JPS60261372A - インバ−タ回路 - Google Patents
インバ−タ回路Info
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- JPS60261372A JPS60261372A JP59117809A JP11780984A JPS60261372A JP S60261372 A JPS60261372 A JP S60261372A JP 59117809 A JP59117809 A JP 59117809A JP 11780984 A JP11780984 A JP 11780984A JP S60261372 A JPS60261372 A JP S60261372A
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- diode
- power supply
- switching element
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の属する技術分野〕
この発明は寄生ダイオードを有する半導体スイッチング
素子のスイッチング動作にょシ直流電力を交流電力に変
換するインバータ回路に関する。
素子のスイッチング動作にょシ直流電力を交流電力に変
換するインバータ回路に関する。
第２図はインバータの従来例を示す回路図であって、直
流電力を単相交流電力に変換する単相インバータの場合
である。この第２図において直列に接続されているスイ
ッチング素子１１と１２、ならびにスイッチング素子１
３と１４の直列接続回路はそれぞれ直流電源１ｏに接続
され、スイッチング素子１１と１２との結合点が負荷２
ｏの−方の端子と接続され、この負荷２０の他方の端子
社スイッチング素子１３と１４との結合点に接続されて
いる。ここでスイッチング素子１１〜１４は一般には半
導体スイッチング素子たとえばトランジスタやサイリス
クなどが使用されるのであるが、説明を容易にするため
に接点で表示している。これらスイッチング素子１１〜
１４にはそれぞれ並列にダイオード１５，１６，１７．
１８が接続されるのであるが、これらのダイオード１５
〜１８の極性は直流電源１０に対して逆方向極性となる
ように接続されている。
流電力を単相交流電力に変換する単相インバータの場合
である。この第２図において直列に接続されているスイ
ッチング素子１１と１２、ならびにスイッチング素子１
３と１４の直列接続回路はそれぞれ直流電源１ｏに接続
され、スイッチング素子１１と１２との結合点が負荷２
ｏの−方の端子と接続され、この負荷２０の他方の端子
社スイッチング素子１３と１４との結合点に接続されて
いる。ここでスイッチング素子１１〜１４は一般には半
導体スイッチング素子たとえばトランジスタやサイリス
クなどが使用されるのであるが、説明を容易にするため
に接点で表示している。これらスイッチング素子１１〜
１４にはそれぞれ並列にダイオード１５，１６，１７．
１８が接続されるのであるが、これらのダイオード１５
〜１８の極性は直流電源１０に対して逆方向極性となる
ように接続されている。
上述の第２図に示されるインバータで、スイッチング素
子１１と１４をオンとし、スイッチング素子１２と１３
をオフとする状態と、スイッチング素子１１と１４がオ
フで１２と１３がオンの状態とを交互に繰返すことによ
シ、負荷２０には交流電圧を生じる。さらにこの交流電
圧の平均値を変化させたシ、高調波成分を減少させるた
めに電ｉ 圧を零にする環流動作を行う・すなわちスイ
ッチング素子１１と１４がオンで１２と１３がオフのス
イッチング素子１１→負荷２０→スイツチング素子１４
→直流電源１０の経路で電流が流れ、このとき負荷２０
の両端の電圧は直流電源１０の電圧とほぼ等しい値とな
る。次にスイッチング素子１３をオン、１４をオフにす
ると、負荷２０は一般に誘導性負荷であるから環流電流
がスイッチング素子１１→負荷２０→ダイオード１７→
スイツチング素子１１の経路で流れ、負荷２０Ｃ）端子
電圧は零となるが、これが環流モードである。
