JPS6052664B2

JPS6052664B2 - スイツチング電源装置

Info

Publication number: JPS6052664B2
Application number: JP784980A
Authority: JP
Inventors: 卓司松村; 紀一徳永; 宏福井; 比佐雄天野
Original assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Metals Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Proterial Ltd
Priority date: 1980-01-28
Filing date: 1980-01-28
Publication date: 1985-11-20
Also published as: JPS56107781A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の利用分野〕本発明はスイッチング電源装置に係り、特に、出力電
圧の脈動率の許容値が大きい負荷に最適なスイッチング
電源装置に関する。

〔発明の背景〕

例えば、電子レンジにおいては、商用電源から電圧を
取り込み、この電圧をスイッチング電源装置により約３
５００〔ＫＶ〕〜４０００ＣＫＶ〕の電圧としてマグネ
トロンに印加し、該マグネトロンを発振させ、そのマグ
ネトロンに接続されたアンテナより発振した高周波エネ
ルギーを放射する構成がとられている。

マグネトロンの出力電力としては６００〔Ｗ〕〜１００
０〔Ｗ〕程度であり、ゆつくり加熱、スピード加熱等の
出力電力の調整はスイッチング電源装置のスイッチング
素子の制御角を制御することにより行つている。第６図
は従来の電子レンジの電気回路部を示すブロック図であ
る。

商用電源１は整流器２に印加され、この整流器２で整流
された電圧は、変圧器３と、スイッチング素子（ＧＴＯ
）４と、分流器５とからなる直列回路に印加される。

ＧＴＯ４は制御回路６によりゲート制御される。制御回
路６は、分流器５および整流器２の出力電圧を取り込み
、これらと制御指令とに基づいてＧ′１０４のゲート制
御信号を形成している。変圧器３の２次側は、その一端
が高圧整流器７を介してマグネトロン９の陽極に、その
他端がマグネトロン９の陰極であるフィラメントにそれ
ぞれ接続され、前述の如く高電圧を印加している。コン
デンサ８はダイオード７のカソードと変圧器３の２次側
の他端との間に接続され、平滑の役割を果している。な
お、マグネトロン９のフィラメント電圧は図示しないヒ
ータ変圧器より所定の電圧が供給されている。制御回路
６は、ＧＴＯ４のオン●オフのデューティ（Ｄｕｔｙ）
を変えるようにＧＴＯ４をゲート制御し、これにより出
力電力の調整を行うと共に、ＧＴＯ４の遮断特性の限界
を越えないように制御している。このような高周波スイ
ッチング電源とすることにより、小形軽量化を実現でき
るわけであるが、第６図に示したような従来装置では力
率が９０％程．度であり、良い性能が示されないもので
あつた。

〔発明の目的〕本発明は上述した点に鑑みてなされたも
のであり、その目的は、力率が良好なスイッチング電源
装置を提供することにある。

〔発明の概要〕

上記目的を達成するため、本発明のスイッチング電源装
置は、交流電源からの交流を整流する整流器の出力端に
、ゲート制御信号でスイッチングするスイッチング素子
と電流検出用の分流器と変・圧器の１次側とからなる直
列回路を接続すると共に、整流器出力電圧検出用の分圧
器を接続し、前記分流器からの電流検出信号および前記
分圧器からの電圧検出信号を取り込んで前記スイッチン
グ素子をスイッチング制御するゲート制御信号を生成し
前記スイッチング素子に供給する制御回路を設け、前記
変圧器の２次側に負荷を接続してなるスイッチング電源
装置において、前記制御回路は、制御指令手段からの指
令信号と分流器からの電流検出信号をつき合せる電流比
較手段と、該電流比較手段からの偏差信号と分圧器から
の電圧検出信号とをつき合せる電圧比較手段と、該電圧
比較手段からの偏差信号と発振器からのクロック信・号
とを取り込み、その偏差信号を基にクロック信号のデュ
ーティを制御するデューティ制御手段と、前記交流電源
の電圧を取り込み、これの電圧波形の特定位相区間を前
記スイッチング素子の動作区間と定める動作区間決定手
段と、前記交流電源の電圧を取り込みその電圧波形を波
形整形した信号を基に力率を改善するための補正信号を
形成する補正信号形成手段と、動作区間決定手段および
デューティ制御手段からの信号の論理積をとる手段とを
含み、補正信号形成手段からの補正信号を動作区間決定
手段およびデューティ制御手段のいずれかに供給する回
路構成としてなることを特徴とするものである。

