知であが、それぞれ欠点
を有しており、いずれも実用上満足し得るものではなか
つた。

例えば、特開昭５０−１５５６９号公報に記載のものは
、発信出力の信号電流Ｉの自乗に比例した電圧と流体の
差圧ΔＰに比例した電圧Ｖ１とを比較し、それらの電圧
が等しくなるように出力信号電流Ｉを制御し、に、に’
、に”を定数として、Ｖｉ■にΓなる関係に基づいて１
＝に′ ＶＶｉ■に”ＶΔＰなる関係にある出力信号電
流値を求めるようにしてあるが、電流Ｉの自乗に比例し
た電圧Ｖ１を形成するための自乗化回路の構成が複雑と
なるので、流体の差圧を電気信号に変換して検出した出
力電流４〜２０ｍＡの範囲にある慣用のトランスジュー
サに適合するように発信器の回路を構成するには消費電
力の少ない回路素子を用いてその複雑な構成の発信器回
路の消費電力を低減しなければならないという欠点があ
つた。また、特開昭５２−９２７４７号公報に記載のも
のは、スイッチ素子のオン・オフによるパルス列信号の
デューティ比Ｄの自乗が流体の差圧ΔＰに比例するよう
にし、さらに、出力信号電流Ｉが上述したデューティ比
Ｄに比例するようにした回路構成にして、Ｄ工ＶΔＰｃ
ｃＩなる関係に基づいて出力信号電流値を求めるように
してあるが、デューティ比Ｄの自乗Ｄ２を求めるため、
および、デューティ比Ｄを信号電流Ｉに変換するために
、少なくとも３個のスイッチング素子を用て発信器回路
を構成する必要があり、さらに、かかる演算の過程中で
流体の差圧に比例した電気信号は形成されないので、低
流量のときにおける特性が厳密には流体の差圧に比例し
た形態とはならず、単に零値の近傍の微小測定値が安定
化されるような回路構成が採られているに過ぎないとい
う欠点があつた。本発明の目的は、上述した従来の種々
の欠点を除去し、簡単な回路構成により流体の差圧に比
例した電圧値の閉平演算が達成されるとともに、低流量
のときにおいても流体の差圧に厳密に比例した特性が得
られ、したがつて簡単な切換え手段により差圧発信器と
しても動作し得るようにした流量発信器を提供すること
にある。すなわち、本発明流量発信器は、流体の差圧に
対応した電圧値に開平演算を施して前記差圧の平方根に
比例した流体の流量に対応した電気信号を発生させる流
量発振器において、前記流体の差圧に対応した入力信号
が与えられ、負帰還回路にスイッチング手段を介挿した
負帰還増幅器と、その負帰還増幅器の出力信号に対応し
たデューティ比を有するパルス列信号を発生させるパル
ス発生器とを備え、前記パルス列信号により前記スイッ
チング手段の接断を制御することにより、、前記負帰還
増幅器の出力信号と前記パルス列信号のデューティ比と
の積を前記負帰還増幅器の前記流体の差圧に対応した入
力信号に等くするとともに、前記負帰還増幅器の出力信
号を前記流体の流量に対応した電気信号として取出すこ
とを特徴とするものてある。

以下に図面を参照して本発明の詳細な説明する。

第１図に示す本発明流量発信器の構成例にいては、コン
デンサＣｌ，Ｃ２が流体の絞り機構によつて生ずる差圧
に応じてそれぞれの静電容量が変化する一対のコンデン
サをなしており、それぞれの静電容量Ｃｌ，Ｃ２に比例
した電圧の差圧の差．分を形成する差圧変換回路１１そ
の差圧変換出力電圧の開平演算をする開平演算回路■、
および、その差分電圧開平演算の結果を電流値に変換す
る電流変換回路■をもつて本発明流量発信器を構成する
ものであるが、本発明の要点は差分電圧に開！平演算を
施す開平演算回路■にあるのて、その開平演算回路■に
ついては特に詳細に説明し、他の回路につては概略の説
明に留めることとする。

