JPH0638507A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
- Publication number
- JPH0638507A JPH0638507A JP18800492A JP18800492A JPH0638507A JP H0638507 A JPH0638507 A JP H0638507A JP 18800492 A JP18800492 A JP 18800492A JP 18800492 A JP18800492 A JP 18800492A JP H0638507 A JPH0638507 A JP H0638507A
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- wiring
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- line
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 スイッチング時における配線インダクタンス
の影響を少なくする。 【構成】 スイッチ素子１，２とフライホイールダイオ
ード８，９とをそれぞれ逆並列接続して構成されるスイ
ッチングモジュール２０，２１を２つブリッジ接続して
これを直流平滑用コンデンサ３に接続する場合に、接続
配線１１と１２を、中間に絶縁物１５を挟み近接配置さ
れた１対の幅広平行導体で形成するとともに、モジュー
ル２０と２１とを接続する中点端子接続配線１３も幅広
導体とし、かつ接続配線１１，１２のいずれか一方と近
接配置することにより、スイッチング時の配線インダク
タンスの影響を軽減する。
の影響を少なくする。 【構成】 スイッチ素子１，２とフライホイールダイオ
ード８，９とをそれぞれ逆並列接続して構成されるスイ
ッチングモジュール２０，２１を２つブリッジ接続して
これを直流平滑用コンデンサ３に接続する場合に、接続
配線１１と１２を、中間に絶縁物１５を挟み近接配置さ
れた１対の幅広平行導体で形成するとともに、モジュー
ル２０と２１とを接続する中点端子接続配線１３も幅広
導体とし、かつ接続配線１１，１２のいずれか一方と近
接配置することにより、スイッチング時の配線インダク
タンスの影響を軽減する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、半導体スイッチング
素子を用いて交流を直流に、その逆に直流を交流に、さ
らには直流をレベルの違う直流に変換する半導体電力変
換装置、特にその配線構造の改良に関する。
素子を用いて交流を直流に、その逆に直流を交流に、さ
らには直流をレベルの違う直流に変換する半導体電力変
換装置、特にその配線構造の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６はブリッジインバータ装置１相分の
接続回路の従来例を示す回路図、図７はその側面構造
図、図８はその上面構造図である。図６に示すように、
直流入力端子Ｐ，Ｎにコンデンサ３が接続され、また接
続配線１１，１２を介して、スイッチングモジュール
（単にモジュールともいう）２０の一端とモジュール２
１の一端にそれぞれ接続されている。さらに、モジュー
ル２０の他端とモジュール２１の他端は接続配線１３に
より接続されており、交流出力線Ｕとなる接続配線７は
接続配線１３の一端に接続されている。
接続回路の従来例を示す回路図、図７はその側面構造
図、図８はその上面構造図である。図６に示すように、
直流入力端子Ｐ，Ｎにコンデンサ３が接続され、また接
続配線１１，１２を介して、スイッチングモジュール
（単にモジュールともいう）２０の一端とモジュール２
１の一端にそれぞれ接続されている。さらに、モジュー
ル２０の他端とモジュール２１の他端は接続配線１３に
より接続されており、交流出力線Ｕとなる接続配線７は
接続配線１３の一端に接続されている。
【０００３】ここで、モジュール２０とモジュール２１
の直列接続回路により、Ｎ相ブリッジインバータ回路の
１相分に相当する１つのブリッジが構成されている。ま
た、モジュール２０およびモジュール２１の内部は、ト
ランジスタ１とフライホイールダイオード（以下、単に
ダイオードともいう）８およびトランジスタ２とダイオ
ード９の逆並列接続回路からそれぞれ構成されている。
さらに、配線構造としては、接続配線１１と１２との間
に絶縁物１５を挟んで近接配置することで、接続配線１
