JPS6028767A - スイツチング電源用制御回路 - Google Patents
スイツチング電源用制御回路Info
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- JPS6028767A JPS6028767A JP13576983A JP13576983A JPS6028767A JP S6028767 A JPS6028767 A JP S6028767A JP 13576983 A JP13576983 A JP 13576983A JP 13576983 A JP13576983 A JP 13576983A JP S6028767 A JPS6028767 A JP S6028767A
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- transistor
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、外部トリが信号に同期して発振するように構
成された発振回路を備えるスイッチング電源装置の制御
回路に関するものである。
成された発振回路を備えるスイッチング電源装置の制御
回路に関するものである。
（従来例の構成とその問題点）
現在スイッチング電源は、絶縁が容易にでき、安定化特
性も優れているのでかなり普及しているカ、トランス、
コンデンサ等の大型部品が多く組込まれており、従って
さらに小型化を図らねばならない。又妨害の面でも他へ
の影響が大きく、充分な対策が必要とされている。一般
に妨害の関係で、スイッチング周波数は外部信号による
トリガ方式が多く、トリが信号の周波数とスイッチング
周波数とは等しくなっている。よって部品の小型化のた
め高周波化する場合、トリガ信号の周波数の関係でスイ
ッチング周波数の高周波化が制約されているのが現状で
ある。
性も優れているのでかなり普及しているカ、トランス、
コンデンサ等の大型部品が多く組込まれており、従って
さらに小型化を図らねばならない。又妨害の面でも他へ
の影響が大きく、充分な対策が必要とされている。一般
に妨害の関係で、スイッチング周波数は外部信号による
トリガ方式が多く、トリが信号の周波数とスイッチング
周波数とは等しくなっている。よって部品の小型化のた
め高周波化する場合、トリガ信号の周波数の関係でスイ
ッチング周波数の高周波化が制約されているのが現状で
ある。
第１図は、従来のスイッチング電源用制御回路の一例を
示したものであり、１は回路構成全体を示し、１ａは発
振回路、１ｂは・やルス幅変調回路、１ｃはエラーアン
プ、１ｄはドライブ回路である。
示したものであり、１は回路構成全体を示し、１ａは発
振回路、１ｂは・やルス幅変調回路、１ｃはエラーアン
プ、１ｄはドライブ回路である。
発振回路１ａには外部トリが信号１ｅが入力され、発振
回路１ａの発振周波数は外部トリが信号１ｅの周波数に
同期されている。発振回路１ａで発振された信号はパル
ス幅変調回路１ｂに供給される。
回路１ａの発振周波数は外部トリが信号１ｅの周波数に
同期されている。発振回路１ａで発振された信号はパル
ス幅変調回路１ｂに供給される。
一方、・ぐルス幅変調回路１ｂにはスイッチング電源の
出力電圧に対応したフィードバック信号１ｆがエラーア
ンプ１ｃを介して供給される。とこでパルス幅変調回路
１ｂはフィードバック信号１ｆに対応したパルス幅に変
調され、ドライブ回路ｌｄを介して出力される。ここで
発振回路１ａの発振周波数は、トリが信号と等しく選ぶ
必要があり、発振回路１ａの発振周波数を任意に選ぶこ
