JPS60501825A - 周囲光および電磁雑音低減回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 周囲光および電磁雑音低減回路 この発明は一般に光学タッチ・ぐネルに使用される検出回路、特に周囲光変化お よび電磁干渉によって生成される雑音信号を補償する回路に関する。

２、従来技術の説明 タッチ・母ネルとして提案されている従来装置は１９７３年１０月９日に許可さ れたＵＳＰ　Ａ３．７６４．８１３．１９７３年１１月２７日に許可されたＵＳ ＰＡ　３．７７５．５６０および１９８０年４月１５日に許可されたＵＳＰ扁４ ，１９８，６２３に開示されている。上記特許に開示されたタイプのシステムに おいて、光ビームを区切る近接遮断は不可視オツド・マトリクスで指されている 点座標を確認するために使用され、そして半導体スイッチング回路は対向する光 源と光検出器の継続ペアを順次にターンオンさせるのにしばしば使用され、それ によってディスプレイ面のＸおよびＹ軸の両方を横切って走査する。共通出力回 路は、１つまたはそれ以上の光ビームを遮断する指のようなものがあるかないか Ｉいｌを感知して順次に活性化されるスイッチをサンプリングする光ｍ出量の全 てに接続される。光検出器出力回路は通常、回路基板の両端に実質的に沿うよう に展伸されるので、タッチノ（ネル筐体に近接した一般的な範囲内からの電圧、 電流放射の如き電磁干渉にさらされる。加えて、光検出器は本体が設置される場 所の周囲採光状態の変化によって影響されるので、本体の動作に不都合な影響が 及ぼされてしまう。

これまでに、光検出器が活性化される直前のフォトトランジスタによってみられ るように周囲光レベルをサンプリングすることによって周囲光のレベル変化の効 果を軽減するためにデジタルサンプルアンドホールドテクニックを使用した一つ の解決法が１９８１年１月６日に許可されたＵＳＰＡ　４，２４３．８７９に開 示されている。しかるに、周囲光の変化に対して提供された幾つか防護は電磁干 渉を補償しない。

従って、この発明の主要な目的はこれまでに使用されてきたものよりも電磁干渉 および周囲光変化に対してよシ確実に且つよシ容易に補償し得るように改良した 光検出回路を提供することにある。

この発明の一つの重要な態様によると、光検出器出力回路は差動増幅器の入力一 端に接続され、且つこの光検出器に実質的に間延に展開されている雑音信号補償 回路が前記差動増幅器の反極性入力端に接続される。従って所望の光検出器出力 信号が差動増幅器を介して伝送されると同時に、雑音信号が光検出器出力回路お よび補償回路によって実質的に両者等しくピックアップされ、差動増幅器の出力 信号上の雑音信号成分を実質的に消去するために互いの出力を打消す。

この発明の別の態様によると、光検出器回路からの入力は周囲光の変化をさらに ゆっくシとしたものに変化させる４目対的な低周波効果を実質的に消去するハイ ・９スフィルタ回路を介して供給され、同時に選択された継続的な光検出器から の光パルスグーティングによって生成された相対的に高周波となるパルスを伝送 する。サンゾルされた光検出器出力の各時間で周囲光の変化を補償する必要をな くすことは、このシステムをよシ高い走査レートで動作させることによって可能 となる。従って、より大きな検出器配列が構築可能であると共に、より早い応答 時間が達成可能である。

この発明のさらに別の態様によると、差動増幅器は帰還回路にダイオードを伴っ て提供され、それで一つの極性による所望の光検出された信号／（’ルスが高利 得レベルに増幅されるのに対して、上記ダイオードの帰還特性によって反極性の ・！ルスは増幅されない。

この発明のさらに別の態様はビーム遮断または反対に発光体の継続的なペアに対 するビーム伝送がなされる状態で変化が生じたときにのみ状態を変える光検出さ れたパルス検出回路のためにヒステリシスタイプ出力回路の使用を含み、光検出 器はタッチ・９ネルフエースプレートの面を横切って走査される。

一つの利点は、周囲光または電磁雑音の変化による信号レベルの僅かな変化また は指の（ふるえのような）僅かな不規則な動きにもかかわらずビームを滑らかに 遮断する指または他の物体の位置でサンプルされたデータとする基準サンプルヒ ステリシス回路にある。