本発明のスイッチング電源装置によれば、電流位相を進
め、あるいは電流波形を非対象に制御できるので、力率
をほぼ１００％とすることができるのである。

〔発明の実施例〕

以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。

第１図は本発明の実施例を示すブロック図である。

第１図においては、第６図に用いた部材と同一部材であ
るものには同一符号を用いてその説明を省略する。第１
図において、制御回路１０は、電圧検出器１１．指令回
路１２、電流検出器１３、リニアアンプ１４、比較器１
５，１６、デューティ制御回路１７、発振器１８、ＡＮ
Ｄ回路１９、ゲートアンプ２０、リニアアンプ２１，２
２，２３を備えている。

すなわち、前記制御回路１０は、制御指令手段としての
指令回路１２からの指令信号１１６と分流器５からの電
流検出信号を電流検出器１３でレベル変換した信号１１
４とつき合せる電流比較手段（リニアアンプ２１）と、
該電流比較手段（リニアアンプ２１）からの偏差信号１
１８を分圧器４０からの電圧検出信号１２２とをつき合
せる電圧比較手段（リニアアンプ２２）と、該電圧比較
手段（リニアアンプ２２）からの偏差信号１１０と発振
器１８からのクロック信号とを取り込み、その偏差信号
を基にクロック信号のデューティを制御するデューティ
制御手段１７と、前記交流電源の電圧を取り込み、これ
の電圧波形１０２と指令信号１１６とにより電圧波形１
０２の特定位相区間を前記スイッチング素子の動作区間
と定める動作区間決定手段（電圧検出器１１、比較器１
６）と、前記交流電源の電圧を取り込み、その電圧波形
を波形整形した信号１００を基に力率を改善するための
補正信号１０６を形成する補正信号形成手段（電圧検出
器１１、リニアアンプ１４、比較器１５）と、動作区間
決定手段およびデューティ制御手段からの信号１０８，
１１２の論理積をとりゲートアンプ２０に出力する手段
（ハＤ回路１９）とを含み、補正信号形成手段からの補
正信号１０６をデューティ制御手段に供給する回路構成
としてなるものである。更に詳細にこれら要素について
説明する。

電圧検出器１１は、商用電源１の電圧を検出し、その検
出信号のレベルを調整してから波形形成した信号１００
および全波整流波形の信号１０２を形成してリニアアン
プ１４および比較器１６に供給する。

指令回路１２は、ＧＴＯ４の通電電流の指令値（信号１
１６）を出力する。電流検出器１３は、ＧＴＯ４の通電
電流を分流器５で検出し、その検出信号をリニアアンプ
２１および２２に印加するレベルの信号とする。リニア
アンプ１４は、力率改善のために第３図ａ（７）ＤＵｔ
ｙレベル（１）をＤｕｔｙレベル（）にする補正信号１
０４を形成し、積分器としての動作をする。比較器１５
は、上記リニアアンプ１４の補正信号１０４の大きさと
動作レベルとを調整した信号１０６を形成する。比較器
１６は、Ｇ′１０４の動作期間ｔ１〜Ｔ２（第２図ａ参
照）を決める信号１０６を形成する。デューティ制御回
路１７は、発振器１８から印加される周波数をもつて比
較器１５からの信号１０６およびリニアアンプ２２から
の信号１１０のレベルに応じたＤｕｔｙとなるパルス信
号１１２を形成する。発振器１８は、ＧＴＯ４のオン、
オフする動作周波数を定めるパルス信号を形成する。Ａ
ＮＤ回路１９は、比較器１６、デューティ制御回路１７
およびリニアアンプ２３からの信号１０８，１１２およ
び１１４が加わつたときにＧＴＯ４のオン信号を形成す
る。ゲートアンプ２０は、ＡＮＤ回路１９からの信号を
もつてＧＴＯ４をオン、オフするゲート制御信号を形成
する。リニアアンプ２１は指令回路１２で設定した電流
（平均値）がＧＴＯ４に流れるように動作レベル（第２
図ａのＤｕｔｙレベルＡ，ｂ，ｃの差）を調整する。リ
ニアアンプ２２は、電圧Ｖｔおよびリ[■■■ｃの如き
信号を形成するリニアアンプ２３を過電流検知時にＧＴ
Ｏ４をオフする信号１２０を形成する。上記制御回路１
０の各要素は上述のように構成されている。

