JPS60219987A - 同期電動機の制御方法 - Google Patents
同期電動機の制御方法Info
- Publication number
- JPS60219987A JPS60219987A JP59075970A JP7597084A JPS60219987A JP S60219987 A JPS60219987 A JP S60219987A JP 59075970 A JP59075970 A JP 59075970A JP 7597084 A JP7597084 A JP 7597084A JP S60219987 A JPS60219987 A JP S60219987A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- current
- signal
- saturation
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/022—Synchronous motors
- H02P25/03—Synchronous motors with brushless excitation
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/022—Synchronous motors
- H02P25/024—Synchronous motors controlled by supply frequency
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、永久磁石を使用した同期電動機のＩｉ制御方
法に関し、回転界磁の位置信号及び指令入力に基づいて
出力されるＰＷＭ （ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌ
ａｔｉｏｎ ）信号により同期電動機を制御する同期電
動機の制御方法に、関する。
法に関し、回転界磁の位置信号及び指令入力に基づいて
出力されるＰＷＭ （ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌ
ａｔｉｏｎ ）信号により同期電動機を制御する同期電
動機の制御方法に、関する。
従来技術
第１図は、従来から行なわれている永久磁石を使用した
同期電動薇のＰ Ｗ Ｍ ｔｉｌＩ ｔｉｌｌのブロッ
ク図を示すもので、Ｅは３相電源、３は整流回路、４は
トランジスタインバータ、１はトランジスタＰＷＭ ｔ
ｉｌｌ ｔｉ１１回路、Ｍは永久磁石同期電動機、２は
永久磁石同期電動機Ｍのロータの位置及び速度を検出す
るためのパルスエンコーダ等のロータ位置検出器である
。トランジスタＰ Ｗ Ｍ ｌｌＩ Ｉｌ１回路１は、
ロータ位置検出器２で検出される現在速度と速度指令値
Ｖｏを比較し、トランジスタインバータ４の各トランジ
スタＴＡ−ＴＦをオンオフさせて、永久磁石同期電動檄
のＵ、Ｖ、Ｗ相の巻線の電流を制御して速度を制御する
ものである。そして、このトランジスタＰＷＭ制御回路
１の構成は、第２図に示すような構成のものが公知であ
る。第２図において、５は信号処理回路、６．７はロー
タの現在位置に対し、界磁主磁束と直交した位相の出力
すべきり相、Ｗ相の値を記憶したＲＯＭ、８は差動増幅
器で、速度指令を示す電圧Ｖｏと信号処理回路５からの
現在の速度を示Ｊ電圧ＶＳとの差を増幅し出力づるもの
である。９はフィルタで、周波数が大きいとゲインをお
とし、周波数が小さいとゲインを高くづるような周波数
特性を有するフィルタで、かつツェナダイオードＺＤで
ピーク電圧をクランプしている。ｉｏ、ｉｉはマルチプ
ライングデジタル・アナログコンバータで、フィルタ９
から出力される速度指令■０と現在の速度Ｖｓとの誤差
によって生じる電圧とＲＯＭ６．７から出力されるし相
、Ｗ相の指令値を掛は合わせて、Ｕ相、Ｗ相の各々の相
電流指令ＲＴＣ，ＴＴＣを作るものである。また、１２
は上記Ｕ相、Ｗ相の相電流指令ＲＴＣ，ＴＴＣを加算し
、Ｕ相。
同期電動薇のＰ Ｗ Ｍ ｔｉｌＩ ｔｉｌｌのブロッ
ク図を示すもので、Ｅは３相電源、３は整流回路、４は
トランジスタインバータ、１はトランジスタＰＷＭ ｔ
ｉｌｌ ｔｉ１１回路、Ｍは永久磁石同期電動機、２は
永久磁石同期電動機Ｍのロータの位置及び速度を検出す
るためのパルスエンコーダ等のロータ位置検出器である
。トランジスタＰ Ｗ Ｍ ｌｌＩ Ｉｌ１回路１は、
ロータ位置検出器２で検出される現在速度と速度指令値
Ｖｏを比較し、トランジスタインバータ４の各トランジ
スタＴＡ−ＴＦをオンオフさせて、永久磁石同期電動檄
のＵ、Ｖ、Ｗ相の巻線の電流を制御して速度を制御する
ものである。そして、このトランジスタＰＷＭ制御回路
１の構成は、第２図に示すような構成のものが公知であ
る。第２図において、５は信号処理回路、６．７はロー
タの現在位置に対し、界磁主磁束と直交した位相の出力
すべきり相、Ｗ相の値を記憶したＲＯＭ、８は差動増幅
器で、速度指令を示す電圧Ｖｏと信号処理回路５からの
現在の速度を示Ｊ電圧ＶＳとの差を増幅し出力づるもの
である。９はフィルタで、周波数が大きいとゲインをお
とし、周波数が小さいとゲインを高くづるような周波数
特性を有するフィルタで、かつツェナダイオードＺＤで
ピーク電圧をクランプしている。ｉｏ、ｉｉはマルチプ
ライングデジタル・アナログコンバータで、フィルタ９
から出力される速度指令■０と現在の速度Ｖｓとの誤差
によって生じる電圧とＲＯＭ６．７から出力されるし相
、Ｗ相の指令値を掛は合わせて、Ｕ相、Ｗ相の各々の相
電流指令ＲＴＣ，ＴＴＣを作るものである。また、１２
は上記Ｕ相、Ｗ相の相電流指令ＲＴＣ，ＴＴＣを加算し
、Ｕ相。
Ｗ相から１２０度位相のずれたＶ相の電流指令ＳＴＣを
作る加算器、１３．１４は同期電動機ＭのＵ相、Ｗ相の
電機子巻線に流れるＮ流１ｊ、ｘｗを検出する検出器、
１５は上記Ｕ相、Ｗ相電流検出器１３．’１４で検出し
たＵ相、Ｗ相の相電流ＩＲ，ＩＴを加算して■相の相電
流Ｉｓを算出する加算器、’ １６．１７．１．８はり
相、■相、Ｗ相へ流すべき電流指令電圧を出力するため
の回路で入力信号が異なるだけで、構成は同一構成であ