とができない。よって、スイッチング電源回路のスイッ
チング周波数も制約されることになる。
出力電圧に対応したフィードバック信号１ｆがエラーア
ンプ１ｃを介して供給される。とこでパルス幅変調回路
１ｂはフィードバック信号１ｆに対応したパルス幅に変
調され、ドライブ回路ｌｄを介して出力される。ここで
発振回路１ａの発振周波数は、トリが信号と等しく選ぶ
必要があり、発振回路１ａの発振周波数を任意に選ぶこ
とができない。よって、スイッチング電源回路のスイッ
チング周波数も制約されることになる。
（発明の目的）
本発明は、発振回路の発振周波数をトリガ信号の周波数
の整数倍に任意に選ぶ□ことができ、スイッチング周波
数の高周波化を可能にするものである。
の整数倍に任意に選ぶ□ことができ、スイッチング周波
数の高周波化を可能にするものである。
（発明の構成）
のこぎり波信号を発振する手段と、そののこぎり波信号
を方形波信号に波形整形する手段と、その方形波信号を
１／ｎｘ ！ １／ｎｚ ＋・・・（ｎ １ ｒ ｎ
２ ・”は整数）に分周する手段と、その分周した出力
信号を任意に選択する手段と、選択された分周出力信号
とトリが信号とで検波する手段と、その検波出力信号を
前記のこぎり波信号発振手段にフィードバックしてのこ
ぎり波信号の発振周波数を制御する手段とから構成され
ている。これにより、発振回路の発振周波数を、トリが
信号の周波数の任意の整数倍に設定することができ、高
周波化が可能となる。
を方形波信号に波形整形する手段と、その方形波信号を
１／ｎｘ ！ １／ｎｚ ＋・・・（ｎ １ ｒ ｎ
２ ・”は整数）に分周する手段と、その分周した出力
信号を任意に選択する手段と、選択された分周出力信号
とトリが信号とで検波する手段と、その検波出力信号を
前記のこぎり波信号発振手段にフィードバックしてのこ
ぎり波信号の発振周波数を制御する手段とから構成され
ている。これにより、発振回路の発振周波数を、トリが
信号の周波数の任意の整数倍に設定することができ、高
周波化が可能となる。
（実施例の説明）
以下、図面に基づいて実施例を詳細に説明する。
第２図は、本発明の一実施例の回路構成をブロック図で
示したものである。図中２は制御回路の構成全体を示し
、２ａは発振回路、２ｂは波形整形回路、２ｃは分周回
路、２ｄは切換回路、２ｅは検波回路、２ｆはパルス幅
変調回路、２ｇはエラーアンプ、２ｈはドライブ回路で
ある。発振回路２ａで発振された信号は波形整形回路２
ｂで波形整形され、分周回路２ｃへ供給される。分周回
路２ｃでは発振回路２ａでの発振周波数ｆ。に対して、
周波数がｆ ｏ 、ｌ／ ２ｆｏ 、１／４ｆｏの出力
信号が切換回路２ｄへ供給され、切換回路２ｄでは入力
信号２１によって任意の周波数、例えば１／２ｆ。
示したものである。図中２は制御回路の構成全体を示し
、２ａは発振回路、２ｂは波形整形回路、２ｃは分周回
路、２ｄは切換回路、２ｅは検波回路、２ｆはパルス幅
変調回路、２ｇはエラーアンプ、２ｈはドライブ回路で
ある。発振回路２ａで発振された信号は波形整形回路２
ｂで波形整形され、分周回路２ｃへ供給される。分周回
路２ｃでは発振回路２ａでの発振周波数ｆ。に対して、
周波数がｆ ｏ 、ｌ／ ２ｆｏ 、１／４ｆｏの出力
信号が切換回路２ｄへ供給され、切換回路２ｄでは入力
信号２１によって任意の周波数、例えば１／２ｆ。
を選択し、それを検波回路２ｅに供給する。この場合、
検波回路２ｅに入力されるトリが信号２ｊを１ ／ ２
ｆ Ｏの近くに周波数を選び、検波信号を発振回路２
ａに供給して発振周波数を制御する。この結果、発振回
路２ａでの発振周波数ｆ。は外部トリガ信号２Ｊの周波