従って、よシ安定なデータが指の位置で得られる。

この発明の他の利点は、光検出器出力信号よりの雑音成分の実質的な消去による 雑音補償の結果として信頼性を増大し得ると共に、周囲光雑音に対する感度の良 好々軽減を含んでいる。この結果、比較的に安価な発光ダイオードおよびフォト トランジスタがタッチ・ぐネル全体のコストを大幅に減少させるために使用され る。

他の利点はより小さな発光器および光検出器の使用を可能とするより高い信号対 雑音比を達成し得るということであシ、それはこれらのデバイスが周囲光の強度 以下のレベルで動作することが可能なために周囲光に打ち勝つ必要がないからで ある。

この発明の他の目的、特徴および利点は添付図面からおよび次の詳細な説明の糾 酌から明らかにされる。

図面の簡単な説明 第１図はこの発明に係るタイプのタッチパネルユニットを示す図、 第２図はこの発明の原理を図示する好ましい実施例の回路図、 第３図はダーティングおよび光ビーム受信中の光検出器電流パルスを理想化した 図、 第４図は第１図に示されたタイプのタッチパネルユニットにおける光検出器出力 パルスに重ねられた典形的な雑音信号成分を示す図、 第５図は第３図の光検出器出力パルスから供給される理想的に増幅され且つ制限 された・９ルスを示す図、第６図はこの発明による補償に従う低レベル残留雑音 を伴って増幅され且つ制限された実際の出力パルスを示す図、 第７図は第２実施例のヒステリシス回路部分の概略図、 第８図は第２図の検出回路部分の第２実施例の概略図である。

発明の詳細な説明 特に、図面を参照すると、第１図はフェースプレート１４を有したタッチパネル 本体１２の全体図である。加えて、発光ダイオードのような直列状の発光体がフ ェースグレートの一側１８に設けられ、フェースフレート１４０反対側２０に設 けられたフォトトランジスタのような光検出体に対してフェースプレート１４を 横切って赤外光ビームを向かわせる。同様に、６ 発光ダイオードの付加セントはフェースグレートの下端２２からの光をフェース プレートの上端２４に設けられたフォトトランジスタに対して上方に向かわせる のに供される。好ましくは、発光ダイオードおよびフォトトランジスタの対は格 子状パターンに分割させるためにフェースグレートの水平方向および垂直方向に 走査する如く順次に活性化される。各発光ダイオードからの光は、指２６で指さ れる例えばスイッチ２インドあるいは表示部分のいずれかの座標に位置付けられ た対向するフォトトランジスタに当てられる如くフェースプレートを横切って向 けられる。勿論、各方向における１つまたはそれ以上のビームの遮断は指２６の 位置を位置付けるのに供される。

４個の回路基板３２．３４．３６および３８リセツトはそれらの関連する電気回 路に沿って発光ダイオードおよびフォトトランジスタを搭載するのに供される。

実際上、発光ダイオードおよびフォトトランジスタの対向ベアは、水平および垂 直両方向でフェースプレートの面を横切って走査するのに供するフォトトランジ スタおよび発光ダイオードの継続ベアの順次の活性化でもって同時にスイッチオ ンおよびオフされる。

実際上、フォトトランジスタからの出力は、ベア化された発光ダイオードおよび フォトトランジスタを順次にターンさせるスイッチング回路のタイミングに関連 ７　゛符表昭ＧＯ−５０１８２５（４）して受信されるパルスを与える特定のフ ォトトランジスタでもって検出および処理回路に対して並列状に接続される。

