JPS6022821A - 帰還型積分回路 - Google Patents
帰還型積分回路Info
- Publication number
- JPS6022821A JPS6022821A JP13168883A JP13168883A JPS6022821A JP S6022821 A JPS6022821 A JP S6022821A JP 13168883 A JP13168883 A JP 13168883A JP 13168883 A JP13168883 A JP 13168883A JP S6022821 A JPS6022821 A JP S6022821A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- circuit
- current
- collector
- emitter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[−産業上の利用分野」
この発明は、2次アクティブフィルタに適用さJ]る帰
還型積分回路に関する。
還型積分回路に関する。
「背景技術とその問題点−1
2次アクティブフィルターで、Qの高い構成を実現する
場合、ロスの小さい積分回路(ローパスフィルタ)が必
要とされる。IC回路化を考慮すると、大容量のコンデ
ンサを使用できないのて、コンデンサと並列に挿入され
る抵抗を大きくし、「jスを減らすことが考えられる。
場合、ロスの小さい積分回路(ローパスフィルタ)が必
要とされる。IC回路化を考慮すると、大容量のコンデ
ンサを使用できないのて、コンデンサと並列に挿入され
る抵抗を大きくし、「jスを減らすことが考えられる。
従来の積分回路は、電流源のインピーダンスを上げるこ
とによりコレクタ抵抗分を太きくし、ロスを減らしてい
た。しかし、この方法では、特性的に限界があり、より
高いQのフィルタ% fl″をイ1jることができなか
った。
とによりコレクタ抵抗分を太きくし、ロスを減らしてい
た。しかし、この方法では、特性的に限界があり、より
高いQのフィルタ% fl″をイ1jることができなか
った。
一般的に、トランジスタのコレクタ出力の電流源は、ア
ーリー効果により抵抗分を持つが、その値は、エミッタ
電流値に反比例して低くなる。したがって、エミッタに
挿入される抵J3を大きくしてコレクタ抵抗分を大きく
しても、エミッタ電流が小さくなり、コレクタ抵抗分を
さほど大きくてきない。然も、エミッタ抵抗を大きくす
るシ1ど、ダイナミックレンジが狭くなってしまう。こ
のだめ、電源電圧を高くしてダイナミックレンジを上げ
なければならず、IC化にとって好ましくない。
ーリー効果により抵抗分を持つが、その値は、エミッタ
電流値に反比例して低くなる。したがって、エミッタに
挿入される抵J3を大きくしてコレクタ抵抗分を大きく
しても、エミッタ電流が小さくなり、コレクタ抵抗分を
さほど大きくてきない。然も、エミッタ抵抗を大きくす
るシ1ど、ダイナミックレンジが狭くなってしまう。こ
のだめ、電源電圧を高くしてダイナミックレンジを上げ
なければならず、IC化にとって好ましくない。
したがって、上述のような方法にょシ、トランジスタの
コレクタ抵抗分を大きくする方法は問題があ つプこ
。
コレクタ抵抗分を大きくする方法は問題があ つプこ
。
まだ、 NPN型トランジスタ及びPNP型トランジス
タの夫々の電流源を利用する場合、この導電型式の違い
によってアーリー効果による抵抗分のバラツキが生じ、
このため、特性のバラツキが生じる欠点があった。
タの夫々の電流源を利用する場合、この導電型式の違い
によってアーリー効果による抵抗分のバラツキが生じ、
このため、特性のバラツキが生じる欠点があった。
「発明の目的」
この発明は、コンデンサと並列に入るコレクタ抵抗分を
帰還により、きわめて大きな値とし、これにJ:って、
ロスが少ない積分回路の提供を目的とするものである。
帰還により、きわめて大きな値とし、これにJ:って、