１と１２との間に存在する配線インダクタンスを、ＰＷ
Ｍパターンのスイッチング時において等価的に減少させ
るようにしている。
の直列接続回路により、Ｎ相ブリッジインバータ回路の
１相分に相当する１つのブリッジが構成されている。ま
た、モジュール２０およびモジュール２１の内部は、ト
ランジスタ１とフライホイールダイオード（以下、単に
ダイオードともいう）８およびトランジスタ２とダイオ
ード９の逆並列接続回路からそれぞれ構成されている。
さらに、配線構造としては、接続配線１１と１２との間
に絶縁物１５を挟んで近接配置することで、接続配線１
１と１２との間に存在する配線インダクタンスを、ＰＷ
Ｍパターンのスイッチング時において等価的に減少させ
るようにしている。
【０００４】このような回路構成において、交流出力点
Ｕと直流電源Ｎとの間に負荷１０が接続されている動作
モードを考える。まず、トランジスタ１がオンしている
ときは負荷電流ＩL は実線で示す経路で流れ、コンデン
サ３よりトランジスタ１を介して、負荷１０にエネルギ
ーが供給される。次に、トランジスタ１がオフすると、
負荷電流ＩL はトランジスタ１からダイオード９へと転
流し、点線で示す経路で還流する。このスイッチングが
ＰＷＭによるもので、この期間における負荷電流ＩL に
大きな変化がない装置では、トランジスタ１がオンの期
間に接続配線１１のｂ−ｃの区間に存在する配線インダ
クタンスに蓄えられていた磁気エネルギーは、トランジ
スタ１のオフによる負荷電流ＩL の接続配線１１から１
２への転流に伴い、近接配置により磁気的に結合してい
る接続配線１２のｈ−ｉ区間に存在する配線インダクタ
ンスに転化する。そのため、このスイッチング時に接続
配線１１と接続配線１２の近接配置部分であるｂ−ｃと
ｈ−ｉ区間に存在する磁気エネルギーに変化はないた
め、この部分の配線インダクタンスを等価的に零と見な
すことができる。
Ｕと直流電源Ｎとの間に負荷１０が接続されている動作
モードを考える。まず、トランジスタ１がオンしている
ときは負荷電流ＩL は実線で示す経路で流れ、コンデン
サ３よりトランジスタ１を介して、負荷１０にエネルギ
ーが供給される。次に、トランジスタ１がオフすると、
負荷電流ＩL はトランジスタ１からダイオード９へと転
流し、点線で示す経路で還流する。このスイッチングが
ＰＷＭによるもので、この期間における負荷電流ＩL に
大きな変化がない装置では、トランジスタ１がオンの期
間に接続配線１１のｂ−ｃの区間に存在する配線インダ
クタンスに蓄えられていた磁気エネルギーは、トランジ
スタ１のオフによる負荷電流ＩL の接続配線１１から１
２への転流に伴い、近接配置により磁気的に結合してい
る接続配線１２のｈ−ｉ区間に存在する配線インダクタ
ンスに転化する。そのため、このスイッチング時に接続
配線１１と接続配線１２の近接配置部分であるｂ−ｃと
ｈ−ｉ区間に存在する磁気エネルギーに変化はないた
め、この部分の配線インダクタンスを等価的に零と見な
すことができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記のような構成で
は、接続配線１１と接続配線１２の大部分については、
近接配置により配線インダクタンスを等価的に減少させ
るための対策が施されているが、実際に構成する上でモ
ジュール２０とモジュール２１の端子間に存在する物理
的な距離によりそれぞれ接続するために、近接配置ので
きないｃ−ｄとｇ−ｈの部分とその２つのモジュールを
接続する接続配線１３については、配線インダクタンス
を減少させるための対策が施されていないことになる。
そのためｃ−ｄ，ｅ−ｆ，ｇ−ｈの各部分の配線インダ
クタンスの和をΣＬとすると、ΣＬ・ＩL 2 ／２の磁気
エネルギーが上記の動作条件において、トランジスタ１
のスイッチングの度に余分な損失となる。
は、接続配線１１と接続配線１２の大部分については、
近接配置により配線インダクタンスを等価的に減少させ
るための対策が施されているが、実際に構成する上でモ
ジュール２０とモジュール２１の端子間に存在する物理
的な距離によりそれぞれ接続するために、近接配置ので
きないｃ−ｄとｇ−ｈの部分とその２つのモジュールを
接続する接続配線１３については、配線インダクタンス
を減少させるための対策が施されていないことになる。
そのためｃ−ｄ，ｅ−ｆ，ｇ−ｈの各部分の配線インダ
クタンスの和をΣＬとすると、ΣＬ・ＩL 2 ／２の磁気
エネルギーが上記の動作条件において、トランジスタ１
のスイッチングの度に余分な損失となる。