る。
作る加算器、１３．１４は同期電動機ＭのＵ相、Ｗ相の
電機子巻線に流れるＮ流１ｊ、ｘｗを検出する検出器、
１５は上記Ｕ相、Ｗ相電流検出器１３．’１４で検出し
たＵ相、Ｗ相の相電流ＩＲ，ＩＴを加算して■相の相電
流Ｉｓを算出する加算器、’ １６．１７．１．８はり
相、■相、Ｗ相へ流すべき電流指令電圧を出力するため
の回路で入力信号が異なるだけで、構成は同一構成であ
る。
すなわち、回路１６は、Ｕ相への相電流指令ＲＴＣと現
在のり相の検出電流ＩＲとの差を増幅する作動増幅器１
９と、この作動増幅器１９の出力の基準搬送波の周波数
成分のみを通過させるためのローパスフィルタ回路２０
で構成されており、他の回路１７．１８もそれぞれＶ相
、Ｗ相の電流指令ＳＴＣ，ＴＴＣ１及び現在の電流値Ｉ
Ｓ、ＪＴをそれぞれ入力する点で異なるのみで、構成は
回路１６と同一である。２１はＰＷＭ信号処理回路及び
トランジスタベース駆動アンプからなる回路で、上記回
路１６．１７．１８からの信号と基準搬送波ＶＡと比較
し、１〜ランジスタインバータ４の各トランジスタＴＡ
−ＴＦをオンオフさせるＰＷＭ信号ＰＡ−ＰＦを出力す
るものである。
在のり相の検出電流ＩＲとの差を増幅する作動増幅器１
９と、この作動増幅器１９の出力の基準搬送波の周波数
成分のみを通過させるためのローパスフィルタ回路２０
で構成されており、他の回路１７．１８もそれぞれＶ相
、Ｗ相の電流指令ＳＴＣ，ＴＴＣ１及び現在の電流値Ｉ
Ｓ、ＪＴをそれぞれ入力する点で異なるのみで、構成は
回路１６と同一である。２１はＰＷＭ信号処理回路及び
トランジスタベース駆動アンプからなる回路で、上記回
路１６．１７．１８からの信号と基準搬送波ＶＡと比較
し、１〜ランジスタインバータ４の各トランジスタＴＡ
−ＴＦをオンオフさせるＰＷＭ信号ＰＡ−ＰＦを出力す
るものである。
上述したような構成により、永久磁石同期電動１１Ｍは
次のように制御される。ロータ位置検出器２からの信号
Ｓにより、信号処理回路５から出ノｊされる現在の速度
ＶＳと速度指令ＶＯのとの誤着は差動増幅器８で増幅さ
れ、フィルタ９を介してマルチプライングＤ／Ａコンバ
ータ１０．１１に入力される。一方、Ｕ相、Ｗ相のＲＯ
Ｍ６．７からは信号処理回路５からの現在のロータの位
置に対応するアドレス信号を受けて、そのロータ位置に
対応するＵ相、Ｗ相に対づ−る指令（ｉＱをマルチプラ
イングＤ／Ａコンバータ１０．１１に出力する。
次のように制御される。ロータ位置検出器２からの信号
Ｓにより、信号処理回路５から出ノｊされる現在の速度
ＶＳと速度指令ＶＯのとの誤着は差動増幅器８で増幅さ
れ、フィルタ９を介してマルチプライングＤ／Ａコンバ
ータ１０．１１に入力される。一方、Ｕ相、Ｗ相のＲＯ
Ｍ６．７からは信号処理回路５からの現在のロータの位
置に対応するアドレス信号を受けて、そのロータ位置に
対応するＵ相、Ｗ相に対づ−る指令（ｉＱをマルチプラ
イングＤ／Ａコンバータ１０．１１に出力する。
該マルチプライングＤ／Ａコンバータ１０．１１は上記
誤差信号ＶＥとＲＯＭ６．７からの指令値を掛算し、各
々Ｕ相、Ｗ相の相電流指令ＲＴＣ。
誤差信号ＶＥとＲＯＭ６．７からの指令値を掛算し、各
々Ｕ相、Ｗ相の相電流指令ＲＴＣ。
ＴＴＣを出力し、さらに、加算器１２によりＵ相。
Ｗ相電流指令ＲＴＣ，ＴＴＣを加算してＶ相の相電流指
令ＳＴＣを出力する。そして、Ｕ相、Ｗ相電流検出器１
３．１４及び加算器１５で検出した現在のＵ、Ｖ、Ｗ相
の各相電流値ＩＲ，Ｉｓ、Ｉ■と上記各相の電流指令Ｒ
ＴＣ，ＳＴＣ，ＴＴＣとのそれぞれの差を回路１６，１
７．１８の差動増幅器１９で増幅し、フィルタ回路２゛
０でフィルタリングし、各相の指令電流値に対応する′
ｗｉ圧をＰＷＭ信号処理回路に出力し、該電圧と基準搬
送波ｖＡとを比較して、トランジスタベース駆動アンプ
を介してＰＷＭ信号ＰＡ−ＰＦを１〜ランジスタインバ
ータ４に出力し、該トランジスタインバータのトランジ
スタＴＡ−ＴＦをＡンＡ）させて永久磁石同期電動機Ｍ
の３１度制御を行うものである。
令ＳＴＣを出力する。そして、Ｕ相、Ｗ相電流検出器１
３．１４及び加算器１５で検出した現在のＵ、Ｖ、Ｗ相
の各相電流値ＩＲ，Ｉｓ、Ｉ■と上記各相の電流指令Ｒ
ＴＣ，ＳＴＣ，ＴＴＣとのそれぞれの差を回路１６，１
７．１８の差動増幅器１９で増幅し、フィルタ回路２゛
０でフィルタリングし、各相の指令電流値に対応する′
ｗｉ圧をＰＷＭ信号処理回路に出力し、該電圧と基準搬
送波ｖＡとを比較して、トランジスタベース駆動アンプ
を介してＰＷＭ信号ＰＡ−ＰＦを１〜ランジスタインバ
ータ４に出力し、該トランジスタインバータのトランジ
スタＴＡ−ＴＦをＡンＡ）させて永久磁石同期電動機Ｍ
の３１度制御を行うものである。
以上述べたように、従来のトランジスタＰＷＭ制御回路
においては、永久磁石同期電動（門の速度に関係なく、
現在のロータの位置に対して最適な位相の電流を各相に
流すように制御している。一方、永久磁石同期電動ｔｆ
ｉＭでは回転数が大きくなると逆起電力により指令電流
に対する電圧が増加し、また、出力トルクは、各相に流
れる電流値の増減によっても変化するが、ある回転数に
対し負荷が大きくなり、現在値と各相へ流す指令電流値
に対する差電圧のピーク値が基準搬送波のピーク値より
大ぎくなった場合は、それ以上のトルクを出力すること
ができなかった。
においては、永久磁石同期電動（門の速度に関係なく、
現在のロータの位置に対して最適な位相の電流を各相に
流すように制御している。一方、永久磁石同期電動ｔｆ
ｉＭでは回転数が大きくなると逆起電力により指令電流
に対する電圧が増加し、また、出力トルクは、各相に流
れる電流値の増減によっても変化するが、ある回転数に
対し負荷が大きくなり、現在値と各相へ流す指令電流値
に対する差電圧のピーク値が基準搬送波のピーク値より
大ぎくなった場合は、それ以上のトルクを出力すること
ができなかった。
また、回転数の増加に伴うロータ位置と実電流との位相
のずれによる出力トルクの減少を補うために、位相進み
補償を行うことにより、回転数に関係なく一定のトルク
を出力できるようにした永久磁石同期電動機の位相進み
補償法は特開昭５３−５８６１０号公報において公知で