数の２倍にロックされることになる。同様に切換回路２
ｄからの信号を１／４ｆ。
検波回路２ｅに入力されるトリが信号２ｊを１ ／ ２
ｆ Ｏの近くに周波数を選び、検波信号を発振回路２
ａに供給して発振周波数を制御する。この結果、発振回
路２ａでの発振周波数ｆ。は外部トリガ信号２Ｊの周波
数の２倍にロックされることになる。同様に切換回路２
ｄからの信号を１／４ｆ。
に選ぶと発振回路２ａでの発振周波数ｆ。は外部トリガ
信号２ｊの周波数の４倍にロックされる。
信号２ｊの周波数の４倍にロックされる。
発振回路２ａからの出力信号はノｅルス幅変調回路２ｆ
に供給されるが、以降従来と同様である。
に供給されるが、以降従来と同様である。
以上述べたように、本発明では、外部トリが信号と同期
した状態でスイッチング周波数を外部トリが信号の周波
数の整数倍にすることができるので、スイッチング周波
数の高周波化が外部トリガ信号と同期して可能となる。
した状態でスイッチング周波数を外部トリが信号の周波
数の整数倍にすることができるので、スイッチング周波
数の高周波化が外部トリガ信号と同期して可能となる。
次に、本発明の一具体例について、さらに説明する。第
３図は、第２図における発振回路２ａ１（５） 波形整形回路２ｂ、分周回路２ｃ、切換回路２ｄ。
３図は、第２図における発振回路２ａ１（５） 波形整形回路２ｂ、分周回路２ｃ、切換回路２ｄ。
検波回路２ｅの具体的な回路構成を示したものである。
まず、発振回路２ａから、第４図を参照して説明する。
トランジスタＱ １ ＋ Ｑ ２は差動構成に々ってお
す、電源供給時１１においては、トランジスタＱ２のペ
ースには第４図（ａ）に示したように電源電圧Ｖ 、抵
抗Ｒ？ ＋ Ｒ８＋ Ｒ９で決定された電圧■ｂ２ （
”ｂｚ ＝ ”ｃｃ’ Ｒ７”＋；ｔＢ ’４−Ｒｇ
）が供給されている。一方、トランジスタＱｌのベース
電圧■５□は時刻１１においてはＯ■であるが、抵抗Ｒ
１、コンデンサＣ１の時定数により徐々に電圧は上昇し
、時刻ｔ２においてはＶｂ□と等しくなる。、時刻ｔｌ
からｔ２″！、での期間はトランジスタＱ２のベース電
圧Ｖ がＱｌのベース電圧Ｖｂ１より高２ いため、トランジスタＱｚがオフ、トランジスタＱ２が
オンの状態となっている。しかし時刻ｔ２ではｖｂ□が
Ｖｂ□より高くなるため、トランジスタＱｌがオンにな
る。トランジスタＱｌがオンになると、トランジスタＱ
３ ＩＱ４がオンとなり、抵抗Ｒ５に電圧が発生し、抵
抗Ｒ４を介してトラン（６） ノスタＱ５が、抵抗Ｒ６を介してトランジスタＱ６がそ
れぞれオンになる。トランジスタＱ５がオンになること
でｖ５．の電圧は抵抗Ｒ２を介して放電Ｖ の電圧がＶ
ｂ２の電圧より下がると再びトランジスタＱ１がオフ、
トランジスタＱ２がオンとなる。トランジスタＱｌがオ
フになるととてトランジスタＱ３ 、Ｑ４ ｌＱ５ 、
Ｑ６がオフに々る。よと」二昇する。又、Ｖｂｌの電圧
も再び抵抗Ｒ１で充電され徐・シに上昇し、時刻ｔ４で
は又同じ動作をくりかえす。以−ヒの動作により、Ｖｂ
□の電圧はの波形整形回路２ｂではトランジスタＱ？
、Ｑ８が差動構成されており、トランジスタＱ７のペー
スには発振回路２ａからののこぎり波信号が、一方、ト
ランジスタＱ８のペースには抵抗Ｒ１０。
す、電源供給時１１においては、トランジスタＱ２のペ
ースには第４図（ａ）に示したように電源電圧Ｖ 、抵
抗Ｒ？ ＋ Ｒ８＋ Ｒ９で決定された電圧■ｂ２ （
”ｂｚ ＝ ”ｃｃ’ Ｒ７”＋；ｔＢ ’４−Ｒｇ
）が供給されている。一方、トランジスタＱｌのベース
電圧■５□は時刻１１においてはＯ■であるが、抵抗Ｒ