ＧＴＯ４は、電子レンジに使用するに十分な耐圧と、電
流容量を持つた自己消弧型サイリスタ（ＧＴＯ）４をス
イツチング素子とする。

しかして、マグネトロン９に伝達されるエネルギーの調
整は数＋ＫＨｚでオン・オフされるＧＴＯ４のＤｕｔｙ
レベルを変えることにより連続的に行う。変圧器３の１
次側コンデンサ３０は高周波で動作するスイツチング回
路の、電源インピーダンスを下げるために用いられる。
分流器５はマグネトロン９の陽極電流と対比するＧＴＯ
４の通電電流を検出するものである。またマグネトロン
９の出力とＧＴＯ電流は一定の関係を持つているので、
ＧＴＯ４のオン●オフＤｕｔｙレベルを変えて出力の制
御を行うために、分流器５をもつて通電電流を検出して
いる。分圧器４０は整流器２の出力電圧を検出するため
のものである。次に、第２図乃至第４図に示す動作波形
図を用いて本実施例の動作を説明する。

商用電源１の電圧は電圧検出器１１によつて検出される
。

電圧検出器１１からの信号１００はリニアアンプ１４に
よつて増幅され第４図ｅに示すような積分された信号１
０４を出力するが、ＥＯｌで設定された固定電圧を変化
させるように機能す）る。ここで、信号１００の゜゜Ｈ
゛レベルと“Ｌ゛レベルに変化する位相は比較器１６の
動作位相に合せなくともよい（゜゜Ｈ゛（高）、゛Ｌ゛
（低）を示す）。この出力電圧は比較器１５の一方の入
力電圧となり、他方の入力電圧であるＥＣ２の一定電圧
との比較が行なわれ、その比較結果の信号１０６をデュ
ーティ制御回路１７に供給する。一方、分流器５を介し
て取り込まれた信号を基にして電流検出器１３において
ＧＴＯ４の通電電流が検出される。