ロスが少ない積分回路の提供を目的とするものである。
また、この発明は、l−ランジスタのコレクタ抵抗分そ
のものを利用することにより、バラツキ。
のものを利用することにより、バラツキ。
温度変化に対して安定な特性を有する積分回路を実現す
るものである。
るものである。
更に、この発明の他の目的は、低電圧電源で動IC回路
に好適な積分回路を提供することにある。
に好適な積分回路を提供することにある。
「発明の概要」
この発明は、第1の入力信号電流を第1のベース接地型
トランジスタのエミッタ・コレクタ通路を介してコンデ
ンサに供給し、第1の信号電流とは逆相の第2の信号電
流を第2のベース接地型トランジスタのエミッタ・コレ
クタ通路及び第3のトランジスタのエミッタ・コレクタ
通路を介してカレンI・ミラー回路の入力回路側に供給
1−、トのカレン1ミラー回路の出力回路をコンテン−
リ−に接続し、カレン]・ミラー回路の出力電流をコン
デンサに供給すると共に、コンデンサの両端にイ:すら
れた電圧を第3のトランジスタのベース・エミッタ通路
を介して出力端子に導出するようにした帰還型積分回路
である。
トランジスタのエミッタ・コレクタ通路を介してコンデ
ンサに供給し、第1の信号電流とは逆相の第2の信号電
流を第2のベース接地型トランジスタのエミッタ・コレ
クタ通路及び第3のトランジスタのエミッタ・コレクタ
通路を介してカレンI・ミラー回路の入力回路側に供給
1−、トのカレン1ミラー回路の出力回路をコンテン−
リ−に接続し、カレン]・ミラー回路の出力電流をコン
デンサに供給すると共に、コンデンサの両端にイ:すら
れた電圧を第3のトランジスタのベース・エミッタ通路
を介して出力端子に導出するようにした帰還型積分回路
である。
「実施例」
この発明の一実施例の回路構成を示す第1図において、
1は、第1のベース接地型のPNi) l・う/ジスタ
、2は、第2のベース接地LすjのIINI) l・う
/ジスタである。トランジスタ1のエミッタが抵抗21
を介して電源電圧+VCCの供給される電源端子18に
接続され、トランジスタ2のエミッタが抵抗゛22を介
して電源端子18に接続される。トランジスタ1のエミ
ッタに第1の入力端子15が接続され、トランジスタ2
のエミッタに第2の入力端子16が接続される。前段の
差動アンプ(図示せず)から、逆相の第1及び第2の信
号電流が入力端子15及び16に各々供給される。
1は、第1のベース接地型のPNi) l・う/ジスタ
、2は、第2のベース接地LすjのIINI) l・う
/ジスタである。トランジスタ1のエミッタが抵抗21
を介して電源電圧+VCCの供給される電源端子18に
接続され、トランジスタ2のエミッタが抵抗゛22を介
して電源端子18に接続される。トランジスタ1のエミ
ッタに第1の入力端子15が接続され、トランジスタ2
のエミッタに第2の入力端子16が接続される。前段の
差動アンプ(図示せず)から、逆相の第1及び第2の信
号電流が入力端子15及び16に各々供給される。
トランジスタ1のコレクタがそのベース・コレクタが接
続されたPNI) )ランジスタ3のベース・エミッタ
接合を介してNPN )ランジスクロのコレクタに接続
され、トランジスタ6のエミッタが抵抗23を介して接
地端子19に接続される。トランジスタ2のコレクタが
第3のPNP l−ジンジスタ4のエミッタに接U―さ
れ、トランジスタ4のコレクタがそのベース・コレクタ
が接続されだNPN l・ランジスタフのベース・エミ
ッタ接合と抵抗24を介して接地端子19に接続される
。捷だ、トランジスタ2のコレクタ及びトランジスタ4
のエミッタの接続点がNPN )・ランジスタ8のコレ
クタ及びNPN l−ランジスク10のべ一7スに接続
さJする1、トランジスタ8のエミッタが抵抗25を介
(5て接地端子19に接続される。炉に、第1の人力’
!::l I″−15とNPNトランジス′−5・リコ
レクタが接昌、さ:11、このトランジスタ5の工ごツ
タがトラン・、;夕4り7のエミッタに接続される3、