ある。 発明の目的 本発明は、上記従来技術を改善し、現在の電機子の各相
の電流と電機子の各相に流すべき電流に対する差電圧の
飽和度に応じて、指令Ｉｉ流の位相を変えることにより
出力トルクを増大さぜるようにした永久磁石同期電動機
の駆動方法を提供することを目的としている。
のずれによる出力トルクの減少を補うために、位相進み
補償を行うことにより、回転数に関係なく一定のトルク
を出力できるようにした永久磁石同期電動機の位相進み
補償法は特開昭５３−５８６１０号公報において公知で
ある。 発明の目的 本発明は、上記従来技術を改善し、現在の電機子の各相
の電流と電機子の各相に流すべき電流に対する差電圧の
飽和度に応じて、指令Ｉｉ流の位相を変えることにより
出力トルクを増大さぜるようにした永久磁石同期電動機
の駆動方法を提供することを目的としている。
発明の構成
本発明は、各相の巻線に流す電流指令信号と電機子電流
の差分を基準搬送波と比較することによりＰＷＭ信号を
出力し、ＭＰＷＭ信号によってインバータを制御して永
久磁石を使用した同期電動機を制御するＰＷＭ制御方法
において、上記ｍ準搬送波のピーク値によって規定され
る上記電流指令信号と電機子電流との差分電圧信号の飽
和度を検出し、該飽和度に応（て上記電流指令信号の位
相を電機子電流と界磁主磁束とが直交している位相から
変化させるように構成した同期電動機の制御方法である
。
の差分を基準搬送波と比較することによりＰＷＭ信号を
出力し、ＭＰＷＭ信号によってインバータを制御して永
久磁石を使用した同期電動機を制御するＰＷＭ制御方法
において、上記ｍ準搬送波のピーク値によって規定され
る上記電流指令信号と電機子電流との差分電圧信号の飽
和度を検出し、該飽和度に応（て上記電流指令信号の位
相を電機子電流と界磁主磁束とが直交している位相から
変化させるように構成した同期電動機の制御方法である
。
実施例
第３図は、本発明の一実施例を示すトランジスタＰ Ｗ
Ｍ ！ｉｌｌ ｍ回路１を示すブロック図で、このト
ランジスタＰ Ｗ Ｍ ＩＩＩ １１１回路１により、
第１図のトランジスタインバータ４を制御して永久磁石
同期電動機を制ｍ＋するものである。第３図において、
第２図に示す従来のトランジスタＰ Ｗ Ｍ ｔＩｌｌ
１１１回路と同一構成のものは同一符号を付しており
、従来のトランジスタｌ） Ｗ Ｍ制御回路と異なる点
はロータの位置に対応して界磁主磁束と直交した位相の
Ｕ４１］、Ｗ相の巻線に出力すべき値を記憶したＲＯＭ
６，７よりも位相が９０度進んだときの値を記憶したＲ
ＯＭ２２．２３、各相への指令電流値に対する電圧をＰ
ＷＭ信号処理回路２１へ出力する回路１６．１７．１８
の出力電圧の飽和度を検出する飽和検出回路３０、該飽
和検出回路３０の出ノｊと上記９０度進んだ位相のり相
、Ｗ相の出力値を記憶するＲＯＭ２２．２３の出力を掛
合せてＵ相、Ｗ相の補正相電流指令ＲＴＣ’ 、ＴＴＣ
’ を出力するマルチプライングＤ／Ａコンバータ２４
゜２５及び該マルヂブライングＤ／Ａコンバータ２４．
２５の出力よりＶ相の補正相電流指令ＳＴＣ′をつくる
加粋器２６、上記Ｕ相、■相、Ｗ相の補正相電流指令８
丁Ｃ’ 、ＳＴＣ’ 、ＴＴＣ’とマルチプライングＤ
／Ａコンバータ１０，１１及び加算器１２から出力され
るＵ相、■相、Ｗ相の相電流指令ＲＴＣ，ＳＴＣ，ＴＴ
Ｃとを各々加算して位相を進める位相シフト回路２７，
２８゜２９を新たに付加した点が相３ｆｆ ’ｌる点で
ある。そして、第４図に上記飽和検出回路３０のブロッ
ク図を示し、第５図に位相シフト回路２７のブロック図
を示す。なお、位相シフト回路２８．２９も入力信号が
異なるのみで第５図と同一構成である。
Ｍ ！ｉｌｌ ｍ回路１を示すブロック図で、このト
ランジスタＰ Ｗ Ｍ ＩＩＩ １１１回路１により、
第１図のトランジスタインバータ４を制御して永久磁石
同期電動機を制ｍ＋するものである。第３図において、
第２図に示す従来のトランジスタＰ Ｗ Ｍ ｔＩｌｌ
１１１回路と同一構成のものは同一符号を付しており
、従来のトランジスタｌ） Ｗ Ｍ制御回路と異なる点
はロータの位置に対応して界磁主磁束と直交した位相の
Ｕ４１］、Ｗ相の巻線に出力すべき値を記憶したＲＯＭ
６，７よりも位相が９０度進んだときの値を記憶したＲ
ＯＭ２２．２３、各相への指令電流値に対する電圧をＰ
ＷＭ信号処理回路２１へ出力する回路１６．１７．１８
の出力電圧の飽和度を検出する飽和検出回路３０、該飽
和検出回路３０の出ノｊと上記９０度進んだ位相のり相
、Ｗ相の出力値を記憶するＲＯＭ２２．２３の出力を掛
合せてＵ相、Ｗ相の補正相電流指令ＲＴＣ’ 、ＴＴＣ
’ を出力するマルチプライングＤ／Ａコンバータ２４
゜２５及び該マルヂブライングＤ／Ａコンバータ２４．
２５の出力よりＶ相の補正相電流指令ＳＴＣ′をつくる
加粋器２６、上記Ｕ相、■相、Ｗ相の補正相電流指令８
丁Ｃ’ 、ＳＴＣ’ 、ＴＴＣ’とマルチプライングＤ
／Ａコンバータ１０，１１及び加算器１２から出力され
るＵ相、■相、Ｗ相の相電流指令ＲＴＣ，ＳＴＣ，ＴＴ
Ｃとを各々加算して位相を進める位相シフト回路２７，
２８゜２９を新たに付加した点が相３ｆｆ ’ｌる点で
ある。そして、第４図に上記飽和検出回路３０のブロッ
ク図を示し、第５図に位相シフト回路２７のブロック図
を示す。なお、位相シフト回路２８．２９も入力信号が
異なるのみで第５図と同一構成である。
すなわち、第５図において、入力信号であるＵ相の補正
相電流指令ＲＴＣ’ 、Ｌｌ相の相ｉｆ流指令ＲＴＣが
各々Ｖ相、Ｗ相の補正相電流指令ＳＴＣ’ 。
相電流指令ＲＴＣ’ 、Ｌｌ相の相ｉｆ流指令ＲＴＣが
各々Ｖ相、Ｗ相の補正相電流指令ＳＴＣ’ 。
ＴＴＣ’ 、Ｖ相、Ｗ相の相電流指令ＳＴＣ，ＴＴＣに
変るのみである。
変るのみである。
第４図の飽和検出回路３０は、回路１６，１７゜１８か
らＰＷＭ信号処理回路２１へ入力されるＵ。
らＰＷＭ信号処理回路２１へ入力されるＵ。
■、Ｗ相への指令電流値に対応づ−る電圧ｖｕ。
ＶＶ、ＶＷ（なお、この電圧ＶＬＩ 、ＶＶ 、ＶＷは
±ＩＯＶ間で変動し、±１０Ｖを飽和電圧としている）
をマルチプライヤ３１，３２．３３に入力し、該マルチ