子１１と１４をオンとし、スイッチング素子１２と１３
をオフとする状態と、スイッチング素子１１と１４がオ
フで１２と１３がオンの状態とを交互に繰返すことによ
シ、負荷２０には交流電圧を生じる。さらにこの交流電
圧の平均値を変化させたシ、高調波成分を減少させるた
めに電ｉ 圧を零にする環流動作を行う・すなわちスイ
ッチング素子１１と１４がオンで１２と１３がオフのス
イッチング素子１１→負荷２０→スイツチング素子１４
→直流電源１０の経路で電流が流れ、このとき負荷２０
の両端の電圧は直流電源１０の電圧とほぼ等しい値とな
る。次にスイッチング素子１３をオン、１４をオフにす
ると、負荷２０は一般に誘導性負荷であるから環流電流
がスイッチング素子１１→負荷２０→ダイオード１７→
スイツチング素子１１の経路で流れ、負荷２０Ｃ）端子
電圧は零となるが、これが環流モードである。
ここで再びスイッチング素子１３をオフ、１４をオンに
すると再び前述の電力供給モードに移行するのであるが
、このときダイオード１７の逆回複電流が直流電源１０
→ダイオード１７→スイツチング素子１４→直流電源１
０の経路を流れるのであるが、この逆回復電流によシダ
イオード１７に逆回復損失を発生させる。
すると再び前述の電力供給モードに移行するのであるが
、このときダイオード１７の逆回複電流が直流電源１０
→ダイオード１７→スイツチング素子１４→直流電源１
０の経路を流れるのであるが、この逆回復電流によシダ
イオード１７に逆回復損失を発生させる。
それ故高周波スイッチングをするインバータの半導体ス
イッチング素子としてたとえばＭＯＳＦＥＴ（酸化金属
半導体電界効果トランジスタ）などを用いる場合には、
これのスイッチ部に逆並列に寄生している寄生ダイオー
ドが第２図における各スイッチング素子１１〜１４に逆
並列接続されているダイオード１５〜１８の代役を務め
るので、この寄生ダイオードに大きな逆回復損失を発生
させることになり、最悪の場合はスイッチング素子まで
も破壊させることになる。
イッチング素子としてたとえばＭＯＳＦＥＴ（酸化金属
半導体電界効果トランジスタ）などを用いる場合には、
これのスイッチ部に逆並列に寄生している寄生ダイオー
ドが第２図における各スイッチング素子１１〜１４に逆
並列接続されているダイオード１５〜１８の代役を務め
るので、この寄生ダイオードに大きな逆回復損失を発生
させることになり、最悪の場合はスイッチング素子まで
も破壊させることになる。
第３図は寄生ダイオード付き半導体スイッチング素子で
構成されたインバータの従来例を示す回路図である。こ
の第３図において１と２と３と４は寄生ダイオード付き
半導体スイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴであって
、それぞれはＩｓ、２Ｓ、３Ｓ。
構成されたインバータの従来例を示す回路図である。こ
の第３図において１と２と３と４は寄生ダイオード付き
半導体スイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴであって
、それぞれはＩｓ、２Ｓ、３Ｓ。
４Ｓなるスイッチ部と、このスイッチ部に逆並列接続さ
れている寄生ダイオードＩＤ、 ２Ｄ、 ３Ｄ、 ４Ｄ
からなっている◇このＭＯＳＦＥＴ １〜４をブリッジ
接続し、直流電源１０からの直流電力をＭＯＳＦＥＴ
１〜４によｐオン・オフすることで負荷２０に交流室１
〜４が破壊するのを防ぐために、このＭＯ８ＦＥＴ１〜
４のそれぞれに直列に高速ダイオード２１．２２゜２３
．２４を逆流阻止のために接続し、このＭＯＳＦＥＴと
高速ダイオードとの直列接続回路に逆並列に環流ダイオ
ード２５，２６，２７．２８を接続し、これに環流電流
を流すようにしている。
れている寄生ダイオードＩＤ、 ２Ｄ、 ３Ｄ、 ４Ｄ
からなっている◇このＭＯＳＦＥＴ １〜４をブリッジ
接続し、直流電源１０からの直流電力をＭＯＳＦＥＴ
１〜４によｐオン・オフすることで負荷２０に交流室１
〜４が破壊するのを防ぐために、このＭＯ８ＦＥＴ１〜
４のそれぞれに直列に高速ダイオード２１．２２゜２３