この電流検出器１３において検出されたＧＴＯ４の通電
電流に関する検出信号１１４はリニアアンプ２１に印加
される（第４図ｃ参照）。また、該リニアアンプ２１に
は、指令回路１２からの指令信号１１６が印加されてい
る（第４図ｃ参照）。該リニアアンプ２１では、通電電
流の検出信号１１４と指令信号１１６との比較がなされ
、その比較信号１１８がリニアアンプ２２に供給される
（第４図ｄ参照）。リニアアンプ２では、上記比較信号
１１８と分圧器４０からの出力信号１１９とが減算され
て、第３図ａにおける特性１に示す波形を形成する（第
４図ｄ参照）。尚、信号１１４はパルス状の信号である
が、リニアアンプ２１で信号１１６と減算され、その結
果がリニアアンプ２１で平滑される。これは、信号１１
４が高周波であるので容易に得られる。ここで、リニア
アンプ２１から出力される信号１１８の値は、指令回路
１２の指令信号１１６の値が大きくなれば大きくなり、
また、電流検出器１３からの信号１１４の値が小さけれ
ば大きくなる信号である。該リニアアンプ２２から出力
される特性の波形を有する信号１１０（第４図ｄ参照）
はデューティ制御回路１７に供給され、該回路１７でＤ
ｕｔｙレベルとして用いられる。デューティ制御回路１
７には更に比較器１５からの出力信号１０６が供給され
ている。比較器１５からの出力信号１０６は、デューテ
ィ制御回路１７において、リニアアンプ２２からの信号
１１０（第３図ａの特性１）を減算し、第３図ａにおけ
る特性の如く変更する（第４図ｆ参照）。また、発振器
１８からの出力信号は、デューティ制御回路．１７のク
ロック信号としてデューティ制御回路１７に供給される
。しかして、デューティ制御回路１７は特性の如き信号
の波形レベルをもつて発振器１８からのクロック信号の
Ｄｕｔｙを可変して、これをＡＮＤ回路１９に供給する
。ここで、−上記実施例の動作を理解しやすくするため
、第２図について説明すると、第２図は比較器１５の出
力信号１０６を用いない場合の動作波形を示したもので
ある。第２図ａ（７）Ａ，ｂ，ｃはリニアアンプ２２の
出力信号１１０であり、この出力信号１１０は要するに
、指令信号１１６と実際に回路に流れている電流１ＧＴ
０（信号１１４）との偏差信号１１８を更に整流器２の
出力電圧（信号１２２）とつき合せた結果の信号である
。そして、この出力信号１１０を取り込んだデューティ
制御回路１７は、この出力信号１１０に基づいて、電源
電圧の瞬時値Ｖｔが小さいときにはＧＴＯ４のオン期間
が大になるように、瞬時値ｔが大きいときノにはＧＴＯ
４のオン期間が小になるような信号１１２をＡＮＤ回路
１９に出力する。また、第２図ａに示す電圧Ｖｔは電源
１の電圧波形であり、電圧検出器１１の出力信号１０２
がこれに相当し、電圧検出器１１の出力信号１０２と、
指令回路１２の指令信号１１６とを比較器１６で比較し
て、その出力信号１０８をＡＮＤ回路１９に供給する。
これにより、第２図ｂに示すように、ＧＴＯ４が制御さ
れ、第２図ｂの如き制御されることになる。本実施例は
、要するに、出力信号１１０の・波形を第２図ｄの如き
ものとはせずに、比較器１５からの補正信号１０６で後
半が小さくなるようにしてから、これを用いるようにし
たものである。さて、本実施例の説明に戻すと、第４図
ａに示すように比較器１６には、ＧＴＯ４の動作領域を
規定するための指令回路１２からの動作レベルの信号１
１６と、電圧検出器１１で形成した全波整流波形が印加
される。

比較器１６は、第４図ｂに示すように、第２図ａ（７）
ｔ１〜Ｔ２に対応する動作領域信号１０８を出力し、Ａ
ＮＤ回路１９に印加する。リニアアンプ２３は過電流検
知回路であり、指令回路１２からの指令信号１１６と電
流検出回路１３からの信号１１４とを比較して常時は″
Ｗ′レベルの信号１２０をＡＮＤ回路１９に供給するが
、負荷回路などの異常により過電流が検出されたときに
は、そのＡＮＤ回路１９に供給されている出力信号１２
０を６１゛２レベルにする。ＡＮＤ回路１９は、第２図
ｄに示す動作レベルによつて動作する範囲である期腓，
〜ちを与える比較器１６からの出力信号１０８と、デュ
ーティ制御回路１７からの出力信号１１２と、指令回路
１２の出力と電流検出器１３の検出値とをリニアアンプ
２３で比較した比較結果信号（常時は６゛Ｈ゛レベル）
１２０との論理積をとり、その論理積の結果をゲートア
ンプ２０に供給する。ゲートアンプ２０は、上記論理積
結果によつて駆動される。このゲートアンプ２０の出力
がＧＴＯ４のゲート制御信号となる。このように本実施
例によれば、第３図ａの特性、又は第４図ｆに示したよ
うに、リニアアンプ１牡比較器１５による信号１０６で
リニアアンプ２２からの信号１１０を減算してＤｕｔｙ
制御信号を補正することにより、商用電源１の電源周期
の半周期内の全半のＧＴＯ４のオンＤｕｔｙを後半のオ
ンＤｕｔｙより大きくでき、第３図ｂの特性に示すよう
に、ＧＴＯ４に流れる電流（商用電源１から流入する電
流に相応した値）を制御することができる。