こ)tらのNPN iう/”;/メタ5,6.フ、8の
ベースが互いに接続さIIZ)。
続されたPNI) )ランジスタ3のベース・エミッタ
接合を介してNPN )ランジスクロのコレクタに接続
され、トランジスタ6のエミッタが抵抗23を介して接
地端子19に接続される。トランジスタ2のコレクタが
第3のPNP l−ジンジスタ4のエミッタに接U―さ
れ、トランジスタ4のコレクタがそのベース・コレクタ
が接続されだNPN l・ランジスタフのベース・エミ
ッタ接合と抵抗24を介して接地端子19に接続される
。捷だ、トランジスタ2のコレクタ及びトランジスタ4
のエミッタの接続点がNPN )・ランジスタ8のコレ
クタ及びNPN l−ランジスク10のべ一7スに接続
さJする1、トランジスタ8のエミッタが抵抗25を介
(5て接地端子19に接続される。炉に、第1の人力’
!::l I″−15とNPNトランジス′−5・リコ
レクタが接昌、さ:11、このトランジスタ5の工ごツ
タがトラン・、;夕4り7のエミッタに接続される3、
こ)tらのNPN iう/”;/メタ5,6.フ、8の
ベースが互いに接続さIIZ)。
丑だ、+−ラン/スク3,4のベースと接地間にコンデ
ンサ14が挿入される。トランジスタ10は、PNI)
トランジスタ9と勾の(14成で、トランジスタ9及
びトランジスタ10のエミッタの接&l’1.点が出力
端子17として導出される。このトジン/スタ10のエ
ミッタがNPN !・ランジスタ11のコレクタ・エミ
ッタ通路と抵抗26を介して接地i y;i;子19に
接わ“じされる。
ンサ14が挿入される。トランジスタ10は、PNI)
トランジスタ9と勾の(14成で、トランジスタ9及
びトランジスタ10のエミッタの接&l’1.点が出力
端子17として導出される。このトジン/スタ10のエ
ミッタがNPN !・ランジスタ11のコレクタ・エミ
ッタ通路と抵抗26を介して接地i y;i;子19に
接わ“じされる。
1)NP l・ランジスタ12のエミッタが抵抗27を
介して電源端子18に接続され、そのベース及0・コレ
クタが互いに接続される。l・ランシスタ120ベース
・コレクタ接続点が抵抗28を介1−てNPN トラン
ジスタ13のコレクターベース接続点に接続される。こ
のトランジスタ13のエミッタが抵抗29を介して接地
端子19に接続される。
介して電源端子18に接続され、そのベース及0・コレ
クタが互いに接続される。l・ランシスタ120ベース
・コレクタ接続点が抵抗28を介1−てNPN トラン
ジスタ13のコレクターベース接続点に接続される。こ
のトランジスタ13のエミッタが抵抗29を介して接地
端子19に接続される。
トランジスタ12のベース・コレクタ接続点がトランジ
スタ1及び]・トランジスタのベースに接続され、ベー
スバイアス電圧がトランジスタ1.2に供給される。ト
ランジスタ11のベースカトランジスタ13のベース・
コレクタ接続点に接続され、トランジスタ10のエミッ
タ電流源が構成される。
スタ1及び]・トランジスタのベースに接続され、ベー
スバイアス電圧がトランジスタ1.2に供給される。ト
ランジスタ11のベースカトランジスタ13のベース・
コレクタ接続点に接続され、トランジスタ10のエミッ
タ電流源が構成される。
十述のトランジスタ5..6,7.8及び抵抗23.2
4.25は、カレントミラー回路を構成する。つ1す、
トランジスタγのエミッタ電流を■とすると、トランジ
スタ5に1の電流が流れ、トランジスタ6及び8にI’
(=kI)の電流が流れる3、係数1< Itま抵抗2
3及び25の値と抵抗24の値との関係て一定斗る。、
そして、トランジスタ1及び]・ランジス々3のベース
−エミッタ接合を介して供給される電流とトランジスタ
6の一コレクタに入るi、Ij流、の差がコンデンサ1
4の一6二ガデ電流となる。
4.25は、カレントミラー回路を構成する。つ1す、
トランジスタγのエミッタ電流を■とすると、トランジ
スタ5に1の電流が流れ、トランジスタ6及び8にI’