プライヤ３１．３２．３３で該電圧ｙｕ 、Ｖｖ 、Ｖ
ｗ を２乗し、かつ１０で除算シタ値を加算器３４で加
算している。その結果、加算器３４の出力は第６図〈イ
）に示すように、Ｏｖ〜−１０Ｖの電圧Ｖａが出ノ〕さ
れることとなる。
±ＩＯＶ間で変動し、±１０Ｖを飽和電圧としている）
をマルチプライヤ３１，３２．３３に入力し、該マルチ
プライヤ３１．３２．３３で該電圧ｙｕ 、Ｖｖ 、Ｖ
ｗ を２乗し、かつ１０で除算シタ値を加算器３４で加
算している。その結果、加算器３４の出力は第６図〈イ
）に示すように、Ｏｖ〜−１０Ｖの電圧Ｖａが出ノ〕さ
れることとなる。
この出力電圧Ｖａはリミッタアンプに入力される。
リミッタアンプ３５のコンデンサＣ１は平滑するための
もので、ツェナダイオードＺＤ１はある電圧Ｅ２に、こ
の実施例では、７■に出力をクランプするだめのもので
あり、このリミッタアンプの入出力関係は第６図（ロ）
のように設定する。すなわち、加算器３４からの平均電
圧が一定電圧以上の場合は出力を出さないように抵抗Ｒ
１，Ｒ２゜電圧Ｅ１の値を設定する。本実施例では、電
圧Ｅ１を゛１５Ｖ、抵抗Ｒ１を１０にΩ、Ｒ２を５．１
にΩにして加算器３４からの平均電圧Ｖａが一５Ｖ以上
では出力を出さないように設定されている。
もので、ツェナダイオードＺＤ１はある電圧Ｅ２に、こ
の実施例では、７■に出力をクランプするだめのもので
あり、このリミッタアンプの入出力関係は第６図（ロ）
のように設定する。すなわち、加算器３４からの平均電
圧が一定電圧以上の場合は出力を出さないように抵抗Ｒ
１，Ｒ２゜電圧Ｅ１の値を設定する。本実施例では、電
圧Ｅ１を゛１５Ｖ、抵抗Ｒ１を１０にΩ、Ｒ２を５．１
にΩにして加算器３４からの平均電圧Ｖａが一５Ｖ以上
では出力を出さないように設定されている。
そして、−５Ｖ以下になると、第６図（ロ）に示すよう
に出力ｖｂを出し、加算器３４から飽和電圧である一１
０Ｖの平均電圧Ｖａが出力されるとツェナダイオードＺ
Ｄ１のツェナ電圧である７ｖの出力ｖｂを出すようにな
っている。そして、このリミットアンプの出力を反転増
幅器３６で反転し、さらに、半波整流回路３７を通して
第６図（ハ）に示すように、加算器３４からの出力ｆｆ
ｉ圧■ａが一５ｖ以下になったとき、その度合に応じて
飽和信号ＶｒとしてＯ■〜７ｖの電圧を出力する。
に出力ｖｂを出し、加算器３４から飽和電圧である一１
０Ｖの平均電圧Ｖａが出力されるとツェナダイオードＺ
Ｄ１のツェナ電圧である７ｖの出力ｖｂを出すようにな
っている。そして、このリミットアンプの出力を反転増
幅器３６で反転し、さらに、半波整流回路３７を通して
第６図（ハ）に示すように、加算器３４からの出力ｆｆ
ｉ圧■ａが一５ｖ以下になったとき、その度合に応じて
飽和信号ＶｒとしてＯ■〜７ｖの電圧を出力する。
以上述べたように、飽和検出回路３０は、ＰＷＭ信号処
理回路２１に入力されるＵ、Ｖ、Ｗ相への指令電流値に
対応する電圧のピーク電圧が基準搬送波ＶＡのピーク電
圧によって決まる飽和電圧に近付くと、その飽和環に応
じて飽和信号Ｖｒを出力するものである。
理回路２１に入力されるＵ、Ｖ、Ｗ相への指令電流値に
対応する電圧のピーク電圧が基準搬送波ＶＡのピーク電
圧によって決まる飽和電圧に近付くと、その飽和環に応
じて飽和信号Ｖｒを出力するものである。
そこで、第３図に戻り、本実施例の動作について説明す
る。
る。
ロータ位置検出器２からの信号Ｓに基づいて、信号処理
回路５は現在の速度信号ＶＳ及び現在のロータ位置に対
応するＲＯＭ６．７．２２．２３のアドレスを出力する
。一方、差動増幅器８には速度指令Ｖｏが入力され、現
在の速度信号Ｖｓの電圧と速度指令Ｖｏの電圧の差がフ
ィルタ９を介して誤停信号ＶＥとして出力され、この誤
差信号ＶＥとＲＯ，Ｍ６，７からの信号に基づいてマル
チプライングＤ／Ａコンバータ１０．１１及び加ｎ器１
２からＵ、Ｖ、Ｗ相の相電流指令ＲＴＣ，ＳＴＣ，ＴＴ
Ｃが出力される点は、第２図の従来例で説明したとおり
である。一方、ＲＯＭ２２．２３からは、ＲＯＭ６．７
で出力した指令値よりも９０度位相の進んだり相、Ｗ相
の指令値を出力しており、この指令値と上述した飽和検
出回路３゜からの飽和信号ＶｒとがマルチプライングＤ
／Ａコンバータ２４．２５で掛合されてＵ相、Ｗ相の補
正相電流指令ＲＴＣ’ 、ＴＴＣ’ が出力されている
。また、このＵ相、Ｗ相の補正相電流指令ＲＴＣ’ 、
ＴＴＣ’ を加ｎ器２６１ｆｉ加ｎし、Ｖ 相（７）補
正相電流指令ｓ −ｒ ｃ ’を出ツノしている。そし
て、これら各相電流指令ＲＴＣ，ＳＴＣ，ＴＴＣ及び各
補正相電流指令は各々位相シフト回路２７，２８．２９
に入力されている。位相シフト回路２７゜２８．２９は
同−抱成であり、位相シフト回路２７の例が第５図に示
されているが、Ｕ相の相電流指令ＲＴＣとＵ相の補正相
電流指令ＲＴＣ’ は加算器３８で加算され、反転アン
プ３９で反転されて補正されたＵ相の相電流指令ＲＴＣ
が出ツノされる。すなわち、第７図（イ）に示すように
、マルチプライングＤ／Ａコンバータ１０から出力され
るＵ相の相電流指令ＲＴＣは一１０Ｖから＋１０Ｖまで
変動する正弦波であり、マルヂブライングＤ／Ａコンバ
ータ２４から出力されるＵ相の補正相電流指令ＲＴＣ’
は、第７図く口）′・に示ずようにＵ相電流指令ＲＴ
Ｃより９０度位相の進んだ正弦波であり、ただし、そ、
の振幅は上述した飽和検出回路３０の飽和信号Ｖｒに応
じてＯＶ〜１０Ｖまで変動するものである。すなわち、
飽和信号ＶｒがＯｖであれば、ＲＯＭ２２の信号とこの
飽和信号Ｖｒを掛合せるマルヂブライングＤ／Ａコンバ
ータ２４の出ノ〕はＯｖとなり、飽和信号Ｖｒが最高値
（上記例では７Ｖ）のときは振幅１０Ｖで第７図く口）
の実線で示されるような波形のり相の補正相電流指令Ｒ
ＴＣ’が出力されることとなる。そこで、この２つの相
電流指令ＲＴＣ，ＲＴＣ′が加算器３８で加樟され、反
転アンプ３９で反転された位相シフト回路２７の出力は
、第７図（ハ）に示すように、相電流指令ＲＴＣ（第７
図（イ））と比較し最高４５度位相が進んだ波形となり
、これが補正された相電流指令ＲＴとして出力される。
回路５は現在の速度信号ＶＳ及び現在のロータ位置に対
