JPS6028331A - ダブルコンバ−ジヨンチユ−ナ - Google Patents
ダブルコンバ−ジヨンチユ−ナInfo
- Publication number
- JPS6028331A JPS6028331A JP13585683A JP13585683A JPS6028331A JP S6028331 A JPS6028331 A JP S6028331A JP 13585683 A JP13585683 A JP 13585683A JP 13585683 A JP13585683 A JP 13585683A JP S6028331 A JPS6028331 A JP S6028331A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- tuning
- mixing circuit
- output
- balance
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1408—Balanced arrangements with diodes
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明はダブルコンパｆジョンチューナに関するもので
あり、更に詳しくは、混合回路における局部発振回路か
らの発振出力の漏れを防止するよう努めたダブルコンバ
ージョンチューナに関するものである。
あり、更に詳しくは、混合回路における局部発振回路か
らの発振出力の漏れを防止するよう努めたダブルコンバ
ージョンチューナに関するものである。
ダブルコンバージョンチューナの主要なる動作は次の通
りである。
りである。
まず、第１混合回路において、第１局部発振回路より発
せられた発振出力と無線周波（以下ＲＦとする。）入力
とを混合し、中間周波（以下、ＩＦとする。）出力とし
て出力する。次に第２混合回路において、第２局部発振
回路より発せられた発振出力と、第１混合回路から出力
したＩＦ比出力を混合して出力する。
せられた発振出力と無線周波（以下ＲＦとする。）入力
とを混合し、中間周波（以下、ＩＦとする。）出力とし
て出力する。次に第２混合回路において、第２局部発振
回路より発せられた発振出力と、第１混合回路から出力
したＩＦ比出力を混合して出力する。
ところで、従来のダブルコンバージョンチューナにおい
ては第１図に示す様な混合回路が用いられている。
ては第１図に示す様な混合回路が用いられている。
第１図は従来のダブルコンバージョンチューナの要部を
示す回路図である。
示す回路図である。
第１図において、Ｉａ、１ｂはそれぞれインピーダンス
変換トランス、２，３，４．５はそれぞれミクサダイオ
ード、６は局部発振器、である、 インピーダンス変換トランス１ａの入力端子に入力した
ＲＦ大入力、ミクサダイオード２゜３．４．５によって
構成されたリング回路を介して、局部発振器６の発振出
力と混合され、インピーダンス変換ｌ・ランスｉｂの出
力端子よりＩＦ比出力して出力される。
変換トランス、２，３，４．５はそれぞれミクサダイオ
ード、６は局部発振器、である、 インピーダンス変換トランス１ａの入力端子に入力した
ＲＦ大入力、ミクサダイオード２゜３．４．５によって
構成されたリング回路を介して、局部発振器６の発振出
力と混合され、インピーダンス変換ｌ・ランスｉｂの出
力端子よりＩＦ比出力して出力される。
この様なバランス形式の混合回路では、混合回路の出力
端に局部発振回路からの発振出力が漏れる（以下、局発
漏れと呼ぶ）ことが少なくシングルエンド形式の混合回
路を用いた場合と比較して、２０〜３０ｄＢ局発漏れを
減衰させることができる。
端に局部発振回路からの発振出力が漏れる（以下、局発
漏れと呼ぶ）ことが少なくシングルエンド形式の混合回
路を用いた場合と比較して、２０〜３０ｄＢ局発漏れを
減衰させることができる。
しかしながら、この様なバランス形式の混合回路を、ダ
ブルコンバージョンチューナの第１混合回路とし２て用
いｉｐ場合は、次段に帯域フィルタを付加する必要があ
る。
ブルコンバージョンチューナの第１混合回路とし２て用
いｉｐ場合は、次段に帯域フィルタを付加する必要があ
る。
なぜなら、ダブルコンノさ−ジョンチューナにおいては
・、第１混合回路の出力に局発漏れが生じていると、該
出力が第２混合回路に入ったとき、第２局部発振回路の
発振出力との間で局発同志の干渉ビートが生じ、外部信
号電界強度に依らない内部妨害となってしまう為、第２
混合回路に入力するには局発漏れを少なくとも１００ｄ
Ｂ以上減衰させて入力する必要があるからである′０ 従って、一般的に従来において、第１図に示す様な回路
を用いた場合、あとの７０〜８０ｄＢを、次段に帯域フ
ィルタを設けることによって、局発漏れを減衰させてい
るのである。
・、第１混合回路の出力に局発漏れが生じていると、該
出力が第２混合回路に入ったとき、第２局部発振回路の
発振出力との間で局発同志の干渉ビートが生じ、外部信
号電界強度に依らない内部妨害となってしまう為、第２
混合回路に入力するには局発漏れを少なくとも１００ｄ