１、コンデンサＣ１の時定数により徐々に電圧は上昇し
、時刻ｔ２においてはＶｂ□と等しくなる。、時刻ｔｌ
からｔ２″！、での期間はトランジスタＱ２のベース電
圧Ｖ がＱｌのベース電圧Ｖｂ１より高２ いため、トランジスタＱｚがオフ、トランジスタＱ２が
オンの状態となっている。しかし時刻ｔ２ではｖｂ□が
Ｖｂ□より高くなるため、トランジスタＱｌがオンにな
る。トランジスタＱｌがオンになると、トランジスタＱ
３ ＩＱ４がオンとなり、抵抗Ｒ５に電圧が発生し、抵
抗Ｒ４を介してトラン（６） ノスタＱ５が、抵抗Ｒ６を介してトランジスタＱ６がそ
れぞれオンになる。トランジスタＱ５がオンになること
でｖ５．の電圧は抵抗Ｒ２を介して放電Ｖ の電圧がＶ
ｂ２の電圧より下がると再びトランジスタＱ１がオフ、
トランジスタＱ２がオンとなる。トランジスタＱｌがオ
フになるととてトランジスタＱ３ 、Ｑ４ ｌＱ５ 、
Ｑ６がオフに々る。よと」二昇する。又、Ｖｂｌの電圧
も再び抵抗Ｒ１で充電され徐・シに上昇し、時刻ｔ４で
は又同じ動作をくりかえす。以−ヒの動作により、Ｖｂ
□の電圧はの波形整形回路２ｂではトランジスタＱ？
、Ｑ８が差動構成されており、トランジスタＱ７のペー
スには発振回路２ａからののこぎり波信号が、一方、ト
ランジスタＱ８のペースには抵抗Ｒ１０。
がおのおの供給されている。よって第４図（ｂ）に示す
ようにＶｂ８がＶｂ− より高い期間ｔ３〜ｔ３′では
トランジスタＱｓ ｌＱ９ １ＱＩＯがオンになり抵抗
Ｒ１２に電圧が発生し、Ｖｂ８がＶｂｌより低い期間ｔ
３′〜１４／ではトランジスタＱ８はオフと々るので、
抵抗Ｒ１□には電圧が発生しない。以上の動作を繰り返
すことで、抵抗Ｒ１２の両端には第４図（ｂ）に示す方
形波電圧が発生し、次の分周回路２ｃへ供給される。
ようにＶｂ８がＶｂ− より高い期間ｔ３〜ｔ３′では
トランジスタＱｓ ｌＱ９ １ＱＩＯがオンになり抵抗
Ｒ１２に電圧が発生し、Ｖｂ８がＶｂｌより低い期間ｔ
３′〜１４／ではトランジスタＱ８はオフと々るので、
抵抗Ｒ１□には電圧が発生しない。以上の動作を繰り返
すことで、抵抗Ｒ１２の両端には第４図（ｂ）に示す方
形波電圧が発生し、次の分周回路２ｃへ供給される。
分周回路２ｃでは、ＡとＢの同じ回路が２つあり、Ａに
ついて説明すると、トランジスタＱ＋ｔ＋Ｑ１２でフリ
ッゾフロップ構成になっており、どちらか一方のトラン
ジスタがオンになっている。ここで仮にトランジスタＱ
１１がオンになっていると、そのコレクタ電圧ｖｃ１、
はＯＶ（実際はｖＣＥ ｓａｔでＯＶではない）となっ
ている。又トランジスタＱ＋２のペース電圧はトランジ
スタＱｌｌがオンになっているのでＯＶ，）ランジスタ
Ｑｌｌのペース電圧Ｖ はトランジスタＱ１２がオフ状
態であるの１１ で０．７Ｖの電位（トランジスタＱ１１のｖＢＥ電圧）
がある。このような状態で時刻ｔ３′に方形波電圧が入
力されると、ダイオードＤ２がオンになり、トランジス
タＱ１２がオンとなる。よってトランジスタＱ１２のコ
レクタはＱＶとなり、抵抗Ｒ１４を介して供給されるト
ランジスタＱｌｌのペース電圧Ｖｂ１□もＯｖでトラン
ジスタＱｌｌはオフになる。
ついて説明すると、トランジスタＱ＋ｔ＋Ｑ１２でフリ
ッゾフロップ構成になっており、どちらか一方のトラン
ジスタがオンになっている。ここで仮にトランジスタＱ
１１がオンになっていると、そのコレクタ電圧ｖｃ１、
はＯＶ（実際はｖＣＥ ｓａｔでＯＶではない）となっ
ている。又トランジスタＱ＋２のペース電圧はトランジ
スタＱｌｌがオンになっているのでＯＶ，）ランジスタ
Ｑｌｌのペース電圧Ｖ はトランジスタＱ１２がオフ状