ここで、この発明の原理を図示化した回路を含む第２図についての説明がなされ る。特に、第２図において、フォトトランジスタ４２がスイッチ４４を介シてフ ォトトランジスタ出カリ−ド４６に接続されて示されている。また、複数の付加 的なスイッチ４８が示され、それらはフォトトランジスタ４２に光を向けるべく 対向してペア化されている発光ダイオード４ｏの同時的な活性化でもって、それ らが導通状態となる直列状並列フォトトランジスタを順次にケ９−トする直列状 並列半導体スイッチとして表わされている。前記スイッチ４４および４８で示さ れた多くのスイッチの順次的な活性化ならびにそれらの正確なタイミングは、第 ３図の出力・臂ルス５２を生成する（がまたは生成しない）フォトトランジスタ であるシステムとして固定する。この・９ルス５２に関連し、た電流は、基準電 圧−Ｖに接続された一端を有する負荷抵抗４９を通して流れる。これは生成する 出力・々シス５２を上昇せしめるに足る電圧レベルを負荷抵抗４９の一端にもた らす。

第３図はビームが遮断されない場合にフォトトランジスタから再生されるべく理 想化された正極仕出カッ９ルスを示す。しかしながら、上述したように、フォト トランソスタ出力リード４６は印刷回路基板例えば第１図の印刷回路基板３４お よび３６を横切るかなシの距離を展伸するので、大量の電磁雑音がピックアップ されてフォトトランジスタ出力信号に加えられてしまり。これは例えばフォトト ランジスタ信号５２が１０乃至１５ミリボルト程度の如く比較的に小さい場合の 描写である第４図に示されており、この場合の雑音信号５４は実質的に大きく例 えば１００乃至１５０ミリデルト程度にもなる。

これらの不所望な雑音信号を実質的に打消すために、差動演算増幅器５６が使用 されるもので、前記フォトトランジスタ出力リード４６からの信号が負荷抵抗４ ９、直列コンデンサ５８および抵抗６０を含むハイ・ぐスフィルタ回路を介して 該増幅器５６の負極性（→入力端に供給されると共に、雑音補償ピックアノシリ −ドロ２でピックアップされた雑音信号成分に等しい補償信号が負荷抵抗６５、 直列接続コンデンサ６４および抵抗６６を含むハイ・ぐスフィルタ回路を介して 演算増幅器５６の正極性←）入力端に結合される。

第１図に６２で概略的に示しだ補償ピックアップリード６２は、回路基板３４お よび３６の実質的な全長に渡って展伸される長い電気導体であり、第２図の左に 示したようなフォトトランジスタ出力回路４６と〜　シレーティング、プレーナ エッチ等の形態とすることができる。このリード６２の端部はフォトトランジス タ４２およびそれに結合されたスイッチ４８と等価な負荷終端回路６３を有して いる。この等価負荷回路６３は互いに並列に接続されたコンデンサおよびダイオ ードの形態とすることができる。従って、リード６２でピックアップされた雑音 信号はフォトトランジスタ出力リード４６上の電磁雑音信号と実質的に同じにな るように負荷抵抗６５を通して流す電流をもたらす。この二つの等価で且つバラ ンスした入力回路が演算増幅器５６に分岐する結果として、これらの二つの雑音 信号が実質的に互いの出力を打消すようになると同時に、所望特性のフォトトラ ンジスタ出力信号のみが増幅すべく残されると共にそれがテストポイントＴＰ− ２に到着した時点で第５図および第６図に示されるように成形される。

また、注目されるのは、直列コンデンサ５８および抵抗６０および上記コンデン サに分路する如く接続された負荷抵抗を含むバイパスフィルタが、フォトダイオ ードによって受信されるようになると共に演算増幅器５６からの出力信号を他の 状態に変化させるようになる周囲光の相対的にゆっくりとした変化に対しても識 別するということである。例えば、−例においてバイパスフィルタｉ”ｌ：４０ ０　ｃｐｓ　（サイクルノ４−セブン１’）テ４％、２０００ｃｐｓで４０％お よび６０００ｃｐｓで９俤の信号を通過せしめるようになる。上記補償ヒックア ップリード線路においてコンデンサ６４、抵抗６６および負荷抵抗６５によって 形成された回路は前記バイパスフィルタと同等である。

また、注目は演算増幅器５６の帰還ループにおけるダイオード７２に向けられる 。信号が基準レベルに対して負極性の関係にある差動増幅器の（→入力端によっ て受信された場合、上記ダイオードが順方向にバイアスされ、帰還抵抗が非常に 低く、且つ演算増幅器５６での利得が非常に低くなるということによって上記負 極性入力信号は増幅されない。しかるに、演算増幅器５６の（→入力端への入力 が正極性である場合、ダイオード７２が帰還抵抗および演算増幅器５６の利得を 増大せしめる逆方向にバイアスされることによってその入力信号は増幅される。