(=kI)の電流が流れる3、係数1< Itま抵抗2
3及び25の値と抵抗24の値との関係て一定斗る。、
そして、トランジスタ1及び]・ランジス々3のベース
−エミッタ接合を介して供給される電流とトランジスタ
6の一コレクタに入るi、Ij流、の差がコンデンサ1
4の一6二ガデ電流となる。
この発明の−・実施例の交流等価回路を第2図に示す。
この等価回路は、説明の簡単のため、岬想電流源とアー
リー効果によるコレクタ:1ンダクタンスとにより表現
されている。
リー効果によるコレクタ:1ンダクタンスとにより表現
されている。
第2図において、31は、トランジスタ1により構成さ
れる信号電流I+の入力信号電流源、G1ハ、トランジ
スタ1のコレクタコンダクタンス、32は、トランジス
タ2により構成さI″する信号電流■2の入力信号電流
源、G+は、トランジスタ2のコレクタコンダクタンス
(+−ランジスタ1のそれと等しい)である。また、カ
レントミラー回路によって、l−ランジスタ5,6.8
を夫々流れる電流が電流源35,36.38で示される
。電流源35の電流が■、電流源36及び38の電流が
1′とされ、トランジスタ36及び38のコレクタコン
ダクタンスが等しく G2として示さ:j′Lでいる。
れる信号電流I+の入力信号電流源、G1ハ、トランジ
スタ1のコレクタコンダクタンス、32は、トランジス
タ2により構成さI″する信号電流■2の入力信号電流
源、G+は、トランジスタ2のコレクタコンダクタンス
(+−ランジスタ1のそれと等しい)である。また、カ
レントミラー回路によって、l−ランジスタ5,6.8
を夫々流れる電流が電流源35,36.38で示される
。電流源35の電流が■、電流源36及び38の電流が
1′とされ、トランジスタ36及び38のコレクタコン
ダクタンスが等しく G2として示さ:j′Lでいる。
更に、入力信号系電流を除いて帰還成分/こけを考える
と、第2図の等価回路は、第3図にン「ずものとなる。
と、第2図の等価回路は、第3図にン「ずものとなる。
第3図において、Dは、l・ランジスク30ベース・エ
ミッタ接合である。
ミッタ接合である。
/)、コンデンサ14にある電荷が充電されて■2の電
位であったとすると、帰還電流源36が々い場合は、コ
ンダクタンスG+ 、 G2の夫々を流れる電流が雪し
どなるまで、コンデンサ14からの放電に変化する。
位であったとすると、帰還電流源36が々い場合は、コ
ンダクタンスG+ 、 G2の夫々を流れる電流が雪し
どなるまで、コンデンサ14からの放電に変化する。
ここで、トランジスタ4のエミッタに流れ込む電流をΔ
■とすると、 ΔI=G+V+ G2(V2+VBE) ・・・・ (
1)寸だ、トランジスタ4のベース側電位V2を保つだ
めには、同様にΔ■′の電流を流さなければならないか
ら、 ΔI′= G+ VI G2 V2 ・ ・(2)とな
る。ところが、(1)式で示されるl・ランジスタ4の
エミッタに流れ込む電流ΔIは、カレントミラーにより
α(α°−1.α〈1)倍されて、ベースに入るから差
し、引き。
■とすると、 ΔI=G+V+ G2(V2+VBE) ・・・・ (
1)寸だ、トランジスタ4のベース側電位V2を保つだ
めには、同様にΔ■′の電流を流さなければならないか
ら、 ΔI′= G+ VI G2 V2 ・ ・(2)とな
る。ところが、(1)式で示されるl・ランジスタ4の
エミッタに流れ込む電流ΔIは、カレントミラーにより
α(α°−1.α〈1)倍されて、ベースに入るから差
し、引き。
ΔT′−αΔ■−(1−α)G+V+ (]−α) G
2V2 +αG2Vt3E ・ ・ (3) となる9、この(2)式及び(3)式を比較すると、α
G2VB9の項を除いて、トランジスタ1及び2の夫々
のコレクタコンダクタンスが(1−α)G+、(]−a
)G2に小さくなることが分かる。っ寸り、帰還電流源
36によって、コンダクタンスが小さく(抵抗値が犬き
く)される。また、αG2VI3Eの項d1、コンデン