態であるの１１ で０．７Ｖの電位（トランジスタＱ１１のｖＢＥ電圧）
がある。このような状態で時刻ｔ３′に方形波電圧が入
力されると、ダイオードＤ２がオンになり、トランジス
タＱ１２がオンとなる。よってトランジスタＱ１２のコ
レクタはＱＶとなり、抵抗Ｒ１４を介して供給されるト
ランジスタＱｌｌのペース電圧Ｖｂ１□もＯｖでトラン
ジスタＱｌｌはオフになる。
そしてそのコレクタ電圧は第４図（Ｃ）に示すように上
昇することになる。時刻ｔ４′では方形波入力はなくな
るが、トランジスタＱ＋ｔのコレクタ電圧は上昇した′
！！：まで変化はない。時刻ｔ５では再び方形波電圧が
入力されるが、この時の条件は時刻ｔ３′以前と逆に々
っており、トランジスタＱ１１のペース電圧■ がＯｖ
ｌ トランジスタＱ１２のペース１１ 電圧ｖｂ１２が０．７ｖとなっている。よって入力され
た方形波はダイオードＤ１を介してトランジスタＱ１２
をオンすることに々る。この結果トランジスタＱｌｌの
コレクタ電圧”ｃｌｌはＯｖとなり、トラン・ゾスタＱ
１２はオフ状態となる。時刻ｔ６では変化はなく、時刻
ｔ７で方形波が入力されると時刻ｔ３′の場合と同様の
動作を繰り返すことになる。この（９） 結果分周回路２ｃのＡの入力方形波信号ｖｌの周波数ｆ
。に対してＡの出力方形波信号■２の周波数は１／２ｆ
ｏと々る。さらにＡの出力方形波信号ｖ２は分周回路Ｂ
ｆ／ｍ入力され、Ａと同様な動作によりＢの出力方形
波信号■３の周波数は１／４ ｆ Ｏとなる。
昇することになる。時刻ｔ４′では方形波入力はなくな
るが、トランジスタＱ＋ｔのコレクタ電圧は上昇した′
！！：まで変化はない。時刻ｔ５では再び方形波電圧が
入力されるが、この時の条件は時刻ｔ３′以前と逆に々
っており、トランジスタＱ１１のペース電圧■ がＯｖ
ｌ トランジスタＱ１２のペース１１ 電圧ｖｂ１２が０．７ｖとなっている。よって入力され
た方形波はダイオードＤ１を介してトランジスタＱ１２
をオンすることに々る。この結果トランジスタＱｌｌの
コレクタ電圧”ｃｌｌはＯｖとなり、トラン・ゾスタＱ
１２はオフ状態となる。時刻ｔ６では変化はなく、時刻
ｔ７で方形波が入力されると時刻ｔ３′の場合と同様の
動作を繰り返すことになる。この（９） 結果分周回路２ｃのＡの入力方形波信号ｖｌの周波数ｆ
。に対してＡの出力方形波信号■２の周波数は１／２ｆ
ｏと々る。さらにＡの出力方形波信号ｖ２は分周回路Ｂ
ｆ／ｍ入力され、Ａと同様な動作によりＢの出力方形
波信号■３の周波数は１／４ ｆ Ｏとなる。
波形整形回路−２ｂ及び分周回路２ｃからの出力信号Ｖ
Ｉ ｌ ”２ １ ”３は切換回路２ｄへ供給される。
Ｉ ｌ ”２ １ ”３は切換回路２ｄへ供給される。
それぞれの方形波信号ＶｌはトランジスタＱ１３のペー
スへ、■２はトランジスタＱ１４のペースへ、ｖ３はト
ランジスタＱ１６のペースへ供給すれている。又各々の
ペース端子にはトランジスタＱ＋ｓ ｒ Ｑ１７ ＋
Ｑｔ８のコレクタがそれぞれ接続されており、信号ｖ４
により必要な信号の時はトランジスタがオフ、不必要な
信号の時はトランジスタがオン状態となる。例えば信号
Ｖ２が必要な時は、トランジスタＱ１７がオフ、トラン
ジスタＱ１６。
スへ、■２はトランジスタＱ１４のペースへ、ｖ３はト
ランジスタＱ１６のペースへ供給すれている。又各々の
ペース端子にはトランジスタＱ＋ｓ ｒ Ｑ１７ ＋
Ｑｔ８のコレクタがそれぞれ接続されており、信号ｖ４
により必要な信号の時はトランジスタがオフ、不必要な
信号の時はトランジスタがオン状態となる。例えば信号
Ｖ２が必要な時は、トランジスタＱ１７がオフ、トラン
ジスタＱ１６。