第２図のＴＰ−１で指定された第１のテストポイントは、第４図で示されるよう な雑音性信号が観察されるポイントである。同様に、第５図で表示されたテスト ポイントＴＰ−２での信号は、ダイオード７５および７７（スイッチング過渡現 象および雑音に原因している＋０．７？ルト以上の信号または負極性パルス信号 を・通さない）によってフランジされていると共に、演算増幅器５６および７４ によって増幅されてい乙。実際の信号は補償されない雑音が僅かに残っており、 第６図に示されるところである。また、ダイオード７５は帰還ダイオード７２が 順方向にバイアスされた場合の導通路を実現するのに供される。クランピングダ イオード７７に接続された抵抗７９は、電源投入時に回路が動作方向となるのを 援助すると共に、演算増幅器５６の（ト）入力端への入力を終端するのに供され る。因みに、第２図に示されるような演算増幅器５６および７４は両者とも、例 えばＴＬＯ７２またはＬＳ３５３Ｓ３５３演算上うな良く知られていると共に製 造者の数からも入手し易いものでよい。ついでながら、コンデンサ８０および８ ２は次に述べるべく例えばＬＭ３９３のタイプでよい。このシステムの高低電圧 は例示に限定されることはないが、プラスおよびマイナス５？ルトまたはグラス およびマイナス１２？ルトのいずれかが共通に有用である。しかしながら、回路 がより有効になる限界内で、よシ高い電圧を決定するようにしてもよい。

比較器８０および８２は各々演算増幅器７４からの増幅された出力・ぐルスを受 信すべく接続された一方の入力端（→および基準信号ＶＲＥＦ−１およびＶＲＥ Ｆ　−２をそれぞれ受信すべく結合された他方の入力端（ト）を有している。こ のような比較器８０からの出力Ａｌｌスス、クランピングダイオード８１および ゾルアップ抵抗８３によって処理および制限された後、フリップフロツノ７６の Ｄ入力端に供給される。ついでながら、フリップフロツノ７６および７８は例え ばＬＳ７４０タイプでよい。同様に、比較器８２の出力は、クランピングダイオ ード８５およびゾルアップ抵抗８７によって処理および制限された後、フリップ フロツノ７８のＤ入力端に供給される。

フリップフロツノ７６および７８を含む第２図のヒステリシス回路部分の動作に おいては、ダート・クルスまたはクロックパルスコの期間中、比較器８０および ８２からの出力ライン上のパルスレベルを評価すると共に、信号レベルに依存し たデータとしてそれを格納する。例えば、仮にこれらの二つの出力ライン上の信 号レベルが、第６図におけるｔｌのように基準電圧ＶＲＥＦ　−１およびＶＲＥ Ｆ　−２（非ビームｇ断）よりも増幅度が両方とも高いとき、またはｔ３のよう な基準電圧ＶＲＥＦ　−１オヨびＶＲＥＦ−２（ヒー　ム遮断）よりも増幅度が 両方とも低いときに、データの状態がフリップフロツノ７６および７８に格納さ れると共に、出力ライン９２および９４上の出力データＱおよびＱとして使用さ れる。

しかしながら、若し、比較器８０および８２からの二つの信号の状態が基準電圧 ＶＲＥＦ　−１およびＶ！ＥＦ−２に対して両方とも低くないかあるいは両方と も高くない関係にあるｔ２のような場合（ビームが部分的にのみ遮断されたとき に起シ得る）には、フリップフロツノ状態は一般的に使用される先きの走査また はビームからの外部データレシーバ（図示せず）によって一般的に格納される。