．２４を逆流阻止のために接続し、このＭＯＳＦＥＴと
高速ダイオードとの直列接続回路に逆並列に環流ダイオ
ード２５，２６，２７．２８を接続し、これに環流電流
を流すようにしている。
しかしながらこのようにして構成されるインバータでは
、ＭＯＳＦＥＴに直列接続される高速ダイオードに電力
損失を生じるので、この損失に伴ってインバータの効率
が低下するし、部品点数が増加し回路が複雑になるなど
の欠点を有する。
、ＭＯＳＦＥＴに直列接続される高速ダイオードに電力
損失を生じるので、この損失に伴ってインバータの効率
が低下するし、部品点数が増加し回路が複雑になるなど
の欠点を有する。
この発明は寄生ダイオードを有する半導体スイッチング
素子で構成されるインバータが動作するときに前記寄生
ダイオードに逆回復損失が発生するのを防止するように
なされたインバータ回路を提供することを目的とする。
素子で構成されるインバータが動作するときに前記寄生
ダイオードに逆回復損失が発生するのを防止するように
なされたインバータ回路を提供することを目的とする。
この発明は、直流電源の正極側に寄生ダイオード付き半
導体スイッチング素子の一方の端子を接続し、他方の端
子は直流電源に対して逆方向極性に接続される環流ダイ
オードを介して負極側に接続される第１直列回路表、直
流電源の負極側に寄生ダイオード付き半導体スイッチン
グ素子の一方の端子を接続し、他方の端子は直流電源に
対して逆方向極性に接続される環流ダイオードを介して
正極側に接続される第２直列回路とで１相分となシ、こ
れを複数集合して所要相数のインバータを形成させ、各
相ごとに前述の第１直列回路と第２直列回路それぞれの
寄生ダイオード付き半導体スイッチング素子と環流ダイ
オードとの結合点をその相の負荷の両端に接続するので
あるが、このとき上記接続点のそれぞれと、それぞれの
負荷端子との間の配線は誘導性回路により両者とも等し
いインダクタンス値であるとともに相互に磁気的に結合
されるようにして、負荷端子の一方に正の電圧が、他方
には負の電圧が印加されるようにする。
導体スイッチング素子の一方の端子を接続し、他方の端
子は直流電源に対して逆方向極性に接続される環流ダイ
オードを介して負極側に接続される第１直列回路表、直
流電源の負極側に寄生ダイオード付き半導体スイッチン
グ素子の一方の端子を接続し、他方の端子は直流電源に
対して逆方向極性に接続される環流ダイオードを介して
正極側に接続される第２直列回路とで１相分となシ、こ
れを複数集合して所要相数のインバータを形成させ、各
相ごとに前述の第１直列回路と第２直列回路それぞれの
寄生ダイオード付き半導体スイッチング素子と環流ダイ
オードとの結合点をその相の負荷の両端に接続するので
あるが、このとき上記接続点のそれぞれと、それぞれの
負荷端子との間の配線は誘導性回路により両者とも等し
いインダクタンス値であるとともに相互に磁気的に結合
されるようにして、負荷端子の一方に正の電圧が、他方
には負の電圧が印加されるようにする。
このように構成されるインバータでは、環流モードのと
きに流れる環流電流は磁気的に結合されている誘導性回
路の作用によりｍ流ダイオードにのみ流れるので寄生ダ
イオードに逆回復損失が発生することなく、もって当該
寄生ダイオード付き半導体スイッチング素子の破壊を防
止しようとするものである。
きに流れる環流電流は磁気的に結合されている誘導性回
路の作用によりｍ流ダイオードにのみ流れるので寄生ダ
イオードに逆回復損失が発生することなく、もって当該
寄生ダイオード付き半導体スイッチング素子の破壊を防
止しようとするものである。
第１図は本発明の実施例を示す回路図であり、この第１
図により以下に本発明の詳細な説明する。
図により以下に本発明の詳細な説明する。
この第１図において１は寄生ダイオード付き半導体スイ
ッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴであってスイッチ部
ＸＳと寄生ダイオードＩＤとからなっている。このＭＯ
ＳＦＥＴ １の一方の端子を直流電源１０の正極側に接
続し、他方の端子は環流ダイオード３１０カソードと接