Ｑｌｇがオンとなるような信号が各々のトランジスタの
ペースへ入力され、信号ｖ２のみが切換回路２ｄの出力
信号となる。同様に信号ｖ１が必要な（１０） 時はトランジスタＱ＋６がオフ、トランジスタＱ１７゜
Ｑｌｇがオンとなり、信号Ｖ３が必要な時トランジスタ
Ｑｌｓがオフ、トランジスタＱ１６ ＋ Ｑ１７がオン
となり、それぞれの信号が選ばれることになる。
ペースへ入力され、信号ｖ２のみが切換回路２ｄの出力
信号となる。同様に信号ｖ１が必要な（１０） 時はトランジスタＱ＋６がオフ、トランジスタＱ１７゜
Ｑｌｇがオンとなり、信号Ｖ３が必要な時トランジスタ
Ｑｌｓがオフ、トランジスタＱ１６ ＋ Ｑ１７がオン
となり、それぞれの信号が選ばれることになる。
切換回路２ｄの出力信号は、次に検波回路２ｅへ供給さ
れるが、信号ｖ２が入力されたとして説明する。検波回
路２ｅでは切換回路２ｄがらの信号Ｖ２とトリガ信号ｖ
５とを位相比較し、発振回路２ａへ抵抗Ｒ２０を介して
フィードバックし、発振回路２ａの発振周波数ｆｏをコ
ントロールするものである。トランジスタＱ１９のベー
ス電圧ｖＩ）１９は、第４図（ｄ）に示すように、ＶＣ
ＣＩ電圧ｖｂ２ｏは、切換回路２ｄからの信号がある期
間ｔ３′〜ｔ５．ｔ７〜ｔ８では、トランジスタＱ２４
な９、信号が入力されない期間ｔ５〜ｔ７ではトランジ
スタＱ２３のベースには、第４図（ｅ）に示すようなト
リガ信号ｖ５が信号Ｖ２と同じ周波数で入力される。ｌ
−ＩＪガ信号Ｖ５が入力される期間のみトランジスタＱ
２３がオンとなり、トランジスタＱ１９、Ｑ１０で構成
される差動回路は動作することになる。ここで仮シに時
刻ｔ５′においてトリが信号が入力されると、期間ｔ５
′〜ｔ５では”ｂ１９がＶｂ２ｏ より高いため、トラ
ンジスタＱ＋９１Ｑ２２１Ｑ２１がオンとなり、一定の
電流でコンデンサｃ２へ充電される。期間ｔ５〜ｔ５〃
においてはＶｂ２゜がＶｂｌ、より高いためトランジス
タＱ２０がオンにナリ、コンデンサＣ２の電荷はトラン
ジスタＱ２０を介して放電されることになる。ここで期
間ｔ５′〜ｔ５とｔ５〜ｔ５“が等しい場合、コンデン
サｃ２の電位は充電期間と放電期間が等しいためある一
定の値に保たれ、発振回路２ａに何ら影響を与えない。
れるが、信号ｖ２が入力されたとして説明する。検波回
路２ｅでは切換回路２ｄがらの信号Ｖ２とトリガ信号ｖ
５とを位相比較し、発振回路２ａへ抵抗Ｒ２０を介して
フィードバックし、発振回路２ａの発振周波数ｆｏをコ
ントロールするものである。トランジスタＱ１９のベー
ス電圧ｖＩ）１９は、第４図（ｄ）に示すように、ＶＣ
ＣＩ電圧ｖｂ２ｏは、切換回路２ｄからの信号がある期
間ｔ３′〜ｔ５．ｔ７〜ｔ８では、トランジスタＱ２４
な９、信号が入力されない期間ｔ５〜ｔ７ではトランジ
スタＱ２３のベースには、第４図（ｅ）に示すようなト
リガ信号ｖ５が信号Ｖ２と同じ周波数で入力される。ｌ
−ＩＪガ信号Ｖ５が入力される期間のみトランジスタＱ
２３がオンとなり、トランジスタＱ１９、Ｑ１０で構成
される差動回路は動作することになる。ここで仮シに時
刻ｔ５′においてトリが信号が入力されると、期間ｔ５
′〜ｔ５では”ｂ１９がＶｂ２ｏ より高いため、トラ
ンジスタＱ＋９１Ｑ２２１Ｑ２１がオンとなり、一定の
電流でコンデンサｃ２へ充電される。期間ｔ５〜ｔ５〃
においてはＶｂ２゜がＶｂｌ、より高いためトランジス
タＱ２０がオンにナリ、コンデンサＣ２の電荷はトラン
ジスタＱ２０を介して放電されることになる。ここで期
間ｔ５′〜ｔ５とｔ５〜ｔ５“が等しい場合、コンデン
サｃ２の電位は充電期間と放電期間が等しいためある一