応するＲＯＭ６．７．２２．２３のアドレスを出力する
。一方、差動増幅器８には速度指令Ｖｏが入力され、現
在の速度信号Ｖｓの電圧と速度指令Ｖｏの電圧の差がフ
ィルタ９を介して誤停信号ＶＥとして出力され、この誤
差信号ＶＥとＲＯ，Ｍ６，７からの信号に基づいてマル
チプライングＤ／Ａコンバータ１０．１１及び加ｎ器１
２からＵ、Ｖ、Ｗ相の相電流指令ＲＴＣ，ＳＴＣ，ＴＴ
Ｃが出力される点は、第２図の従来例で説明したとおり
である。一方、ＲＯＭ２２．２３からは、ＲＯＭ６．７
で出力した指令値よりも９０度位相の進んだり相、Ｗ相
の指令値を出力しており、この指令値と上述した飽和検
出回路３゜からの飽和信号ＶｒとがマルチプライングＤ
／Ａコンバータ２４．２５で掛合されてＵ相、Ｗ相の補
正相電流指令ＲＴＣ’ 、ＴＴＣ’ が出力されている
。また、このＵ相、Ｗ相の補正相電流指令ＲＴＣ’ 、
ＴＴＣ’ を加ｎ器２６１ｆｉ加ｎし、Ｖ 相（７）補
正相電流指令ｓ −ｒ ｃ ’を出ツノしている。そし
て、これら各相電流指令ＲＴＣ，ＳＴＣ，ＴＴＣ及び各
補正相電流指令は各々位相シフト回路２７，２８．２９
に入力されている。位相シフト回路２７゜２８．２９は
同−抱成であり、位相シフト回路２７の例が第５図に示
されているが、Ｕ相の相電流指令ＲＴＣとＵ相の補正相
電流指令ＲＴＣ’ は加算器３８で加算され、反転アン
プ３９で反転されて補正されたＵ相の相電流指令ＲＴＣ
が出ツノされる。すなわち、第７図（イ）に示すように
、マルチプライングＤ／Ａコンバータ１０から出力され
るＵ相の相電流指令ＲＴＣは一１０Ｖから＋１０Ｖまで
変動する正弦波であり、マルヂブライングＤ／Ａコンバ
ータ２４から出力されるＵ相の補正相電流指令ＲＴＣ’
は、第７図く口）′・に示ずようにＵ相電流指令ＲＴ
Ｃより９０度位相の進んだ正弦波であり、ただし、そ、
の振幅は上述した飽和検出回路３０の飽和信号Ｖｒに応
じてＯＶ〜１０Ｖまで変動するものである。すなわち、
飽和信号ＶｒがＯｖであれば、ＲＯＭ２２の信号とこの
飽和信号Ｖｒを掛合せるマルヂブライングＤ／Ａコンバ
ータ２４の出ノ〕はＯｖとなり、飽和信号Ｖｒが最高値
（上記例では７Ｖ）のときは振幅１０Ｖで第７図く口）
の実線で示されるような波形のり相の補正相電流指令Ｒ
ＴＣ’が出力されることとなる。そこで、この２つの相
電流指令ＲＴＣ，ＲＴＣ′が加算器３８で加樟され、反
転アンプ３９で反転された位相シフト回路２７の出力は
、第７図（ハ）に示すように、相電流指令ＲＴＣ（第７
図（イ））と比較し最高４５度位相が進んだ波形となり
、これが補正された相電流指令ＲＴとして出力される。
すなわち、飽和度に応じて補正された相電流指令ＲＴは
従来の相電流指令ＲＴＣと比較して０度から４５度進ん
だ指令となる。なお、この補正された相電流指令ＲＴも
ツェナダイオードＺＤ２によりクランプされ、振幅１０
Ｖにされている。
従来の相電流指令ＲＴＣと比較して０度から４５度進ん
だ指令となる。なお、この補正された相電流指令ＲＴも
ツェナダイオードＺＤ２によりクランプされ、振幅１０
Ｖにされている。
また、■相、Ｗ相の？１１ｉｉＥ♂れた相電流指令ＳＴ
。
。
ＴＴも上述したＵ相の補正された相電流指令ＳＴと同様
な処理により作り出される。
な処理により作り出される。
こうして、作り出された飽和度によって補正された相電
流指令Ｒ−ｒ、ＳＴ、１−Ｔは、従来と同様回路１６，
１７．１８の差動増幅器１つに入力されて、Ｕ相、Ｗ相
電流検出器１３．１４及び加篩器１５で検出される現在
の各相に流れる相電′ａＩＲ，Ｉｓ、ＩＴとの差が増幅
され、この差による電圧はフィルタ回路２０でフィルタ
リングされ、ＰＷＭ信号処理回路２１へ各相への指令電
流値に対応する電圧Ｕｖ、Ｖｖ、Ｗｖとして出力され、
ＰＷＭ信号処理回路及びトランジスタベース駆動アンプ
２１からはこの電圧Ｕｖ 、Ｖｖ 、Ｗｖを受けてＰＷ
Ｍ信号ＰＡ−ＰＦを出力し、トランジスタインバータＴ
Ａ−ＴＦをオンオフさせて、飽和度に応じて位相を進め
て永久磁石同期電動１１１Ｍを駆動制御する。その結果
、負荷トルクが大きく各相の巻線へ流す電流指令値に対
応する出力電圧が飽和して充分なトルクが、出せないよ
うな場合は、各相の巻線へ流す電流の位置を進めて巻線
電流と界磁主磁束との直交性をより変化させ、トルクを
増大させるものである。
流指令Ｒ−ｒ、ＳＴ、１−Ｔは、従来と同様回路１６，
１７．１８の差動増幅器１つに入力されて、Ｕ相、Ｗ相
電流検出器１３．１４及び加篩器１５で検出される現在
の各相に流れる相電′ａＩＲ，Ｉｓ、ＩＴとの差が増幅
され、この差による電圧はフィルタ回路２０でフィルタ
リングされ、ＰＷＭ信号処理回路２１へ各相への指令電
流値に対応する電圧Ｕｖ、Ｖｖ、Ｗｖとして出力され、
ＰＷＭ信号処理回路及びトランジスタベース駆動アンプ
２１からはこの電圧Ｕｖ 、Ｖｖ 、Ｗｖを受けてＰＷ
Ｍ信号ＰＡ−ＰＦを出力し、トランジスタインバータＴ
Ａ−ＴＦをオンオフさせて、飽和度に応じて位相を進め
て永久磁石同期電動１１１Ｍを駆動制御する。その結果
、負荷トルクが大きく各相の巻線へ流す電流指令値に対
応する出力電圧が飽和して充分なトルクが、出せないよ
うな場合は、各相の巻線へ流す電流の位置を進めて巻線
電流と界磁主磁束との直交性をより変化させ、トルクを
増大させるものである。
発明の効果
本発明は、永久磁石を使用した同期電動機の１〕ＷＭ制
御方法において、負荷トルクが増大し、同期電動機の各
相に流すべきＮ流の指令値が増大し、基準搬送波のピー
ク値によって決まる該指令値の飽和値に近づくと、自動
的に該指令の位相を進め、巻線電流と界磁主磁束の直交
性を変化させトルクを増大させるようにしたから、同期
電動機の回転数をあげることによるトルクの減少も改善
でき、同Ｊｌｌｌｆｆｉ動機のＩＩＩｗＪが非常に行い
易くなった。
御方法において、負荷トルクが増大し、同期電動機の各
相に流すべきＮ流の指令値が増大し、基準搬送波のピー
ク値によって決まる該指令値の飽和値に近づくと、自動
的に該指令の位相を進め、巻線電流と界磁主磁束の直交
性を変化させトルクを増大させるようにしたから、同期
電動機の回転数をあげることによるトルクの減少も改善
でき、同Ｊｌｌｌｆｆｉ動機のＩＩＩｗＪが非常に行い