【０００６】また、そのスイッチング時の転流の電流変
化率をｄＩL ／ｄｔとするとき、ΣＬ・ｄＩL ／ｄｔの
電圧が跳ね上がり電圧として、トランジスタ１にコンデ
ンサ３の電圧に加算されて加わることになる。その結
果、モジュールをその定格値以内で適用しようとすると
きの大きな制約となり、効率的な適用ができなくなると
いう問題が生じる。特に、装置が大容量化すると、使用
するモジュールの外形寸法も大きくなり、その端子間の
距離も必然的に長くなって配線インダクタンスも大きく
なり、出力電流値も大きくなるため、この配線インダク
タンスによる悪影響も大きくなる。したがって、この発
明の課題はスイッチング時の配線インダクタンスによる
影響を減少させることにある。
化率をｄＩL ／ｄｔとするとき、ΣＬ・ｄＩL ／ｄｔの
電圧が跳ね上がり電圧として、トランジスタ１にコンデ
ンサ３の電圧に加算されて加わることになる。その結
果、モジュールをその定格値以内で適用しようとすると
きの大きな制約となり、効率的な適用ができなくなると
いう問題が生じる。特に、装置が大容量化すると、使用
するモジュールの外形寸法も大きくなり、その端子間の
距離も必然的に長くなって配線インダクタンスも大きく
なり、出力電流値も大きくなるため、この配線インダク
タンスによる悪影響も大きくなる。したがって、この発
明の課題はスイッチング時の配線インダクタンスによる
影響を減少させることにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るため、この発明では、半導体スイッチング素子とフラ
イホイールダイオードとからなるスイッチングモジュー
ルを２つ直列に接続してブリッジを形成し、これを直流
平滑用コンデンサに接続してなる電力変換装置におい
て、前記ブリッジ接続されたモジュールと前記コンデン
サの各正極同士を接続するＰ線および負極同士を接続す
るＮ線が、中間に絶縁物を挟み近接配置された一対の幅
広平行導体板で配線され、さらに前記ブリッジの上アー
ム側モジュールと下アーム側モジュールを接続する中点
端子接続線にも幅広導体を用い、この中点端子接続線も
前記Ｐ線またはＮ線のいずれか一方と近接配置したこと
を特徴としている。
るため、この発明では、半導体スイッチング素子とフラ
イホイールダイオードとからなるスイッチングモジュー
ルを２つ直列に接続してブリッジを形成し、これを直流
平滑用コンデンサに接続してなる電力変換装置におい
て、前記ブリッジ接続されたモジュールと前記コンデン
サの各正極同士を接続するＰ線および負極同士を接続す
るＮ線が、中間に絶縁物を挟み近接配置された一対の幅
広平行導体板で配線され、さらに前記ブリッジの上アー
ム側モジュールと下アーム側モジュールを接続する中点
端子接続線にも幅広導体を用い、この中点端子接続線も
前記Ｐ線またはＮ線のいずれか一方と近接配置したこと
を特徴としている。
【０００８】
【作用】ブリッジ接続されたスイッチングモジュールの
中間接続配線も電源線であるＰ線またはＮ線のいずれか
と近接配置することにより、この部分の配線インダクタ
ンスも等価的に零となるようにする。
中間接続配線も電源線であるＰ線またはＮ線のいずれか
と近接配置することにより、この部分の配線インダクタ
ンスも等価的に零となるようにする。
【０００９】
【実施例】図１はこの発明の実施例を示す回路図であ
る。図２はその構成を示す側面構成図、図３は同じくそ
の上面構成図、図４は図３でスイッチングモジュールを
並列接続した場合の上面構成図である。回路的には図１
に示すように、直流入力端子Ｐ，Ｎにコンデンサ３が接
続されており、接続配線１１，１２を介してモジュール
２０の一端とモジュール２１の一端にそれぞれ接続され
ている。さらに、モジュール２０の他端とモジュール２
１の他端は接続配線１３により接続されており、交流出
力線Ｕとなる接続配線７は接続配線１３とモジュール２
１との接続点に接続されている。また、図２，図３，図
４からも明らかなように、接続配線１１，１２および１
３として幅広導体を用いているが、これは特にインダク
タンスを低減させるためである。
る。図２はその構成を示す側面構成図、図３は同じくそ
の上面構成図、図４は図３でスイッチングモジュールを
並列接続した場合の上面構成図である。回路的には図１
に示すように、直流入力端子Ｐ，Ｎにコンデンサ３が接
続されており、接続配線１１，１２を介してモジュール
２０の一端とモジュール２１の一端にそれぞれ接続され
ている。さらに、モジュール２０の他端とモジュール２