Ｂ以上減衰させて入力する必要があるからである′０ 従って、一般的に従来において、第１図に示す様な回路
を用いた場合、あとの７０〜８０ｄＢを、次段に帯域フ
ィルタを設けることによって、局発漏れを減衰させてい
るのである。
ところが、この様な従来技術では、帯域フィルタの段数
を重ねることによって、帯域外の局発漏れは減衰してい
くが、代りに通過帯域内のロスが増えてしまうという欠
点があった。
を重ねることによって、帯域外の局発漏れは減衰してい
くが、代りに通過帯域内のロスが増えてしまうという欠
点があった。
本発明は、上記の如き従来技術の欠点金除去するために
なされたもので、従って本発明の目的は、バランス形式
の第１混合回路の第１局発に対するバランスを、より完
全にすることで、第１局発の漏れを軽減し、次段の帯域
フィルタのロスを大きくすることなく、干渉ビートの軽
減を図ったダブルコンバージョンチューナラ提供するこ
とにある。
なされたもので、従って本発明の目的は、バランス形式
の第１混合回路の第１局発に対するバランスを、より完
全にすることで、第１局発の漏れを軽減し、次段の帯域
フィルタのロスを大きくすることなく、干渉ビートの軽
減を図ったダブルコンバージョンチューナラ提供するこ
とにある。
上記した目的は本発明によれば、第１混合回路に、バラ
ンス調整の可能な空心コイルを含んだ同調回路を付加し
、第１局部発振回路からの発振出力が第２混合回路へ漏
れないように、第１混合回路において回路バランスの調
整を行なうことによって達成される。
ンス調整の可能な空心コイルを含んだ同調回路を付加し
、第１局部発振回路からの発振出力が第２混合回路へ漏
れないように、第１混合回路において回路バランスの調
整を行なうことによって達成される。
第２図は本発明の一実施例を示す回路図である０
第２図において、７ａ、７ｂはそれぞれ中間周波同調用
コンデンサ、８ａ、８ｂはそれぞれ中間周波同調用兼バ
ランス調整用コイル、である０ ダブルバランスミクサば理論的にロスを生じないで、局
発漏れを減衰させる為、理想的なバランスがとれる様に
調整用コイル８ ａ 、 ８ ｂをそれぞれ設けた。
コンデンサ、８ａ、８ｂはそれぞれ中間周波同調用兼バ
ランス調整用コイル、である０ ダブルバランスミクサば理論的にロスを生じないで、局
発漏れを減衰させる為、理想的なバランスがとれる様に
調整用コイル８ ａ 、 ８ ｂをそれぞれ設けた。
そしてまた、゛混合回路を構成するリング回路内にイン
ダクタンスが入るとロスとなる為、本実施例においては
、同調用コンデンサ７ ａ、 ７ｂ及び同調用コイル８
ａ、８ｂで構成される同調口゛路をリング回路の後に設
け、中間周波に同調する広帯域同調形式とした。
ダクタンスが入るとロスとなる為、本実施例においては
、同調用コンデンサ７ ａ、 ７ｂ及び同調用コイル８
ａ、８ｂで構成される同調口゛路をリング回路の後に設
け、中間周波に同調する広帯域同調形式とした。
混合回路内において、局部発振器の発振出力はインピー
ダンス変換トランス１ａによって上下に２分割され、バ
ランスが完全にとれている場合は、インピーダンス変換
トランス１ｂによって両者は打ち消され、工Ｆ出力から
は局発漏れが０となる。
ダンス変換トランス１ａによって上下に２分割され、バ
ランスが完全にとれている場合は、インピーダンス変換
トランス１ｂによって両者は打ち消され、工Ｆ出力から
は局発漏れが０となる。
しかし、インピーダンス変換）・ランス１ａ。
１ｂ及びミクサダイオード２，３，４．５のインピーダ
ンスのバラツキによって、上下のインピーダンスに差が
生じている場合は、その差だけＩＦ比出力局発漏れが生
じてくるので、帯域５０ＭＨｚ程度で中間周波に同調し
ているコイル８ａ８ｂを調整し、上下のインピーダンス
を補正してバランスをとる。これＫよって局発漏れは減
衰し、またミクサの変換ロスも減少する。しかも広帯域
な同調回路である為、ロスの変化がない０ 第３図は本発明の他の実施例を示す回路図である。
ンスのバラツキによって、上下のインピーダンスに差が
生じている場合は、その差だけＩＦ比出力局発漏れが生
じてくるので、帯域５０ＭＨｚ程度で中間周波に同調し
ているコイル８ａ８ｂを調整し、上下のインピーダンス
を補正してバランスをとる。これＫよって局発漏れは減
衰し、またミクサの変換ロスも減少する。しかも広帯域
な同調回路である為、ロスの変化がない０ 第３図は本発明の他の実施例を示す回路図である。
第６図において、９は直流カット用コンデンサ、１０は
自己バイアス用抵抗、１１は平衡子・平衡変換トランス
、である。
自己バイアス用抵抗、１１は平衡子・平衡変換トランス
、である。
本実施例は自己バイアスをかけられる様にしたダブルバ
ランス同調形式の混合回路を用いており、自己バイアス
用抵抗１０において自己バイアスをかける。
ランス同調形式の混合回路を用いており、自己バイアス
用抵抗１０において自己バイアスをかける。
回路動作については、第２図に示した実施例と同様であ
る。
る。
本発明によれば、信号自身のロスを大きくすることなく
局発漏れを減衰゛でき、従来のバランス形式の混合回路
を用いた場合と比較して２０〜３０ｄＢの減衰が可能と
なり、その為干渉ビートの軽減が図れる。