続するが、尚＃環流ダイオード３１のアノードは直流電
源１０の負極側と接続することで第１直列回路を形成す
る。また第２直−） 列回路は直流電源１０の正極側に環流ダイオード３４の
カソードを接続し、これのアノードとＭＯＳＦＥＴ４の
一方の端子とを接続し、当該ＭＯ８ＦＥＴ４の他方の端
子は負極側に接続することで形成される。この第１直列
回路と第２直列回路とでインバータの第１相が構成され
るのであるが、これを３組使用すれば３相交流を出力す
る３相インバータとなる。
ッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴであってスイッチ部
ＸＳと寄生ダイオードＩＤとからなっている。このＭＯ
ＳＦＥＴ １の一方の端子を直流電源１０の正極側に接
続し、他方の端子は環流ダイオード３１０カソードと接
続するが、尚＃環流ダイオード３１のアノードは直流電
源１０の負極側と接続することで第１直列回路を形成す
る。また第２直−） 列回路は直流電源１０の正極側に環流ダイオード３４の
カソードを接続し、これのアノードとＭＯＳＦＥＴ４の
一方の端子とを接続し、当該ＭＯ８ＦＥＴ４の他方の端
子は負極側に接続することで形成される。この第１直列
回路と第２直列回路とでインバータの第１相が構成され
るのであるが、これを３組使用すれば３相交流を出力す
る３相インバータとなる。
第１図に示す実施例は単相インバータの場合であるから
、第２相の第１直列回路はＭＯＦＥＴ ３と環流ダイオ
ード３３との直列接続で形成され、同じく第２相の第２
直列回路は環流ダイオード３２とＭＯＳＦＥＴ ２の直
列接続回路で形成される。ここでＭＯＳＦＥＴ ２ 、
３ 、４はそれぞれスイッチ部２Ｓ、 ３Ｓ。
、第２相の第１直列回路はＭＯＦＥＴ ３と環流ダイオ
ード３３との直列接続で形成され、同じく第２相の第２
直列回路は環流ダイオード３２とＭＯＳＦＥＴ ２の直
列接続回路で形成される。ここでＭＯＳＦＥＴ ２ 、
３ 、４はそれぞれスイッチ部２Ｓ、 ３Ｓ。
４Ｓと寄生ダイオード２Ｄ、３Ｄ、４Ｄからなっている
ことはＭＯＳＦＥＴ １と同様である。
ことはＭＯＳＦＥＴ １と同様である。
第１相第１直列回路を構成するＭＯＳＦＥＴ １と環流
ダイオード３１との結合点をＡ点とし、第１相第２直列
回路の同様の結合点を０点、第２相第１直列回路と第２
相第２直列回路の同様の結合点をそれぞれＥ点とＦ点と
し、負荷２０の一方の端子をＢ点、他方の端子をＤ点と
するとき、第１相と負荷２０との接続はＡ点とＢ点とを
誘導性回路４２を介して結合し０点とＤ点とを誘導性回
路４１を介して結合することにより達成されるのである
が、このとき誘導性回路４１と４２は等しいインダクタ
ンス値を有し、かつ相互に磁気結合されるように構成す
る。同様に第２相と負荷２０との接続鉱り点とＥ点とを
誘導性回路４３を介して結合し、Ｂ点とＦ点とを誘導性
回路４４を介して結合することで達成されるのであるが
、このとき誘導性回路４３と４４のインダクタンス値は
等しく、かつ相互に磁気結合されることは第１相の場合
と同じである。
ダイオード３１との結合点をＡ点とし、第１相第２直列
回路の同様の結合点を０点、第２相第１直列回路と第２
相第２直列回路の同様の結合点をそれぞれＥ点とＦ点と
し、負荷２０の一方の端子をＢ点、他方の端子をＤ点と
するとき、第１相と負荷２０との接続はＡ点とＢ点とを
誘導性回路４２を介して結合し０点とＤ点とを誘導性回
路４１を介して結合することにより達成されるのである
が、このとき誘導性回路４１と４２は等しいインダクタ
ンス値を有し、かつ相互に磁気結合されるように構成す
る。同様に第２相と負荷２０との接続鉱り点とＥ点とを
誘導性回路４３を介して結合し、Ｂ点とＦ点とを誘導性
回路４４を介して結合することで達成されるのであるが
、このとき誘導性回路４３と４４のインダクタンス値は
等しく、かつ相互に磁気結合されることは第１相の場合
と同じである。
上述のように構成されているインバータにおいて、ＭＯ
ＳＦＥＴ １と４のスイッチ部ＩＳと４８がオンで、Ｍ
Ｏ８ＦＥＴ’２と３のスイッチ部２Ｓと３８はオフであ