１の他端は接続配線１３により接続されており、交流出
力線Ｕとなる接続配線７は接続配線１３とモジュール２
１との接続点に接続されている。また、図２，図３，図
４からも明らかなように、接続配線１１，１２および１
３として幅広導体を用いているが、これは特にインダク
タンスを低減させるためである。
【００１０】ここで、モジュール２０とモジュール２１
の直列接続回路により、Ｎ相ブリッジインバータ回路の
１相分に相当する１つのブリッジが構成されている。ま
た、モジュール２０とモジュール２１の内部は図６と同
じく、トランジスタ１とダイオード８およびトランジス
タ２とダイオード９の逆並列接続回路によりそれぞれ構
成されている。さらに、配線構造として、接続配線１１
と１２の間および接続配線１１と１３の間に絶縁物１５
を挟んで互いに近接配置することにより、接続配線１
１，１２および１３に存在する配線インダクタンスを、
ＰＷＭパターンのスイッチング時には等価的に減少させ
ようにしている。
の直列接続回路により、Ｎ相ブリッジインバータ回路の
１相分に相当する１つのブリッジが構成されている。ま
た、モジュール２０とモジュール２１の内部は図６と同
じく、トランジスタ１とダイオード８およびトランジス
タ２とダイオード９の逆並列接続回路によりそれぞれ構
成されている。さらに、配線構造として、接続配線１１
と１２の間および接続配線１１と１３の間に絶縁物１５
を挟んで互いに近接配置することにより、接続配線１
１，１２および１３に存在する配線インダクタンスを、
ＰＷＭパターンのスイッチング時には等価的に減少させ
ようにしている。
【００１１】このような構成にいて、交流出力点Ｕと直
流電源Ｎとの間に負荷１０が接続されているモードにつ
いて考える。まず、トランジスタがオンしているとき
は、負荷電流ＩL が図に実線で示す経路で流れ、コンデ
ンサ３よりトランジスタ１を介して負荷１０にエネルギ
ーが供給される。次に、トランジスタ１がオフすると、
負荷電流ＩL はトランジスタ１からダイオード９に転流
し、点線で示す経路で還流する。このスイッチングがＰ
ＷＭによるもので、この期間における負荷電流ＩL に大
きな変化がない装置では、トランジスタ１がオンの期間
に接続配線１１のｂ−ｃの区間に存在する配線インダク
タンスに蓄えられていた磁気エネルギーは、トランジス
タ１のオフによる負荷電流ＩL の接続配線１１から１２
への転流に伴い、近接配置により磁気的に結合している
接続配線１２のｈ−ｉ区間に存在する配線インダクタン
スに転化する。その結果、このスイッチング時に接続配
線１１と接続配線１２の近接配置部分であるｂ−ｃとｈ
−ｉ区間に存在する磁気エネルギーに変化はないため、
この部分の配線インダクタンスを等価的に零と見なすこ
とができるのは、図６の場合と同様である。また、接続
配線１１のｃ’〜ｃ”の区間に存在する配線インダクタ
ンスにより生じる磁束は、その部分と近接配置により磁
気的に結合している接続配線１３に存在する配線インダ
クタンスによって生じる磁束と打ち消し合うため、この
区間の配線インダクタンスも等価的に零と見なすことが
できる。
流電源Ｎとの間に負荷１０が接続されているモードにつ
いて考える。まず、トランジスタがオンしているとき
は、負荷電流ＩL が図に実線で示す経路で流れ、コンデ
ンサ３よりトランジスタ１を介して負荷１０にエネルギ
ーが供給される。次に、トランジスタ１がオフすると、
負荷電流ＩL はトランジスタ１からダイオード９に転流
し、点線で示す経路で還流する。このスイッチングがＰ
ＷＭによるもので、この期間における負荷電流ＩL に大
きな変化がない装置では、トランジスタ１がオンの期間
に接続配線１１のｂ−ｃの区間に存在する配線インダク
タンスに蓄えられていた磁気エネルギーは、トランジス
タ１のオフによる負荷電流ＩL の接続配線１１から１２
への転流に伴い、近接配置により磁気的に結合している
接続配線１２のｈ−ｉ区間に存在する配線インダクタン
スに転化する。その結果、このスイッチング時に接続配
線１１と接続配線１２の近接配置部分であるｂ−ｃとｈ
−ｉ区間に存在する磁気エネルギーに変化はないため、
この部分の配線インダクタンスを等価的に零と見なすこ
とができるのは、図６の場合と同様である。また、接続
配線１１のｃ’〜ｃ”の区間に存在する配線インダクタ
ンスにより生じる磁束は、その部分と近接配置により磁
気的に結合している接続配線１３に存在する配線インダ
クタンスによって生じる磁束と打ち消し合うため、この
区間の配線インダクタンスも等価的に零と見なすことが