易くなった。
第１図は、永゛久磁石を使用した同期電動機のＰＷＭ制
御方法を示す基本回路図、 第２図は、従来のトランジスタＰＷＭ制御回路のブロッ
ク図、 １１３図は、本発明の一実施例のトランジスタＰＷＭ制
御回路のブロック図、 第４図は、飽和検出回路のブロック図、第５図は、位相
シフト回路のブロック図、第６図は、飽和検出回路の動
作を説明づる図、第７図は、位相シフト回路の動作を説
明づる図である。 ２・・・ロータ位置検出回路、４・・・トランジスタイ
ンバータ、８，１９・・・差動増幅器、９・・・フィル
タ、１０．１１，２４．２５・・・マルチプライングＤ
／Ａコンバータ、１２．１５．２６・・・加算器。 特許出願人 ファナック 株式会社 第６図 ４５”
御方法を示す基本回路図、 第２図は、従来のトランジスタＰＷＭ制御回路のブロッ
ク図、 １１３図は、本発明の一実施例のトランジスタＰＷＭ制
御回路のブロック図、 第４図は、飽和検出回路のブロック図、第５図は、位相
シフト回路のブロック図、第６図は、飽和検出回路の動
作を説明づる図、第７図は、位相シフト回路の動作を説
明づる図である。 ２・・・ロータ位置検出回路、４・・・トランジスタイ
ンバータ、８，１９・・・差動増幅器、９・・・フィル
タ、１０．１１，２４．２５・・・マルチプライングＤ
／Ａコンバータ、１２．１５．２６・・・加算器。 特許出願人 ファナック 株式会社 第６図 ４５”
Claims (3)
- （１）各相の巻線に流１′電流指令信号と電機子電流の
差分を基準搬送波と比較することによりＰＷＭ信号を出
力し、該ＰＷＭ信号によってインバータを制御して永久
磁石を使用した同Ｊ＃Ｊ ｆｆｉ動傭ヲｉ［ｉｌｌ ｔ
ｉｌｌ ’Ｊ’ Ｚｒ Ｐ Ｗ Ｍ ｆｌｉ’ｌ Ｏｎ
方法ニオイテ、上記基準搬送波のピーク値によって規
定される上記電流指令信号と電機子電流との差分電圧信
号の飽和度を検出し、該飽和度に応じて上記電流指令信
号の位相を電機子電流と界磁主磁束とが直交している位
相から変化させるようにした同別電！ＰＩＩ機の制御方
法。 - （２）上記電流指令信号は、上記同期電ｖＪ機の界磁主
磁束と直交した位相の各巻線への相電流指令信号と上記
相電流指令信号より９０度位相の進んだ上記飽和度によ
って振幅が変動する補正相電流指令信号とを加算して位
相が変化させられた信号である特許請求の範囲第１項記
載の同期電動機の制御方法。 - （３）上記飽和度が一定値以上になると、該飽和度に枕
倒して位相が変化させられる特許請求の範囲範囲第１項
または第２項記載の同期電動機の制御方法。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59075970A JPH0667257B2 (ja) | 1984-04-16 | 1984-04-16 | 同期電動機の制御方法 |
| DE19853590166 DE3590166T (de) | 1984-04-16 | 1985-04-16 | Verfahren und Vorrichtung zum Regeln eines Permanentmagnet-Synchronmotors unter Verwendung einer Impulsbreitenmodulation |
| PCT/JP1985/000207 WO1985004993A1 (en) | 1984-04-16 | 1985-04-16 | Method of controlling pulse width modulation for a permanent magnet synchronous motor and an apparatus therefor |
| US06/811,840 US4703245A (en) | 1984-04-16 | 1985-04-16 | Method and apparatus for controlling permanent magnet synchronous motor by using pulse width modulation |
| DE3590166A DE3590166C2 (ja) | 1984-04-16 | 1985-04-16 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59075970A JPH0667257B2 (ja) | 1984-04-16 | 1984-04-16 | 同期電動機の制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60219987A true JPS60219987A (ja) | 1985-11-02 |
| JPH0667257B2 JPH0667257B2 (ja) | 1994-08-24 |
Family
ID=13591593
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59075970A Expired - Lifetime JPH0667257B2 (ja) | 1984-04-16 | 1984-04-16 | 同期電動機の制御方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4703245A (ja) |
| JP (1) | JPH0667257B2 (ja) |
| DE (2) | DE3590166C2 (ja) |
| WO (1) | WO1985004993A1 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63283491A (ja) * | 1987-05-14 | 1988-11-21 | Fanuc Ltd | 同期式サ−ボモ−タの電流制御方式 |
| JPH03155387A (ja) * | 1989-11-10 | 1991-07-03 | Toyota Autom Loom Works Ltd | 誘導電動機の制御装置 |