れば電力供給モードとなシ、直流電源１０→スイッチ部
ＩＳ→誘導性回路４２→負荷２０→誘導性回路４１→ス
イッチ部４Ｓ→直流電源１０の経路で電流が流れ、負荷
２０の両端Ｂ点とＤ点の間の電圧は直流電源１０の電圧
にｔｌは等しい値となる。
ＳＦＥＴ １と４のスイッチ部ＩＳと４８がオンで、Ｍ
Ｏ８ＦＥＴ’２と３のスイッチ部２Ｓと３８はオフであ
れば電力供給モードとなシ、直流電源１０→スイッチ部
ＩＳ→誘導性回路４２→負荷２０→誘導性回路４１→ス
イッチ部４Ｓ→直流電源１０の経路で電流が流れ、負荷
２０の両端Ｂ点とＤ点の間の電圧は直流電源１０の電圧
にｔｌは等しい値となる。
次にＭＯＳＦＥＴ ４のスイッチ部４Ｓをオフするとい
わゆる環流モードとなりスイッチ部ＩＳ→誘導性回路４
２→負荷２０→誘導性回路４１→猿流ダイオード３４→
スイッチ部ＩＳＯ経路に環流が流れ、負荷２０の端子電
圧は零に保持される。この項流電流にはＭＯＳＦＥＴ
３の寄生ダイオード３Ｄを経由する分流回路もあるが、
この分流回路に環流電流が流れるのは誘導性回路４３と
４４の作用により阻止される。すなわち誘導性回路４３
をＤ点からＥ点の方向に電流が流れるためには、誘導性
回路４３と磁気的に結合されている誘導性回路４４に上
述とは逆方向にすなわちＦ点からＢ点に向って同じ値の
電流が流れなければならないのであるが、ＭＯＳＦＥＴ
２の寄生ダイオード２Ｄは逆バイアス状態にあるため、
誘導性回路４４にＦ点からＢ点方向へ電流を流すことは
できない。よって誘導性回路４３にも寄生ダイオード３
Ｄにも環流電流は分流できない。
わゆる環流モードとなりスイッチ部ＩＳ→誘導性回路４
２→負荷２０→誘導性回路４１→猿流ダイオード３４→
スイッチ部ＩＳＯ経路に環流が流れ、負荷２０の端子電
圧は零に保持される。この項流電流にはＭＯＳＦＥＴ
３の寄生ダイオード３Ｄを経由する分流回路もあるが、
この分流回路に環流電流が流れるのは誘導性回路４３と
４４の作用により阻止される。すなわち誘導性回路４３
をＤ点からＥ点の方向に電流が流れるためには、誘導性
回路４３と磁気的に結合されている誘導性回路４４に上
述とは逆方向にすなわちＦ点からＢ点に向って同じ値の
電流が流れなければならないのであるが、ＭＯＳＦＥＴ
２の寄生ダイオード２Ｄは逆バイアス状態にあるため、
誘導性回路４４にＦ点からＢ点方向へ電流を流すことは
できない。よって誘導性回路４３にも寄生ダイオード３
Ｄにも環流電流は分流できない。
次いで再びスイッチ部４Ｓをオンすると直流電源１０→
環流タイオ一ド３４→スイツチ部４Ｓ→直流電源１０の
経路でこの環流ダイオード３４に逆回復電流が流れると
ともに負荷２０には前述せる電力供給モードによる電流
が流れる。このとき負荷２０の一方の端子９点および寄
生ダイオード３Ｄのアノード側Ｅ点は負を位となシ、負
荷２０の他方の端子Ｂ点と環流ダイオード３２のアノー
ド側Ｆ点は正電位となる。よって寄生ダイオード３Ｄに
はスイッチ部４Ｓのオンに伴って逆電圧が印加されるこ
とになるのであるが、この寄生ダイオード３Ｄは順方向
電流を流していないので寄生ダイオード３Ｄ→誘導性回
路４３→負荷２０→誘導性回路４４→環流ダイオード３
２→寄生ダイオード３Ｄの経路に流れる逆回復電流はほ
とんど零であるから、寄生ターイオード３Ｄでの逆回復
損失もほとんど零となる。
環流タイオ一ド３４→スイツチ部４Ｓ→直流電源１０の
経路でこの環流ダイオード３４に逆回復電流が流れると
ともに負荷２０には前述せる電力供給モードによる電流
が流れる。このとき負荷２０の一方の端子９点および寄
生ダイオード３Ｄのアノード側Ｅ点は負を位となシ、負
荷２０の他方の端子Ｂ点と環流ダイオード３２のアノー
ド側Ｆ点は正電位となる。よって寄生ダイオード３Ｄに
はスイッチ部４Ｓのオンに伴って逆電圧が印加されるこ
とになるのであるが、この寄生ダイオード３Ｄは順方向
電流を流していないので寄生ダイオード３Ｄ→誘導性回
路４３→負荷２０→誘導性回路４４→環流ダイオード３
２→寄生ダイオード３Ｄの経路に流れる逆回復電流はほ
とんど零であるから、寄生ターイオード３Ｄでの逆回復
損失もほとんど零となる。