流体の差圧に応じて変化する一対のコンデンサＣｌ，Ｃ
２には、発振器１により発生させた交流・電圧を、発振
トランスに結合させコイルＷｌ，Ｗ２，Ｗ３を介して印
加してあり、その印加交流流をダイオードによりそれぞ
れ整流した直流流が抵抗ＲＯｌ，ＲＯ２にそれぞれ流れ
、さらに、抵拍只０３に共通に流れる。したがつて、抵
抗ＲＯ３には一対の静電容量の和Ｃ１＋Ｃ２に対応した
電圧■Ｓが生じ、抵抗ＲＯｌ，ＲＯ２にはそれぞれの静
電容量Ｃｌ，Ｃ２にそれぞれ対応した電圧Ｖｌ，Ｖ２が
生ずる。なお、これらの抵抗の接続点コイルＷ３とをダ
イオードを介して接続するコンデンサＣｃは、一対のコ
ンデンサＣｌ，Ｃ２の浮遊容量の影響を相殺除去するた
めのものである。

ノしかして、抵抗ＲＯｌ，ＲＯ２に生じた電圧Ｖｌ，
Ｖ２を負帰還差動増幅器Ｑ１の各入力端子に供給すると
ともに、その増幅器Ｑ１の負帰還回路を接続していない
方の入力端子に一定電圧Ｖｋをも供給すると、その増幅
出力電圧■ｉが双方の入力端子電位が等しくなるように
変化するので、増幅出力電Ｆ１は電圧■１，■２の差電
圧と一定電圧■ｋとの差に対応した値となる。

なお、上述した一定電圧■ｋは定電流源２をツエナータ
イオード４と並列の抵抗回路に接続して発生させたもの
である。一方、抵抗ＲＯ３に生じた電圧Ｖｓを比較器Ｑ
２の一方の入力端子に供給するとともに、他方の入力端
子には、ツエナータイオード３により形成した一定電圧
をコンデンサＣＯを介して供給し、さらに、そのコンデ
ンサＣＯを、切換えスイッチＳＷｌを介て抵抗ＲＯによ
り短絡し、あるいは接地するようにして時定数回路ＣＯ
ＲＯを構成し、その切換スイッチを比較器Ｑ２の比較出
力により制御して、比較出力“゜１゛のときにはコンデ
ンサＣＯが抵抗ＲＯを介して短絡され、比較出力が゛０
゛のときにはコンデンサＣＯが抵抗ＲＯを介して接地さ
れるようにする。したがつて、コンデンサＣＯは比較出
力の“０゛，“１゛に応じて一定電圧により時定数ＣＯ
ＲＯをもつて充電され、あるいは放電される。その比較
出力は、一方の入力信端子に供給したコンデンサＣＯの
端子電圧が他方の入力端子に供給した電圧■Ｓを超えた
ときに゜゜１゛となり、電圧■Ｓに達しないときに“゜
０゛となる。したがつて、コンデンサＣＯが比較出力の
゛０゛，゜゜１゛に応じて動作するスイッチＳＷｌによ
り切換えられて充電され、放電される時間間隔が電圧Ｖ
ｓの値に応じて変化するとになり、比較出力として“１
゛，“０゛の時間間隔の比すなわちデューティ比が電圧
Ｖｓすなわち一対の静電容量の和に対応して変化するパ
ルス列信号が得られる。ついで、前述した負帰還差動増
幅器Ｑ１の増幅出力電圧Ｖｌを他の負帰還差動増幅器Ｑ
３における負帰還回路を接続した方の入力端子に供給す
るとともに、他方の入力端子には前述した一定圧．■ｋ
を供給し、さらに、負帰還回路にスイッチＳＷ２を介挿
してそのスイッチＳＷ２のオン・オフを上述した比較出
力のパルス列により制御するように回路を構成すると、
この負帰還差動増幅器Ｑ３の差動増幅出力電圧は、負帰
還回路がオンのときのみ、双方の入力端子電位が等しく
なるように変化する。したがつて、この負帰還差動増幅
器Ｑ３の増幅出力としては、上述したパルス列のデュー
ティ比に応じて変化する電圧Ｖｋと電圧Ｖｉとの差電圧
、したがつて一対の静電容量Ｃｌ，Ｃ２の和に対応した
電圧■Ｓに応じて変化する差電圧（Ｖｋ−Ｖｉ）が得ら
れることになる。かかる値の差動増幅出力電圧を演算増
幅器Ｑ４を介して取出せば、流体の差圧に応じて変化す
る一対の静電容量Ｃｌ，Ｃ２の差分変化率に対応た差圧
変換回路１の変換出力電圧が得られる。つぎに、かかる
差圧変換出力電圧に開平演算を施して流体の流量に対応
した出力電圧を発生させる開平演算回路■について説明
する。