同様に、ヒステリシス回路は第７図に図示したやυ方においてＬＳ１０９のよう なシングルＪ−にフリップフロツノ９８でもって実施することができる。この実 施例において、若しフリップフロツノ９８に対するＪ入力およびに入力への入力 が両方ともローの場合には、その出力Ｑはローである。しかるに、仮にＪおよび に入力への信号が両方とも・・イの場合には、その出力Ｑはハイである。しかし ながら、若し、Ｊ入力への信号がローで且つに入力への信号がノ・イの場合には 、その出力Ｑは残されて先きのビームからの状態をそれの中に格納する。さらに 、若しＪ入力の信号がノ・イで且つに入力への信号がローの場合には、フリップ フロツノはトグルすることができないと共に、その出力Ｑは先きのビームからの それと同じ状態に残されるようになる。

従って、若し指の僅かなふるえの結果として起や得るように指が僅かに動いた場 合、第２図の回路の状態は第６図に示される時刻ｔ２　１　ｔ３　１　ｔｎ＋１ 　およびｔｎ＋２のような・母ルスをもたらすが、第７図の場合にはそのような 僅かな不規則な動きに対して安定である。

同時乙この回路は所望の指の動きを高速に検出することが可能となる。勿論、こ のような過渡現象は、指によってビームを部分的に暗くしたり、補償し得ないよ っても生じてしまう。

加えて、第２図に１つのタイプの回路として示す光検出器回路は、第８図に示し た各フォトトランシスｔｆ）８／−ｐ− タ４２のコレクタと共通６２との間に結合された負荷抵抗１００および１０２の 如き別のタイプを使用することが可能である。上記各フォトトランジスタ４２の エミッタは所望のビームを選択するために接地に切換えられる。これらの負荷抵 抗１００および１０２は５ボルトの如き基準電圧子Ｖに中間タッグ部が接続され 、最終抵抗の中間タップ部が接地されている。上記各フォトトランジスタ４２の コレクタはリード４６に一体化され、それでもって各スイッチ４８が順次に閉成 されたときに遮断されないビームに応じて負極性・ヤルスが生成される。

第２図の回路ではフォトトランジスタが正極性出力パルス５２を生成し且つ処理 するように説明したが、クランピングダイオード７５および７７および帰還ダイ オード７２の極性を反転せしめることによって第８図の回路で生成したように負 極性出力パルス５２を取シ扱うことも可能である。

要するに、添付した図面および前述した詳細な説明は、この発明の好ましい一つ の実施例が述べられたものである。この発明の実施において少々の変形が予想さ れると理解するべきである。例えば、出力回路および信号ならびに補償雑音電圧 信号の異なる組合せのため回路の代替形態は有益であり、この発明は並列出力光 感知素子を含む他のシステムに適用可能である。

従って、この発明は上述し且つ図面に示される如きそのものに限定されない。

国際調査報告 第１頁の続き ０発　明　者　ベイニング、オーゲスト・エッチ アメリカ合衆国　力リラオルニア州　９２６３３．フラートン、エヌ・アデレナ ・ドライブ　８１８