以上の制御により第２図ｂに示すようにＴｌ，Ｔ２，Ｔ
３・・・・・の如くに動作期間が選定され、数十ＫＨ
ｚでオン・オフされた電圧波形の面積はほぼ等しくなる
。

更に、第２図ａに示すように、ＤｕｔｙレベルをＡ，ｂ
，ｃの如くに変化させることにより、第２図ｂに示した
動作期間Ｔｌ，Ｔ２，Ｔ３，・・・・が、デューティ（
Ｄｕｔｙ）レベルｄではＴｌａ，Ｔ２ａ，Ｔ３ａ，・・
・・となり、ＤｕｔｙレベルｂではＴｌ，，Ｔ２ｂ，Ｔ
３，，・・・・となり、ＤｕｔｙレベルＣではＴｌＯ，
Ｔ２。，Ｔ３ｃ，・・・・となるとすると、Ｔｌａ＞Ｔ
ｌ，〉ＴｌＯ，Ｔ２Ｏ＞Ｔ２ｂ＞Ｔ２Ｃ，Ｔ３ｌ〉Ｔ３
，〉Ｔ３Ｏの如く幅が変るので、マグネトロン９に供給
されるエネルギーも自由に変えられることになる。従つ
て、ゆつくり加熱、スピード加熱、あるいは加熱物の種
類等に合つた指令を与え、Ｄｕｔｙレベルを変えること
により容易に出力を連続的に調整することができる。第
２図で説明したＤｕｔｙ制御は、瞬時値ｔの尖頭値、位
相角で言うなら９０度の点を中心としてｔ１点とＴ２点
（＝１８００−θ）とは対象に制御されることになる。
この意味について更に第３図をもとに詳述する。第３図
ａにおいてＤｕｔｙレベルが特性１の如くであるときは
、Ｇ′１０電流１ＧＴ０は第３図ｂの実線Ｉの如くにな
り、この時の力率は９０％程度である。

これを改善するのが第１図中の比較器１５の出力信号１
０６である。

この出力信号１０６が作用することにより、第３図ａに
示す破線の特性のように位相角９０度以後のＤｕｔｙレ
ベルが下がるように制御されるので、電流波形は第３図
ｂの点線の特性のように後半が減少した形になる。この
ときの電流位相としては進み位相となる。ここで、第１
図における基準電圧ＥＣｌ，ｅ４は前述の進めるべき位
相を調整するためのものである。かくして、本実施例は
、電流の進み位相を制御できるので、電源力率は（１０
０％）に近い状態で運転することができるのである。第
５図は本発明の他の実施例を示すブロック図である。

第１図の実施例がＤｕｔｙの制御レベルを全波整流電圧
の中心から後半の部分で小さくして、電流波形を尻下り
の形として、電流位相を進めるようにしたが、第５図の
実施例では、同様に電圧検出器１１による商用電源の交
流入力の全波整流電圧を用いてＧＴＯ４に流す電流の位
相θを前に進めて力率の改善を図るようにしたものであ
る。具体的には第２図の実施例の比較器１５の出力をデ
ューティ制御回路１７に入力せずに、電圧検出器１１の
比較器１６に入る出力とつき合せるようにしたものであ
り、他の構成ならびに接続は第２図と同一であり、説明
は省略する。