いま、開平演算回路■にける負帰還差動増幅器Ｑ５の負
帰還回路を接続した入力端子に上述した値の差電圧（■
ｋ−■ｉ）を抵抗Ｒ１を介して供給するとともに、他方
の入力端子に前述した一定電圧Ｖｋを供給し、さらに、
負帰還回路にスイッチＳＷ５を介挿してそのオン時間Ｔ
Ｏｎとオフ時間ＴＯｆｆとの和に対するオン時間ＴＯｎ
の比、すなわち、デューティ比をＤとすると、差動増幅
出力電圧ＶＯがオン時間Ｔｎの期間だけ双方の入力端子
電位が等しくなるように変化し、その変化に応じて負帰
還回路の抵抗Ｒ２および入力回路の抵抗Ｒ１流れる負帰
還電流が変化するのて、負帰還差動増幅器Ｑ５の入出力
電圧の間にはつぎの関係が成立つ。したがつて上述した負帰還回路中のスイッチＳＷ５のオン・オフの
時間率すなわちデューティ比Ｄは比較器Ｑ６の出力電圧
により、つぎのようにして制御する。

すなわち、比較器Ｑ６の出力端Ｃを抵抗Ｒ６を介して接
続した入力端ａには差動増幅器Ｑ５の出力電圧ＶＯを抵
抗Ｒａを介して供給し、前述したツェナーダイオード３
からの一定電圧ＥＯをコンデンサＣｔを介して供給した
入力端ｂには抵抗Ｒｔおよび切換スイッチＳＷ４を順次
に接続し、その切換スイッチＳＷ４の接点Ａをコンデン
サＣｔの入力端に接続するとともに、接点Ｂには前述し
た一定電圧Ｖｋを供給し、かかる切換スイッチＳＷ４の
切換え動作を比較器Ｑ６の出力により制御するように構
成し、比較出力が電圧Ｅのときには接点Ａに接続されて
コンデンサＣｔを短絡し、比較出力が０のときには接点
Ｂに接続されてコンデンサＣｔが電圧Ｖｋ−ＶＯにより
充電されるようにする。

かかる構成における電源投入のの直後には、第２図に示
すように、一定電圧ＶＯが加わる入力端ｂの電位の方が
入力端ａの電位より高いので比較器Ｑ６の出力端Ｃの電
位は０となり、切換スイッチＳＷ４が接点Ｂ側に接続さ
れてコンデンサＣｔが充電され、入力端ｂの電位は電圧
■ｋに向つて下降し、入力端ａの電位はつぎの値になつ
ている。ここに、ついで、入力端ｂの電位が、第２図に
示すよう）に、上述の下降を続けて入力端ａの電位より
わずかに低くなつた時点ｔ１においては、比較器Ｑ６の
出力端Ｃの電位が電圧Ｅに急変し、入力端ａの電位はつ
ぎの値に変化する。

ここに、 Δ１＝萱（Ｅ−ＶＯ）したがつて、切換スイッチＳＷ４が接点Ａ側に接続され
てコンデンサＣｔが放電するので、入力Ｏ端ｂの電位は
、第２図に示すように、一定電圧ＥＯに向つて上昇する
。