定の値に保たれ、発振回路２ａに何ら影響を与えない。
しかし時刻ｔ８において、切換回路２ｄからの信号Ｖ２
の周波数がトリガ信号Ｖ５よシ高くなると、コンデンサ
Ｃ２への充電期間ｔ８′〜Ｌ８ が放電期間ｔ８〜ｔ８
〃より短かくなるため、コンデンサＣ２の電位は下が９
、発振回路２ａにおけるコンデンサＣ１の充電期間が長
くなシ、結果とｌ〜で発振回路２ａの発振周波数が低く
なることになり、トリが信号ｖ５の周波数の２倍に安定
することになる。又発振回路２ａの発振周波数がトリが
信号ｖ５の周波数の２倍より低くなった場合は前記ｌ−
た内容と逆の動作により、発振回路２ａの発振周波数は
トリガ信号ｖ５の周波数の２倍に安定することになる。
の周波数がトリガ信号Ｖ５よシ高くなると、コンデンサ
Ｃ２への充電期間ｔ８′〜Ｌ８ が放電期間ｔ８〜ｔ８
〃より短かくなるため、コンデンサＣ２の電位は下が９
、発振回路２ａにおけるコンデンサＣ１の充電期間が長
くなシ、結果とｌ〜で発振回路２ａの発振周波数が低く
なることになり、トリが信号ｖ５の周波数の２倍に安定
することになる。又発振回路２ａの発振周波数がトリが
信号ｖ５の周波数の２倍より低くなった場合は前記ｌ−
た内容と逆の動作により、発振回路２ａの発振周波数は
トリガ信号ｖ５の周波数の２倍に安定することになる。
同様にして切換回路２ｄからの信号がｖｌの場合はトリ
ガ信号ｖ５の周波数と発振回路２ａの発振周波数が等し
くなり、信号Ｖ３の場合は発振回路２ａの発振周波数は
４倍になるように安定する。
ガ信号ｖ５の周波数と発振回路２ａの発振周波数が等し
くなり、信号Ｖ３の場合は発振回路２ａの発振周波数は
４倍になるように安定する。
以上、いずれかの信号によって、選択された発振回路２
ａの発振信号Ｖ６は第２図における・ぐルス幅変調回路
２ｆに送られ、電源回路のスイッチング信号として使用
される。又分周比については２倍、４倍以外でもできる
ことは言うまでもない。
ａの発振信号Ｖ６は第２図における・ぐルス幅変調回路
２ｆに送られ、電源回路のスイッチング信号として使用
される。又分周比については２倍、４倍以外でもできる
ことは言うまでもない。
（発明の効果）
以上のように、本発明によれば、スイッチング電源回路
における発振回路の発振周波数をトリガ（１３） 信号の、例えば１，２．４倍にすることが容易にでき、
同期した状態でスイッチング周波数の高周波化が可能と
なって部品の小型化ができ、実用上極めて便利である。
における発振回路の発振周波数をトリガ（１３） 信号の、例えば１，２．４倍にすることが容易にでき、
同期した状態でスイッチング周波数の高周波化が可能と
なって部品の小型化ができ、実用上極めて便利である。
第１図は、従来におけるスイッチング電源用制御回路の
ブロック図、第２図は、本発明の一実施例ニオケるスイ
ッチング電源用制御回路のブロック図、第３図は、第２
図の要部の具体例を示す回路図、第４図（ａ）〜（ｅ）
は、第３図の動作説明のための波形図である。 ２ａ・・・発振回路、２ｂ・・・波形整形回路、２ｃ・
・・分周回路、２ｄ・・・切換回路、２ｅ・・・検波回
路、２ｆ・・・ｉＰルス幅変調回路、２ｇ・・・エラー
アンプ、２ｈ・・・ドライブ回路。 （１４）
ブロック図、第２図は、本発明の一実施例ニオケるスイ
ッチング電源用制御回路のブロック図、第３図は、第２
図の要部の具体例を示す回路図、第４図（ａ）〜（ｅ）
は、第３図の動作説明のための波形図である。 ２ａ・・・発振回路、２ｂ・・・波形整形回路、２ｃ・
・・分周回路、２ｄ・・・切換回路、２ｅ・・・検波回
路、２ｆ・・・ｉＰルス幅変調回路、２ｇ・・・エラー
アンプ、２ｈ・・・ドライブ回路。 （１４）