| US5936378A (en) * | 1997-03-27 | 1999-08-10 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Motor controller |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2727315B2 (ja) * | 1985-10-25 | 1998-03-11 | ファナック 株式会社 | 射出成形機の保圧制御方法 |
| WO1988009082A1 (en) * | 1987-05-14 | 1988-11-17 | Belorussky Gosudarstvenny Universitet Imeni V.I.Le | Rectifier type electric drive |
| US5038090A (en) * | 1988-10-05 | 1991-08-06 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Servo motor control apparatus |
| US5212437A (en) * | 1991-08-02 | 1993-05-18 | Picker International, Inc. | High speed starter operations monitor |
| GB9217761D0 (en) * | 1992-08-21 | 1992-10-07 | British Tech Group | Method of and apparatus for determining a rotor displacement parameter |
| US5394321A (en) * | 1992-09-02 | 1995-02-28 | Electric Power Research Institute, Inc. | Quasi square-wave back-EMF permanent magnet AC machines with five or more phases |
| US5355070A (en) * | 1993-03-10 | 1994-10-11 | A. C. Propulsion, Inc. | Induction motor drive stability control circuit |
| US5652495A (en) * | 1994-05-25 | 1997-07-29 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Controller for permanent magnet synchronous motor |
| JPH08280199A (ja) * | 1995-02-10 | 1996-10-22 | Nippon Soken Inc | 永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御装置 |
| US6069808A (en) * | 1997-05-21 | 2000-05-30 | Texas Instruments Incorporated | Symmetrical space vector PWM DC-AC converter controller |
| WO2002058225A1 (en) * | 2001-01-04 | 2002-07-25 | Aquadane Aps | Method and an apparatus for the control of an electric motor and the use hereof |
| JP3985792B2 (ja) * | 2004-02-13 | 2007-10-03 | 松下電器産業株式会社 | 電動機駆動装置およびそれを用いた空気調和機 |
| US7211973B1 (en) | 2005-01-07 | 2007-05-01 | Marvell Asia Pte, Ltd. | System and process for utilizing back electromotive force in disk drives |
| US9831812B2 (en) * | 2015-02-27 | 2017-11-28 | Nutech Ventures | Direct torque control of AC electric machines |
Family Cites Families (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3662247A (en) * | 1970-10-01 | 1972-05-09 | Reliance Electric Co | Pulse width modulated inverter adaptive logic |
| US3851234A (en) * | 1973-05-09 | 1974-11-26 | Gen Electric | Control system for obtaining and using the optimum speed torque characteristic for a squirrel cage induction motor which guarantees a non-saturating magnetizing current |
| US3971972A (en) * | 1975-03-14 | 1976-07-27 | Allis-Chalmers Corporation | Transistor inverter motor drive having voltage boost at low speeds |
| JPS5358610A (en) * | 1976-11-06 | 1978-05-26 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Phase-lead compensaion for dc brushless motor |
| JPS5396423A (en) * | 1977-02-01 | 1978-08-23 | Mitsubishi Electric Corp | Control system for induction motor |