サの電位に関係ない電流値なので、交jf、的には、コ
ンダクタンス成分とはならない。
2V2 +αG2Vt3E ・ ・ (3) となる9、この(2)式及び(3)式を比較すると、α
G2VB9の項を除いて、トランジスタ1及び2の夫々
のコレクタコンダクタンスが(1−α)G+、(]−a
)G2に小さくなることが分かる。っ寸り、帰還電流源
36によって、コンダクタンスが小さく(抵抗値が犬き
く)される。また、αG2VI3Eの項d1、コンデン
サの電位に関係ない電流値なので、交jf、的には、コ
ンダクタンス成分とはならない。
このように、帰還をかけるためには、トランジスタ1,
2,3,4,6.7が基本的に必要である。トランジス
タ8ば、トランジスタ4のベース及ヒエミッタの夫々に
接続されるコンダクタンスを共に(GI+G2)に等し
くして、より抵抗値を大きくするだめのものである。ま
た、l・ランジスタ1及びトランジスタ2の夫々のコレ
クタ電力「、が等シく、トランジスタ6及びトランジス
タ8の太夫のコレクタ電流も等しいものとする。と、ト
ランジスタ4に流す電流が無くなってしまうので、)・
ランジスタ4に流す分だけ、トランジスタ2の電流を多
くしなければなら々い。このため、I・ランジスタ5を
設け、トランジスタ1の電流値を小さくして、相対的に
トランジスタ2の電流値が大きくされている。
2,3,4,6.7が基本的に必要である。トランジス
タ8ば、トランジスタ4のベース及ヒエミッタの夫々に
接続されるコンダクタンスを共に(GI+G2)に等し
くして、より抵抗値を大きくするだめのものである。ま
た、l・ランジスタ1及びトランジスタ2の夫々のコレ
クタ電力「、が等シく、トランジスタ6及びトランジス
タ8の太夫のコレクタ電流も等しいものとする。と、ト
ランジスタ4に流す電流が無くなってしまうので、)・
ランジスタ4に流す分だけ、トランジスタ2の電流を多
くしなければなら々い。このため、I・ランジスタ5を
設け、トランジスタ1の電流値を小さくして、相対的に
トランジスタ2の電流値が大きくされている。
寸だ、この発明の一実施例は、第3図に示す等何回路か
ら明かなように、コンデンサ14の値をCとし、(Gl
+ G2 = Go )とし、出力電圧をV。
ら明かなように、コンデンサ14の値をCとし、(Gl
+ G2 = Go )とし、出力電圧をV。
とすると、次式の伝達特性が得られる。
T、−1’=1
一一−−−” Vo −−−(4)
SC4−G。
寸だ、トう/ジメタ4のコレクタに流れる電流■は、
I −= 12−I′GIVo −−−(5)(4)式
及び(5)式より、■及び1′を消去すれば、(5)式
より、(I’+I = l2−VOGO)となる。これ
を(4)式に代入して となる。
及び(5)式より、■及び1′を消去すれば、(5)式
より、(I’+I = l2−VOGO)となる。これ
を(4)式に代入して となる。
」一連のこの発明の一実施例は、基本的に第4図に示す
ように、入力信号電流源■1及びコレクタコンダクタン
ス成分Goの並列回路がコンデンサ14と並列に接続さ
れるものに対し、カレントミラー回路によって、帰還電
流源36(コンダクタンスGo)が更に並列に接続され
るものとして表わすことができる。この帰還電流源36
によって、コレクタコンダクタンス成分G。を相殺する
ことができ、ロスの減少を図ることができる。
ように、入力信号電流源■1及びコレクタコンダクタン
ス成分Goの並列回路がコンデンサ14と並列に接続さ
れるものに対し、カレントミラー回路によって、帰還電
流源36(コンダクタンスGo)が更に並列に接続され
るものとして表わすことができる。この帰還電流源36
によって、コレクタコンダクタンス成分G。を相殺する
ことができ、ロスの減少を図ることができる。
の−例を第5図に示す。理想積分器(y−!!−)は、
−6dB / octの傾きの特性を持つが、この一実
施例は、(1’+=216I(z)で(−3dB) な
る特性を持つ。つまり、 で示す特性を持つ。コンデンサー4の値を15pF、浮