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．　少なくとも一対の複数の発光体（４０）および光検出器（４２）を提供す る手段と、 光検出器出力回路（４６）と、 上記複数の光検出器からの出力を上記光検出器出力回路に継続的に結合するスイ ッチング手段（４８）と、 上記光検出器出力回路（４６）に概して間延に展伸する電磁雑音補償ピックアッ プ回路（６３）および上記光検出器出力回路の出力信号に一般的に与えられる雑 音成分を実質的に消去するために上記光検出器出力回路および上記雑音補償ピッ クアップ回路から２、／′Ｐルス成形回路（７４，７５および７７）と、この・ 辛ルス成形回路に上記差動結合手段（５６）からの出力を供給する手段とをさら に具備してなる請求の範囲第１項に定義されたシステム。 ３、ヒステリシスタイプ蓄積回路（７６および７８）と、このヒステリシスタイ プ回路の状態を継続的光検出器（４２）の状態が完全光ビーム伝送状態から継続 的な光ビームを実質的に完全に遮断するかまたはその反対とする如く変化したと きにのみ選択的に変化せしめる手段（８０〜８７）とをさらに具備してなる請求 の範囲第２項に定義されたシステム。 ４、上記光検出器出力回路（４６）と上記差動結合手段との間にハイノ臂スフィ ルタ回路（４９，５８および６０）手段をさらに具備することによシ、通常予想 される周囲光レベルの変化よシも高い周波数を有する信号の変化の影響を減小せ しめる請求の範囲第１項に定義されたシステム。 ５、上記差動結合手段（５６）が演算増幅器であり、且つその中のダイオード帰 還手段（７２）が所定の極性の光検出器出力パルスの増幅度を増大せしめると共 に反対極性のノ臂ルスの増幅度を減小せしめるために提供された請求の範囲第１ 項に定義されたシステム。 ６、上記発光素子（４０）が赤外線発光ダイオードである請求の範囲第１項に定 義されたシステム。 ７、上記光検出器（４２）がフォトトランジスタである請求の範囲第２項に定義 されたシステム。 ８、比較器手段（８０および８２）が上記・臂ルス成形回路からの出力信号に応 じて上記ヒステリシスタイプ蓄積回路（７６および７８）を作動せしめるために 提供されている請求の範囲第３項に定義されたシステム０ ９、上記ヒステリシスタイプ蓄積回路か少なくとも一つのソリッゾフロップ（９ ８）を含む請求の範囲第３項に定義されたシステム。 １０．　上記ヒステリシスタイツ蓄積回路が二つのフリップフロン７’（７６お よび７８）を含む請求の範囲第３項に定義されたシステム。 １１、　ヒステリシスタイプデジタル蓄積回路（７６および７８）と、このヒス テリシスタイプ回路の状態を継続的光反応素子（４２）の状態が実質的に完全光 ビーム伝送状態から次の継続的な光ビームを実質的に完全に遮断するかまたはそ の反対とする如く変化したときにのみ選択的に変化せしめる手段（８０〜８６） とをさらに具備してなる請求の範囲第１項に定義されたシステム。 １２、上記出力回路（４６）および上記差動結合手段（５６）との間に全て結合 された分路用負荷抵抗（４９）および直列に結合されたコンデンサ（５８）およ び抵抗（６０）を含むノ・。イ・やスフィルタ回路をさらに具備してなる請求の 範囲第２項に定義されたシステム。 １３、上記パルス成形回路が入力負荷に結合されたクランピングダイオード手段 （７５〜７７）を含む請求の範囲第２項に定義されたシステム。 １４、上記発光ダイオード（４０）が赤外線発光ダイオードである請求の範囲第 １０項に定義されたシステム。 １５、比較器手段（８０および８２）が上記・臂ルス成形回路（７４，７５およ び７７）からの出力／ぐルスに応じて上記ヒステリシスタイツ蓄積回路（７６〜 ７８）を作動せしめるために提供され、それでもって上記ヒステリシス回路はそ こへの入力信号のレベルが二つの基準信号ＶＲＥＦ　−１およびＶ’ＲＥＦ　− ２のレベルより大キいならば非ビーム遮断を示し、それが上記二つのレベル信号 の間であれば何も生じないことを示し、且つそれが上記二つの基準信号のレベル より小さいならばビーム遮断を示す請求の範囲第１１項に定義されたシステム。 １６、　上記ヒステリシスタイツ蓄積回路が少なくとも一つのフリップフロン７ ’（９８）を含む請求の範囲第１３項に、定義されたシステム。 １７、　上記ヒステリシスタイツ蓄積回路が二つのフリップフロンゾ（７６およ び７８）を含む請求の範囲第１３項に定義されたシステム。 １８、複数の発光体（４０）および光検出器（４２）の対からなる配列を提供す る手段と、 光検出器出力回路（４６）と、 上記複数の光検出器（４２）の各個からの出力を上記光検出器出力回路に継続的 に結合せしめるスイッチング手段（４８）と、 上記光検出器出力回路（４６）に並列に結合された信号雑音補償ビンクアソグ回 路（６３〕および上記光検出器出力回路（４６）に通常与えられる補償回路（６ ３）および上記光検出器出方回路（４６）路。 １９、　ヒステリシスタイプデジタル蓄積回路（７６〜７８）と、このヒステリ シスタイプ回路の状態を継続的光検出器（４２）の状態が略完全光ビーム伝送状 態から継続的光ビームを略完全に遮断するかまたはその反対とする如く変化した ときにのみ選択的に変化せしめる手段とをさらに具備してなる請求の範囲第１８ 項に定義された回路。