かる状態における入力端ｂの電位の変化をて表わすとと
なり、かる変化を示す入力端ｂの電位が入力端ａの電位
よりわずかに高くなる時点Ｔ２までは、比較器Ｑ６の出
力端Ｃの電位は電位Ｅになつている。このように比較器
Ｑ６の出力電位が高レベルＥにある期間（Ｔ２−ｔ１）
を前述した切換スイッチＳＷ５のオン時間ＴＯｎとすれ
ば、つぎの関係式が得られる。したがつて、しかして、入力端ａの電位が上述のようにして変化する
ヒステリシス幅（Δ１＋Δ２）電圧（ＥＯ−ＶＯ）に比
べて十分に小さく選べば、上述の１Ｔ０ｎ関係
式における一（一）２の項以降を無視する２ｃ
ｔＲｔことができるので、となり、したがつてとなる。

ただし、Δ２（ＥＯ−ＶＯとする。ついで、入力端ｂの
電位が入力端ａの電位よりわずかに高くなつた時点Ｔ２
において比較器Ｑ６の出力端Ｃの電圧が低レベルのＯに
急変し、入力端ａの電位は■ｏ−Δ２となる。したがつ
て、切換スイッチＳＷ４が接点Ｂ側に接続されて、コン
デンサＣｔが充電され、入力端ｂの位は壱定電圧Ｖｋに
向つて下降する。そのときにおける入力端ｂの電位の変
化を式て表わすと、，となり、この入力端ｂの電位
が入力端ａの電位よりわずかに低くなる時点Ｔ３まで比
較器Ｑ６の出力端Ｃの電圧は０になつている。

この電圧０の期間（Ｔ３−Ｔ２）をＴＯｆｆとすれば、
つぎの関係式が得られる。したがつて、しかして、前述したように入力端ａの電位のヒステリシ
ス幅（Δ１＋Δ２）電圧（ＶＯ−Ｖｋ）に比して十分に
小さく選べば上述の関係式における１Ｔ０ｆｆ一（−）
２の項以降を無視することができるの２ｃｔＲｔで、すなわち、７となり、したがつて、となる。

この式（３１前述の式（２）とから、前述たデューティ
比Ｄはこの式（４）前述の式（１）に代人すると、とな
り、したがつて、となるが、Ｖｋは一定電圧であるから
、結局、負帰還差動増幅器Ｑ５の出力電圧ＶＯの変化は
入力電圧Ｖｉの変化の平方根に比例したものとなり、流
体の差圧ΔＰに対応した一対の静電容量Ｃｌ，Ｃｌ−Ｃ
２Ｃ２の差動変化率？に対応した差電圧入力
Ｃ１＋Ｃ２Ｖｉに対する開平演算が行なわれたことになる。

このように開平演算回路■の出力電圧ＶＯを、つぎの電
流変換回路■の入力端の抵抗Ｒ３を介して差動増幅器Ｑ
８の一方の入力端子に供給し、他方の入力端子には定電
流源２に接続したツェナーダイオード４に生ずる定電圧
を抵抗ブリーダ回路により分割た一定電圧Ｖｋを供給す
る。その差動増幅器Ｑ８の差動増幅出力電圧をトランジ
スタ５のベースに印加し、そのトランジスタ５のコレク
タ、エミッタ間に電源Ｕ１負荷抵抗ＲＬの直列接続を抵
抗ＲＯを介して接続すると、トランジスタ５には差動増
幅器Ｑ８の双方の入力端子の電位を等しくするような値
の電流１０が流れる。抵抗Ｒ３に流れる電流１０はとな
り、したがつて、すなわち、となる。

この式に前述の（５）を代人すると、となる。しかして
、入力電圧■ｌは流体の差圧ΔＰに比例しているので、
ＩＯｃｃＶＫＦとなる。一方、差圧ΔＰ流体の流量Ｑと
の間にはＱＣＣＶＷＦなる比例関係があるので、■０ｃ
ｃＱとなり、結局、出力電流１０の変化は流体の流量Ｑ
の変化に比例したものとなる。なお、上述のように作用
する第１図示の構成による本発明流量発信器を実際に使
用するにあつたては、流量Ｑの変化０〜１００％に対し
て出力電流信号１０の変化の範囲を例えば４〜２０ｍＡ
あるいは１０〜５０ｎ１Ａのように、ある有限値から変
化し始めるようにするのが一般であるから、第１図示の
構成においては、可調整抵抗Ｒ５により、出力電流１０
の流量Ｑ＝０％における初期値が４ｍＡあるいは１０ｎ
１Ａとなるように調整する。