できる。
【００１２】図５はこの発明の第２実施例を示す回路図
である。この実施例の図１と異なる点は、交流出力線Ｕ
となる接続配線７の接続配線１３への接続点が、モジュ
ール２０との接続線になっているところである。このよ
うな構成において、接続配線１１と１２のそれぞれｂ〜
ｃとｈ〜ｉの区間における配線インダクタンスは、図１
の場合と同じくスイッチング時において磁気エネルギー
に変化はないため、その部分の配線インダクタンスを等
価的に零と見なすことができる。また、接続配線１１の
ｃ’〜ｃ”の区間に存在する配線インダクタンスについ
ても、トランジスタ１がオンのとき、その配線インダク
タンスに蓄えられている磁気エネルギーは、トランジス
タ１のオフによる負荷電流ＩL の接続配線１１から１３
への転流に伴い、近接配置により磁気的に結合している
接続配線１３に存在する配線インダクタンスに転化する
ため、この区間の磁気エネルギーにも変化はなく、その
配線インダクタンスも等価的に零と見なすことができ
る。
である。この実施例の図１と異なる点は、交流出力線Ｕ
となる接続配線７の接続配線１３への接続点が、モジュ
ール２０との接続線になっているところである。このよ
うな構成において、接続配線１１と１２のそれぞれｂ〜
ｃとｈ〜ｉの区間における配線インダクタンスは、図１
の場合と同じくスイッチング時において磁気エネルギー
に変化はないため、その部分の配線インダクタンスを等
価的に零と見なすことができる。また、接続配線１１の
ｃ’〜ｃ”の区間に存在する配線インダクタンスについ
ても、トランジスタ１がオンのとき、その配線インダク
タンスに蓄えられている磁気エネルギーは、トランジス
タ１のオフによる負荷電流ＩL の接続配線１１から１３
への転流に伴い、近接配置により磁気的に結合している
接続配線１３に存在する配線インダクタンスに転化する
ため、この区間の磁気エネルギーにも変化はなく、その
配線インダクタンスも等価的に零と見なすことができ
る。
【００１３】なお、以上の説明からも明らかなように、
図１または５において交流接続線Ｕとなる接続配線７を
接続配線１３のどこに接続しても、この発明の効果には
全く影響がないことは云うまでもない。また、図１およ
び図５では接続配線１３が正極となる接続配線１１と結
合される例について説明したが、トランジスタ１，２お
よびコンデンサ３の極性が図１および図５と逆の場合
は、接続配線１３は負極となる接続配線１２と結合され
ること、さらに、上記では１つのブリッジだけについて
説明したが、相数に応じて設けられる他のブリッジにつ
いても同様に構成されることは勿論である。
図１または５において交流接続線Ｕとなる接続配線７を
接続配線１３のどこに接続しても、この発明の効果には
全く影響がないことは云うまでもない。また、図１およ
び図５では接続配線１３が正極となる接続配線１１と結
合される例について説明したが、トランジスタ１，２お
よびコンデンサ３の極性が図１および図５と逆の場合
は、接続配線１３は負極となる接続配線１２と結合され
ること、さらに、上記では１つのブリッジだけについて
説明したが、相数に応じて設けられる他のブリッジにつ
いても同様に構成されることは勿論である。
【００１４】
【発明の効果】この発明によれば、ＰＷＭ動作のスイッ
チング時における配線インダクタンスの影響を極少にす
ることができる。例えば、ターンオフ時の跳ね上がり電
圧を極少にすることが可能となり、スイッチングモジュ
ールの定格電圧を有効に活用して、同一モジュールで出
力容量のより大きい変換装置を得ることができ、経済性
を向上させることができる。また、スイッチング時にス
ナバ回路に突入するエネルギーが極少になるため、効率
向上やスナバ回路の小形化が可能になる。さらに高周波
ＰＷＭを行なう場合でも、主回路磁束が高周波で変化す
るのを打ち消す作用を持つので、外部へのノイズの拡散
が防止され、信頼性の高いモジュールのブリッジ接続構
造を提供することができる。
チング時における配線インダクタンスの影響を極少にす
ることができる。例えば、ターンオフ時の跳ね上がり電
圧を極少にすることが可能となり、スイッチングモジュ
ールの定格電圧を有効に活用して、同一モジュールで出
力容量のより大きい変換装置を得ることができ、経済性
を向上させることができる。また、スイッチング時にス
ナバ回路に突入するエネルギーが極少になるため、効率
向上やスナバ回路の小形化が可能になる。さらに高周波
ＰＷＭを行なう場合でも、主回路磁束が高周波で変化す