環流ダイオード３４に高速ダイオードを使用すれば、前
述した経路でこの環流ダイオード３４に流れる逆回復電
流を低減することができるので、ここに発生する逆回復
損失も低減できることになる０ 第１相を構成するＭＯＳＦＥＴ １と４のスイッチ部Ｉ
Ｓと４８をオフにして、第２相を構成するＭＯＳＦＥＴ
２と３のスイッチ部２Ｓと３８をオンにすれば電力供給
モードになって負荷２０に流れる電流方向は前述の第１
相が動作したときとは逆方向となシ、負荷２０には交流
電力が与えられることになる。ひきつづきＭＯＳＦＥＴ
２のスイッチ部２Ｓをオフすれば環流モードとなって
環流電流が流れ、さらにスイッチ部２Ｓをオンしたとき
に逆回復電流が流れるのは第１相が動作したときとまっ
たく同じであるが、磁気結合されている誘導性回路４１
と４２の作用によシ第１相を構成するＭＯＳＦＥＴの寄
生ダイオードに逆回復損失を生じないのも第１相の場合
と同様である。また環流ダイオード３１，３２．３３を
高速ダイオードにすることは、これら環流ダイオード３
１〜３３の逆回復損失を低減させるのに効果があること
も既に述べたとおシである。
述した経路でこの環流ダイオード３４に流れる逆回復電
流を低減することができるので、ここに発生する逆回復
損失も低減できることになる０ 第１相を構成するＭＯＳＦＥＴ １と４のスイッチ部Ｉ
Ｓと４８をオフにして、第２相を構成するＭＯＳＦＥＴ
２と３のスイッチ部２Ｓと３８をオンにすれば電力供給
モードになって負荷２０に流れる電流方向は前述の第１
相が動作したときとは逆方向となシ、負荷２０には交流
電力が与えられることになる。ひきつづきＭＯＳＦＥＴ
２のスイッチ部２Ｓをオフすれば環流モードとなって
環流電流が流れ、さらにスイッチ部２Ｓをオンしたとき
に逆回復電流が流れるのは第１相が動作したときとまっ
たく同じであるが、磁気結合されている誘導性回路４１
と４２の作用によシ第１相を構成するＭＯＳＦＥＴの寄
生ダイオードに逆回復損失を生じないのも第１相の場合
と同様である。また環流ダイオード３１，３２．３３を
高速ダイオードにすることは、これら環流ダイオード３
１〜３３の逆回復損失を低減させるのに効果があること
も既に述べたとおシである。
相互に磁気的に結合され、かつインダクタンス値が等し
い誘導性回路４１と４２の組合わせあるいは誘導性回路
４３と４４の組合わせとしては、２個のコイルを同心状
に巻回せるリアクトルなどがあるが、大きなインダクタ
ンス値は不要であるから２本の導体を絶縁物を介して密
接させたシ、２本の絶縁電線をよシ合わせたシ、あるい
はリング状のフェライトコアの穴に２本の導体を通すこ
となどによシ容易に実現することができる。
い誘導性回路４１と４２の組合わせあるいは誘導性回路
４３と４４の組合わせとしては、２個のコイルを同心状
に巻回せるリアクトルなどがあるが、大きなインダクタ
ンス値は不要であるから２本の導体を絶縁物を介して密
接させたシ、２本の絶縁電線をよシ合わせたシ、あるい
はリング状のフェライトコアの穴に２本の導体を通すこ
となどによシ容易に実現することができる。
この発明によれば寄生ダイオード付き半導体スイッチン
グ素子の一方の端子を直流電源の正極側に接続し、他方
の端子を直流電源に対して逆方向極性の環流ダイオード
を介して負極側に接続せる第１直列回路と、別の寄生ダ
イオード付き半導体スイッチング素子の一方の端子を直
流電源の負極側に接続し、他方の端子を直流電源に対し
て逆方向極性にある別の環流ダイオードを介して正極側
に接続せる第２直列回路とでインバータの１相分を構成
し、これを複数集合して所要相数のインバータを形成さ
せる。各相ごとに第１直列回路のスイッチング素子と環
流ダイオードとの結合点からその相の負荷の一方の端子
へ接続する回路と、第２直列回路のスイッチング素子と
環流ダイオードとの結合点からその相の負荷の他方の端
子へ接続する回路とは、相互に磁気的に結合されておシ
、゛かつ同じインダクタンス値を有する誘導性回路によ
り接続されるように構成する。
グ素子の一方の端子を直流電源の正極側に接続し、他方
の端子を直流電源に対して逆方向極性の環流ダイオード