Claims (1)
- のこぎり波信号を発振する手段と、そののこぎり波信号
を方形波信号に波形整形する手段と、その方形波信号を
１／ ｎｌ ＋ ｌ／ ｎ２ ＋”’（” Ｉ ＋’ｎ
２ ”’は整数）に分周する手段と、その分周した出
力信号を任意に選択する手段と、選択された分周出力信
号とトリが信号とで検波する手段と、その検波出力信号
を前記のこぎ９波信号発振手段にフィード・ぐツクして
のこぎり波信号の発振周波数を制御する手段とからなる
ことを特徴とするスイッチング電源用制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13576983A JPS6028767A (ja) | 1983-07-27 | 1983-07-27 | スイツチング電源用制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13576983A JPS6028767A (ja) | 1983-07-27 | 1983-07-27 | スイツチング電源用制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6028767A true JPS6028767A (ja) | 1985-02-13 |
Family
ID=15159428
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13576983A Pending JPS6028767A (ja) | 1983-07-27 | 1983-07-27 | スイツチング電源用制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6028767A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62152366A (ja) * | 1985-12-23 | 1987-07-07 | Matsushita Electric Works Ltd | チヨツパ−装置 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5761216A (en) * | 1980-09-30 | 1982-04-13 | Kitagawa Ind Co Ltd | Cable anchor |
| JPS5910147A (ja) * | 1982-07-07 | 1984-01-19 | Hitachi Ltd | 回転電機の固定子 |
-
1983
- 1983-07-27 JP JP13576983A patent/JPS6028767A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5761216A (en) * | 1980-09-30 | 1982-04-13 | Kitagawa Ind Co Ltd | Cable anchor |
| JPS5910147A (ja) * | 1982-07-07 | 1984-01-19 | Hitachi Ltd | 回転電機の固定子 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62152366A (ja) * | 1985-12-23 | 1987-07-07 | Matsushita Electric Works Ltd | チヨツパ−装置 |
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