遊容量20(第1図参照)を1.5pF とすると、ト
ランジスタ3のコレクタ電流が5oμAの時の見かけ上
の並列抵抗値Rは となり、帰還をかけ々い値(20OKΩ〜300■くΩ
)を比較すると、100倍以上の向上が得られる。
−6dB / octの傾きの特性を持つが、この一実
施例は、(1’+=216I(z)で(−3dB) な
る特性を持つ。つまり、 で示す特性を持つ。コンデンサー4の値を15pF、浮
遊容量20(第1図参照)を1.5pF とすると、ト
ランジスタ3のコレクタ電流が5oμAの時の見かけ上
の並列抵抗値Rは となり、帰還をかけ々い値(20OKΩ〜300■くΩ
)を比較すると、100倍以上の向上が得られる。
「発明の効果」
この発明に依れば、コンデンサと並列に入る抵抗の値を
犬きくすることにょシ、ロスの頗る小さい積分回路を実
現することができ、アクティブフィルタに適用した場合
、Qの高いフィルタを構成することができる。
犬きくすることにょシ、ロスの頗る小さい積分回路を実
現することができ、アクティブフィルタに適用した場合
、Qの高いフィルタを構成することができる。
寸だ、この発明は、コレクタ抵抗分を大きくするのに、
エミッタ抵抗を大きくするのと異なシ、ダイナミックレ
ンジが狭くなる問題が生ぜず、低電圧電源の構成とでき
、IC化に好適な積分回路を実現できる。
エミッタ抵抗を大きくするのと異なシ、ダイナミックレ
ンジが狭くなる問題が生ぜず、低電圧電源の構成とでき
、IC化に好適な積分回路を実現できる。
更に、この発明は、トランジスタのコレクタコンダクタ
ンスそのものを利用した回路構成としているので、その
値が小さいにも拘らず、温度及びバラツキに対する相対
的変化が同じとなるので、非常に安定な回路構成を得る
ことができる利点がある。
ンスそのものを利用した回路構成としているので、その
値が小さいにも拘らず、温度及びバラツキに対する相対
的変化が同じとなるので、非常に安定な回路構成を得る
ことができる利点がある。
第1図はこの発明の一実施例の接続図、第2図及び第3
図はこの発明の一実施例の交流等価回路の接続図、第4
図はこの発明の一実施例の基本的構成を示す接続図、第
5図はこの発明の一実施例の入出力特性を示すグラフで
ある。 1 ・ 第1の々−ス接地型トランジスタ、2・・・・
−第2のベース接地型トランジスタ、4・・・・第3の
トランジスタ、15.16 ・・ 入力端子、17 ・
・ 出力端子、18 電源端子、19・・・ 接地端
子。 代理人 杉 浦 正 知 第3図 1R +uu tIo IK IOK 84.6に100K(
Hz)−1(
図はこの発明の一実施例の交流等価回路の接続図、第4
図はこの発明の一実施例の基本的構成を示す接続図、第
5図はこの発明の一実施例の入出力特性を示すグラフで
ある。 1 ・ 第1の々−ス接地型トランジスタ、2・・・・
−第2のベース接地型トランジスタ、4・・・・第3の
トランジスタ、15.16 ・・ 入力端子、17 ・
・ 出力端子、18 電源端子、19・・・ 接地端
子。 代理人 杉 浦 正 知 第3図 1R +uu tIo IK IOK 84.6に100K(
Hz)−1(
Claims (1)
- 第1の入力信号電流を第1のペース接地型トランジスタ
ンジスタのエミッタ・コレクタ通路を介してコンデンサ
に供給し、」二記第1の信号電流とは逆相の第2の人力
信号電流を第2のベース接地型トランジスタのエミッタ
・コレクタ通路及び第3のトランジスタのエミッタ・コ
レクタ通路を介してカレントミラー回路の入力回路側に
供給し、このカレントミラー回路の出力回路を上記コン
デンサに接続し、上記カレントミラー回路の出力電流を
上記コンデンサに供給すると共に、上記コンデンサの両
端に得られた電圧を上記第3のトランジスタのに一ス・
エミッタ通路を介して出力端子に導出するようにした帰