を介して負極側に接続せる第１直列回路と、別の寄生ダ
イオード付き半導体スイッチング素子の一方の端子を直
流電源の負極側に接続し、他方の端子を直流電源に対し
て逆方向極性にある別の環流ダイオードを介して正極側
に接続せる第２直列回路とでインバータの１相分を構成
し、これを複数集合して所要相数のインバータを形成さ
せる。各相ごとに第１直列回路のスイッチング素子と環
流ダイオードとの結合点からその相の負荷の一方の端子
へ接続する回路と、第２直列回路のスイッチング素子と
環流ダイオードとの結合点からその相の負荷の他方の端
子へ接続する回路とは、相互に磁気的に結合されておシ
、゛かつ同じインダクタンス値を有する誘導性回路によ
り接続されるように構成する。
このように構成されたインバータ回路では、磁気結合さ
れている誘導性回路の作用により、環流モードのときで
も寄生ダイオードに環流電流が流れるのを阻止するので
、この寄生ダイオードに逆回復損失を発生させることが
ない。それ故寄生ダイオード付き半導体スイッチング素
子の取扱う電力を大きくできる。すなわちインバータを
相対的に小形にできるという利点を有する。さらに環流
ダイオードに高速ダイオードを使用すればこの環流ダイ
オードの逆回復損失を低減できるのでインバータの効率
向上が期待できる。またこれらに付随して当該寄生ダイ
オード付き半導体スイッチング素子ではスイッチングに
伴う損失のみを考慮すればよく、逆回復損失は環流ダイ
オードのみで発生することになるから、インバータの設
計が容易になる効果も合わせて有する。また相互に磁気
結合せる誘導性回路は簡単な構成で実現できるので、こ
の誘導性回路に必要なコストはごく僅かでよい。
れている誘導性回路の作用により、環流モードのときで
も寄生ダイオードに環流電流が流れるのを阻止するので
、この寄生ダイオードに逆回復損失を発生させることが
ない。それ故寄生ダイオード付き半導体スイッチング素
子の取扱う電力を大きくできる。すなわちインバータを
相対的に小形にできるという利点を有する。さらに環流
ダイオードに高速ダイオードを使用すればこの環流ダイ
オードの逆回復損失を低減できるのでインバータの効率
向上が期待できる。またこれらに付随して当該寄生ダイ
オード付き半導体スイッチング素子ではスイッチングに
伴う損失のみを考慮すればよく、逆回復損失は環流ダイ
オードのみで発生することになるから、インバータの設
計が容易になる効果も合わせて有する。また相互に磁気
結合せる誘導性回路は簡単な構成で実現できるので、こ
の誘導性回路に必要なコストはごく僅かでよい。
１４、図面の簡単な説明
；ｉ
第１図は本発明の実施例を示す回路図であり、第２図は
インバータの従来例を示す回路図、第３図は寄生ダイオ
ード付き半導体スイッチング素子で構成されたインバー
タの従来例を示す回路図である。
インバータの従来例を示す回路図、第３図は寄生ダイオ
ード付き半導体スイッチング素子で構成されたインバー
タの従来例を示す回路図である。
１．２，３．４・・・・・・・・・寄生ダイオード付き
半導体スイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ （酸化
金属半導体電界効果トランジスタ）、ＩＤ、 ２Ｄ、
３Ｄ、 ４Ｄ・・・・・・グ素子、１５，１６，１７．
１８・・・・・・ダイオード、２０・・・・・・負荷、
２１，２２，２３．２４・・・・・・高速ダイオード、
２５゜２６．２７，２８，３１，３２，３３．３４・・
・・・・環流ダイオード、４１．４２，４３．４４・・
・・・・誘導性回路。
半導体スイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ （酸化
金属半導体電界効果トランジスタ）、ＩＤ、 ２Ｄ、
３Ｄ、 ４Ｄ・・・・・・グ素子、１５，１６，１７．
１８・・・・・・ダイオード、２０・・・・・・負荷、
２１，２２，２３．２４・・・・・・高速ダイオード、
２５゜２６．２７，２８，３１，３２，３３．３４・・
・・・・環流ダイオード、４１．４２，４３．４４・・
・・・・誘導性回路。
第１図
第２図