るのを打ち消す作用を持つので、外部へのノイズの拡散
が防止され、信頼性の高いモジュールのブリッジ接続構
造を提供することができる。
【図１】この発明の実施例を示す回路図である。
【図２】図１に対応する側面構造図である。
【図３】図１に対応する上面構造図である。
【図４】モジュールを並列接続した場合の図１に対応す
る上面構造図である。
る上面構造図である。
【図５】この発明の他の実施例を示す回路図である。
【図６】従来例を示す回路図である。
【図７】図６に対応する側面構造図である。
【図８】図６に対応する上面構造図である。
１，２…トランジスタ、３…コンデンサ、７，１１〜１
３…接続配線、８，９…ダイオード、１０…負荷、１５
…絶縁体、１６…モジュール用冷却フィン、２０，２０
ａ，２１，２１ａ…スイッチングモジュール（モジュー
ル）。
３…接続配線、８，９…ダイオード、１０…負荷、１５
…絶縁体、１６…モジュール用冷却フィン、２０，２０
ａ，２１，２１ａ…スイッチングモジュール（モジュー
ル）。
Claims (1)
- 【請求項１】 半導体スイッチング素子とフライホイー
ルダイオードとからなるスイッチングモジュールを２つ
直列に接続してブリッジを形成し、これを直流平滑用コ
ンデンサに接続してなる電力変換装置において、 前記ブリッジ接続されたモジュールと前記コンデンサの
各正極同士を接続するＰ線および負極同士を接続するＮ
線が、中間に絶縁物を挟み近接配置された一対の幅広平
行導体板で配線され、さらに前記ブリッジの上アーム側
モジュールと下アーム側モジュールを接続する中点端子
接続線にも幅広導体を用い、この中点端子接続線も前記
Ｐ線またはＮ線のいずれか一方と近接配置してなること
を特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18800492A JPH0638507A (ja) | 1992-07-15 | 1992-07-15 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18800492A JPH0638507A (ja) | 1992-07-15 | 1992-07-15 | 電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0638507A true JPH0638507A (ja) | 1994-02-10 |
Family
ID=16215962
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18800492A Pending JPH0638507A (ja) | 1992-07-15 | 1992-07-15 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0638507A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07203686A (ja) * | 1993-12-30 | 1995-08-04 | Kyowa Kiden Kogyo Kk | スイッチング回路の回路インダクタンス低下法 |
| US5591993A (en) * | 1994-03-24 | 1997-01-07 | Fuji Electric Co., Ltd. | Structure for connecting flat type semiconductor switches in parallel |
| US5905282A (en) * | 1996-05-16 | 1999-05-18 | Sankosha Corporation | Multi-terminal surge protection device |
| JP2008306867A (ja) * | 2007-06-08 | 2008-12-18 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 電力変換装置および電気部品の接続方法 |
| JP2013162690A (ja) * | 2012-02-07 | 2013-08-19 | Toshiba Corp | Ｖｖｖｆインバータ及び車両制御装置 |
-
1992
- 1992-07-15 JP JP18800492A patent/JPH0638507A/ja active Pending
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