また、流体の流量Ｑ＝０あるいは差圧ΔＰ＝０のときに
差電圧入力Ｖｉ〜０てある場合には、前述した開平演算
に誤差が生ずるので、開平演算回路■の入力電圧の初期
値を零に調整しておく必要があり、第１図示の構成にお
いてはポテンシオメータＲ２により演算増幅器Ｑ４の動
作点を調整して、所要の初期値零調整を行なう。

つぎに、第１図に示した構成の本発明流量発信器におい
ては、流体の低流量域における変換出力電気信号をつぎ
のようにして安定化している。

すなわち、流体の低流量域に対応する差電圧入力■ｉ＝
０の近傍においては、低レベルの入力電圧■１に対して
そのまま開平演算を施すと、開平演算の原理上、演算結
果が不安定になる（特にＶｉ＝０の場合、Ｖｉ＝０を開
平するから）ことが避けられない。したがつて、入力電
圧■ｉ＝０の近傍、特に■ｉ＝０のときにおける変換出
力電気信号を安定化するために、第１図示の構成例にお
いては、負帰還差動増幅器Ｑ５の負帰還回路に介挿した
スイッチＳＷ５に並列に接続したスイッチＳＷ６、その
スイッチＳＷ６の接断を制御する比較器Ｑ７、およびそ
の比較器Ｑ７の動作点を調整するポテンシオメータＲｐ
を特に設けてある。比較器Ｑ７の出力が比較入力の大小
によつて゜“１゛もしくぱ゜０”になるようにするとと
もに、出力゛１゛のときにスイッチＳＷ６が接となり、
出力゜゜０゛のときにスイッチＳＷ６が断となるように
しておく。さらに、比較器Ｑ７の反転入力端子にはポテ
ンシオメータＲｐにより所要の電位Ｖｐを設定して供給
し、非反転入力端子には差圧変換回路１の変換換出力と
して演算増幅器Ｑ４からの入力電圧（Ｖｋ−Ｖ１）を供
給する。かる回ｊ路構成において比較器Ｑ７の比較入力
が（■ｋ一Ｖｌ）〉■ｐのときには、比較器Ｑ７の出力
が“１゛となつてスイッチＳＷ６が接となり、スイッチ
ＳＷ５を短絡することになるので、開平演算回路■にお
ける前述したスイッチＳＷ５のオン・・オフが回路動作
には無関係となり、負帰還差動増幅器Ｑ５の出力電圧■
Ｏと入力電圧Ｖｊとの間の関係は、１となるので、開平
演算回路■の出力電圧は、差電圧入力Ｖｌｌしたがつて
、流体の差圧ΔＰに比例した値のものとなる。

このように、低流量域特にＶｉ＝０の近傍においては、
流量に対応させるための開平演算は行なわせないように
して、変換出力電気信号の安定化を図つている。ついで
、流体の流量が増大して差電圧入力Ｖｉが大きくなり、
比較器Ｑ７の比較入力が（Ｖｋ一■１）〈■ｐとなつた
ときには、比較器Ｑ７の出力が゜゜０゛となり、スイッ
チＳＷ６が断となるので、かかる状態においては、前述
したとおりに、スイッチＳＷ５のオン・オフにより開平
演算が行なわれ、流量に比例した変換出力電気信号が得
られる。

開平演算回路■における差電圧入力Ｖ１のレベル範囲に
応じた上述したような回路動作を図示すると、第３図Ａ
に実線で示すようになる。

ところで、流体の差圧ΔＰによる一対の静電容量の変化
が最大となり、開平演算回路■の入力の差電圧■ｌが最
大のときにも（■ｋ−■ｉ）〉■ｐとなつて、比較器Ｑ
７の出力が“１゛となるように反転入力端子電圧Ｖｐ設
定すれば、スイッチＳＷ６が常時接となるので、第１図
示の発信器は常時差圧発信器として動作し、開平演算回
路■の入力電圧■ｊと出力電圧ＶＯとの関係は第３図Ａ
に点線で示す直線状となる。