この場合、Ｄｕｔｙの制御は第３図ａにおいて、実線ｔ
で示した信号１０２と、１点鎖線で示した比較器１５か
らの出力信号１０６とをつき合せ、そのつき合せ結果の
信号１３０と、指令回路１２からの指令信号１１６とを
比較器１６で比較した信号１０８ＡをＡＮＤ回路１９に
供給することにより行なわれる。

また、この実施例の場合、デューティ制御回路１７から
の出力信号１１２Ａは、第２図ａに示す、Ａ，ｂ，ｃの
如き信号波形となる（後半のレベルが低下していない）
。このように本実施例は制御されるので、ＧＴＯ４の電
流は第３図ｃのように前へ進み、力率は１に近く。ここ
で、θ３は進み分であり、比較器１５に供給される電圧
Ｅ。２，ｅＣｌで調整される。

０１，θ２はＧＴＯ４の動作期間で、この期間ＧＴＯ４
は数十ＫＨｚでオン・オフされる。

本実施例により得られる効果は第１図の実施例と同様で
ある。ノ〔発明の効果〕以上述べたように本発明によれ
ば、スイッチング電源装置の力率を向上させることがで
きるという効果がある。

図面の簡単な説明第１図は本発明の実施例のブロック図
、第２図Ａ，ｂは本発明の動作を説明する説明図および
動作期間説明図、第３図Ａ，ｂ，ｃはＤｕｔｙレベルに
よるＧＴＯ通流電流特性図、第４図は本実施例の作用を
説明するために示すタイムチャート、第５図は本発明の
他の実施例を示すブロック図、第６図は従来の電子レン
ジの電気回路部を示すブロック図である。

１・・・・・・商用電源、２・・・・・・全波整流回路
、３・・・・変圧器、４・・・・・・ＧＴＯｌ５・・・
・・・分流器、７・・・・・・高圧ダイオード、８・・
・・・・コンデンサ、９・・・・・・マグネトロン、１
０・・・・・制御回路、１１・・・・・・電圧検出器、
１２・・・・・・指令回路、１３・・・・・・電流検出
器、１４・・・・・・リニアアンプ、１５，１６・・・
・・・比較器、１７・・・・・・デューティ制御回路、
１８・・・・・・発振器、１９・・・・・・ＡＮＤ回路
、２０・・・・・・ゲートアンプ、２１，２２，２３・
・・・・リニアアンプ。

Claims

【特許請求の範囲】

１交流電源からの交流を整流する整流器の出力端に、
ゲート制御信号でスイッチングするスイッチング素子と
電流検出用の分流器と変圧器の１次側とからなる直列回
路を接続すると共に、整流器出力電圧検出用の分圧器を
接続し、前記分流器からの電流検出信号および前記分圧
器からの電圧検出信号を取り込んで前記スイッチング素
子をスイッチング制御するゲート制御信号を生成し前記
スイッチング素子に供給する制御回路を設け、前記変圧
器の２次側に負荷を接続してなるスイッチング電源装置
において、前記制御回路は、制御指令手段からの指令信
号と分流器からの電流検出信号をつき合せる電流比較手
段と、該電流比較手段からの偏差信号と分圧器からの電
圧検出信号とをつき合せる電圧比較手段と、該電圧比較
手段からの偏差信号と発振器からのクロック信号とを取
り込み、その偏差信号を基にクロック信号のデューティ
を制御するデューティ制御手段と、前記交流電源の電圧
を取り込み、これの電圧波形の特定位相区間を前記スイ
ッチング素子の動作区間と定める動作区間決定手段と、
前記交流電源の電圧を取り込み、その電圧波形を波形整
形した信号を基に力率を改善するための補正信号を形成
する補正信号形成手段と、動作区間決定手段およびデュ
ーティ制御手段からの信号の論理積をとる手段とを含み
、補正信号形成手段からの補正信号を動作区間決定手段
およびデューティ制御手段のいずれかに供給する回路構
成としてなることを特徴とするスイッチング電源装置。