還型積分回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13168883A JPS6022821A (ja) | 1983-07-19 | 1983-07-19 | 帰還型積分回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13168883A JPS6022821A (ja) | 1983-07-19 | 1983-07-19 | 帰還型積分回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6022821A true JPS6022821A (ja) | 1985-02-05 |
JPH0519846B2 JPH0519846B2 (ja) | 1993-03-17 |
Family
ID=15063887
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP13168883A Granted JPS6022821A (ja) | 1983-07-19 | 1983-07-19 | 帰還型積分回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6022821A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6448509A (en) * | 1987-08-19 | 1989-02-23 | Hitachi Ltd | Time constant circuit |
-
1983
- 1983-07-19 JP JP13168883A patent/JPS6022821A/ja active Granted
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6448509A (en) * | 1987-08-19 | 1989-02-23 | Hitachi Ltd | Time constant circuit |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0519846B2 (ja) | 1993-03-17 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JPS5995621A (ja) | 基準電圧回路 | |
EP0142081B1 (en) | Signal processing circuit | |
JPH0572628B2 (ja) | ||
JPH0143485B2 (ja) | ||
JPS6155288B2 (ja) | ||
JPS5824042B2 (ja) | 電圧フオロワ回路 | |
JPH0770935B2 (ja) | 差動電流増幅回路 | |
JPS6022821A (ja) | 帰還型積分回路 | |
JPS5934169Y2 (ja) | 増幅回路 | |
JPH03227105A (ja) | 演算増幅器のオフセット調整回路 | |
JP2943513B2 (ja) | 可変利得増幅器 | |
JPS5816206B2 (ja) | 定電流回路 | |
JPH0145766B2 (ja) | ||
JPH0363847B2 (ja) | ||
JPH01268302A (ja) | 増幅回路 | |
JPS63296404A (ja) | 差動増幅回路 | |
JP3181849B2 (ja) | 可変コンダクタンス回路 | |
JPH0154884B2 (ja) | ||
JP2655443B2 (ja) | 周波数逓倍回路 | |
JPS6121857Y2 (ja) | ||
JP3809716B2 (ja) | 電圧−電流変換回路 | |
JPS6119136B2 (ja) | ||
JPS5913410A (ja) | 電力増幅器 | |
JPH01238207A (ja) | 温度補償増幅回路 | |
JPH01256806A (ja) | 差動増幅回路 |