局発漏れを減衰゛でき、従来のバランス形式の混合回路
を用いた場合と比較して２０〜３０ｄＢの減衰が可能と
なり、その為干渉ビートの軽減が図れる。
第１図は従来のダブルコンバージョンチューナの要部を
示す回路図、第２図は本発明の一実施例を示す回路図、
第６図は本発明の他の実施例′を示す回路図、である。 符号説明 ｉａ、１ｂ・・・−インピーダンス変換トランス２．５
，４．５・・・ミクサダイオード６・・・局部発振器 ７ａ、７ｂ・・・中間周波同調用コンデンサ８ａ、８ｂ
・・・中間周波同調用兼バランス訓整用コイル ９・・・直流カット用コンデンサ １０・・・自己バイアス用抵抗
示す回路図、第２図は本発明の一実施例を示す回路図、
第６図は本発明の他の実施例′を示す回路図、である。 符号説明 ｉａ、１ｂ・・・−インピーダンス変換トランス２．５
，４．５・・・ミクサダイオード６・・・局部発振器 ７ａ、７ｂ・・・中間周波同調用コンデンサ８ａ、８ｂ
・・・中間周波同調用兼バランス訓整用コイル ９・・・直流カット用コンデンサ １０・・・自己バイアス用抵抗
Claims (1)
- １）高周波入力を第１局部発振回路からの発振出力と混
合して出力する第１の混合回路と、該第１の混合回路か
らの出力と第２局部発振回路からの発振出力と全混合し
て出力する第２の混合回路とを有して成るダブルコンバ
ージョンチューナにおいて、前記第１の混合回路をバラ
ンス型混合回路にすると共に、バランス調整の可能な空
心コイルを含んだ同調回路を該混合回路に付加し、前記
第１の局部発振回路からの発振出力が第２の混合回路へ
漏れないように、前記第１の混合回路において回路バラ
ンスの調整を行なうようにしたことを％徴とするダブル
コンバージョンチューナ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13585683A JPS6028331A (ja) | 1983-07-27 | 1983-07-27 | ダブルコンバ−ジヨンチユ−ナ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13585683A JPS6028331A (ja) | 1983-07-27 | 1983-07-27 | ダブルコンバ−ジヨンチユ−ナ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6028331A true JPS6028331A (ja) | 1985-02-13 |
Family
ID=15161369
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13585683A Pending JPS6028331A (ja) | 1983-07-27 | 1983-07-27 | ダブルコンバ−ジヨンチユ−ナ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6028331A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0403661A1 (en) * | 1989-01-10 | 1990-12-27 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Mixer |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS553536B2 (ja) * | 1975-03-17 | 1980-01-25 | ||
| JPS582850B2 (ja) * | 1975-09-01 | 1983-01-19 | 株式会社ボッシュオートモーティブ システム | シヤリヨウヨウレイボウソウチ |
-
1983
- 1983-07-27 JP JP13585683A patent/JPS6028331A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS553536B2 (ja) * | 1975-03-17 | 1980-01-25 | ||
| JPS582850B2 (ja) * | 1975-09-01 | 1983-01-19 | 株式会社ボッシュオートモーティブ システム | シヤリヨウヨウレイボウソウチ |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0403661A1 (en) * | 1989-01-10 | 1990-12-27 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Mixer |
| US5179732A (en) * | 1989-01-10 | 1993-01-12 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Mixer having balun mounted to a support block |
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