第３図
Claims (1)
- １）寄生ダイオードを有する半導体スイッチング素子の
スイッチング動作によル直流電力を交流電力に変換する
インバータにおいて、直流電源の正極側に前記寄生ダイ
オード付き半導体スイッチング素子の一方の端子を接続
するとともに他方の端子祉該直流電源に対して逆方向極
性に接続される環流ダイオードを介して前記直流電源の
負極側に接続される第１直列回路と、前記直流電源の負
極側に他の寄生ダイオード付き半導体スイッチング素子
の一方の端子を接続するとともに他方の端子は該直流電
源に対して逆方向極性に接続される他の環流ダイオード
を介して前記直流電源の正極側に接続される第２直列回
路とで構成される１相分を複数集合して所要相数のイン
バータを形成し、該インバータの各相ごとに前記第１直
列回路の寄生ダイオード付き半導体スイッチング素子と
環流ダイオードとの結合点を当該相の負荷の一方の端子
に第１の誘導性回路を介して接続するとともに、前記第
２直列回路の寄生ダイオード付き半導体スイッチング素
子と環流ダイオードとの結合点と前記負荷の他方の端子
とは前記第１誘導性回路と磁気的に結合され、かつ該第
１鰐導性回路と等しいインターフタンス値を有する第２
誘導性回路を介して接続されることを特徴とするインバ
ータ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59117809A JPS60261372A (ja) | 1984-06-08 | 1984-06-08 | インバ−タ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59117809A JPS60261372A (ja) | 1984-06-08 | 1984-06-08 | インバ−タ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60261372A true JPS60261372A (ja) | 1985-12-24 |
Family
ID=14720800
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59117809A Pending JPS60261372A (ja) | 1984-06-08 | 1984-06-08 | インバ−タ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60261372A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1119900A1 (en) * | 1998-09-28 | 2001-08-01 | Tripath Technology, Inc. | Methods and apparatus for reducing mosfet body diode conduction in a half-bridge configuration |
-
1984
- 1984-06-08 JP JP59117809A patent/JPS60261372A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1119900A1 (en) * | 1998-09-28 | 2001-08-01 | Tripath Technology, Inc. | Methods and apparatus for reducing mosfet body diode conduction in a half-bridge configuration |
| EP1119900A4 (en) * | 1998-09-28 | 2008-07-02 | Tripath Technology Inc | METHOD AND DEVICE FOR REDUCING THE BODY LINE OF A HALF BRIDGE CONFIGURATION |
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