この場合には、第１図に図示したコンデンサＣｌ，Ｃ２
は流量を測定すべき流体の差圧によつて容量変化を生じ
させられるのではなく、たとえばレベルを測定すべき流
体の差圧によつて容量変化を生じせられる。なお、比較
器Ｑ７の非反転入力端子に開平演算回路■の出力電圧■
Ｏを供給しても、上述とほぼ同様な安定動作が得られる
が、この場合には、一旦■Ｏ＞Ｖｐとなつて比較器Ｑ７
の出力が“１゛となり、スイッチＳＷ６が接となつて開
平演算が行．なわれると、出力電圧Ｖｐの下降時には、
同一人力電圧Ｖ１に対して直線状に変化するときより出
力電圧■Ｏの値が大きくなるので、第３図Ｂに示すよう
に、点線で示す出力電圧■Ｏの上昇時と実線で示す下降
時とで回路動作が相違する欠点が生．する。

したがつて、比較器Ｑ７の非反転入力端子に出力電圧Ｖ
Ｏを供給する場合には、負帰還差動増幅器Ｑ５の負帰還
回路におけるスイッチＳＷ５およびＳＷ６の接続を第４
図に示すように変更し、ＶＯ〈Ｖｐのときには、スイッ
チＳＷ６によりスイッチＳＷ５を短絡し、出力電圧０が
■ｏ＝Ｈ〒■ｌとなつて直線状に変化するようにし、■
Ｏ〉■ｐのときには、スイッチＳＷ６により負帰還抵抗
Ｒ２″に他の抵抗Ｒ２″が並列に接続されてその合成抵
抗値が第１図示の構成におけるもとの負帰還抵抗Ｒ２と
ｌ等しくなるようにしておけば、入力電圧■ｉの全域に
わたり、上昇時も下降時も第３図Ｂに実線で示すような
入出力電圧の関係が得られ、第３図ＡとＢとを対比すれ
ば明らかなように、入力電圧■ｉの低レベル領域では出
力電圧■Ｏが直線状に変化するにしても、第３図Ａの実
線と比へれは開平曲線によく近似した動作曲線が得られ
る。以上の説明から明らかなように、本発明によれは、
流体の差圧に比例した入力電圧に開平演算を施して流体
の流量に比例した出力電圧を得るための開平演算回路■
を、負帰還増幅器の出力電圧と負帰還回路のオン・オフ
のデューティ比との積が入力電圧に比例するようにして
構成し、極めて簡単な回路構成によつて開平演算を行な
うことができ、しかも、開平演算の結果が不安定となる
低流量の領域においては、簡単な手段により、開平演算
回路の構成を切換えて差圧発信器として動作し、測定範
囲の全域にわたつて安定に動作するようにした流量発信
器が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明流量発信器の構成例を示す回路図、第２
図は同じくその回路動作を示す動作波形図、第３図Ａ，
Ｂは同じくその動作特性の例をそれぞれ示す特性曲線図
、４図は同じくその回路構成の一部の他の例を示す回路
図である。１・・・・・・発信器、２・・・・・・定電流源、３，
４・・・・・・ツェナーダイオード、５・・・・・・ト
ランジスタ、Ｑｌ，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ８・・・・・・差動
増幅器、Ｑ４・・・・・・演算増幅器、Ｑ２，Ｑ６，Ｑ
７・・・・・・比較器。

Claims

【特許請求の範囲】

１流体の差圧に対応した電圧値に開平演算を施して前
記差圧の平方根に比例した流体の流量に対応した電気信
号を発生させる流量発信器において、前記流体の差圧に
対応した入力信号が与えられ、負帰還回路にスイッチン
グ手段を介挿した負帰還増幅器と、その負帰還増幅器の
出力信号に対応したデューティ比を有するパルス列信号
を発生させるパルス発生器とを備え、前記パルス列信号
により前記スイッチング手段の接断を制御することによ
り、前記負帰還増幅器の出力信号と前記パルス列信号の
デューティ比との積を前記負帰還増幅器の前記流体の差
圧に対応た入力信号に等しくするとともに、前記負帰還
増幅器の出力信号を前記流体の流量に対応した電気信号
として取出すことを特徴とする流量発信器。