| US4330741A (en) * | 1979-06-20 | 1982-05-18 | Hitachi, Ltd. | Electric control apparatus of induction motor |
| JPS57151292A (en) * | 1981-03-16 | 1982-09-18 | Fanuc Ltd | Controlling system and device for synchronous motor |
| EP0075023B1 (en) * | 1981-03-31 | 1986-07-30 | Fanuc Ltd. | Method of controlling an ac motor and device thereof |
| US4575667A (en) * | 1981-06-09 | 1986-03-11 | Fanuc Ltd | AC Motor speed control apparatus |
| US4445080A (en) * | 1981-11-25 | 1984-04-24 | The Charles Stark Draper Laboratory, Inc. | System for indirectly sensing flux in an induction motor |
| DE3203911A1 (de) * | 1982-02-05 | 1983-08-11 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Verfahren zur erhoehung der maximaldrehzahl einer synchronmaschine bei vorgegebener erregerfeldstaerke und klemmspannung und schaltungsanordnung zur durchfuehrung des verfahrens |
| JPS58157384A (ja) * | 1982-03-12 | 1983-09-19 | Fanuc Ltd | 交流モ−タの駆動方式 |
| JPS58201593A (ja) * | 1982-05-18 | 1983-11-24 | Fanuc Ltd | モ−タの駆動回路 |
| JPS58205221A (ja) * | 1982-05-26 | 1983-11-30 | Toshiba Corp | 電力変換装置の電流制御方法 |
| JPS5921294A (ja) * | 1982-07-28 | 1984-02-03 | Fanuc Ltd | 同期電動機の駆動装置 |
-
1984
- 1984-04-16 JP JP59075970A patent/JPH0667257B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1985
- 1985-04-16 DE DE3590166A patent/DE3590166C2/de not_active Expired
- 1985-04-16 WO PCT/JP1985/000207 patent/WO1985004993A1/ja active Application Filing
- 1985-04-16 US US06/811,840 patent/US4703245A/en not_active Expired - Lifetime
- 1985-04-16 DE DE19853590166 patent/DE3590166T/de active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63283491A (ja) * | 1987-05-14 | 1988-11-21 | Fanuc Ltd | 同期式サ−ボモ−タの電流制御方式 |
| JPH03155387A (ja) * | 1989-11-10 | 1991-07-03 | Toyota Autom Loom Works Ltd | 誘導電動機の制御装置 |
| US5936378A (en) * | 1997-03-27 | 1999-08-10 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Motor controller |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3590166T (de) | 1986-05-15 |
| US4703245A (en) | 1987-10-27 |
| DE3590166C2 (ja) | 1989-09-07 |
| WO1985004993A1 (en) | 1985-11-07 |
| JPH0667257B2 (ja) | 1994-08-24 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPS60219987A (ja) | 同期電動機の制御方法 | |
| US8004220B2 (en) | Motor drive voltage-boost control | |
| US5206575A (en) | Device for controlling an AC motor | |
| US10312847B2 (en) | Motor control using phase current and phase voltage | |
| US4361794A (en) | Induction motor drive apparatus | |
| US20060145639A1 (en) | Brushless DC motor system and method of controlling the same | |
| KR880001837B1 (ko) | 유도 전동기 구동방식 | |
| JPS5850119B2 (ja) | 無整流子電動機の制御装置 | |
| JPS58130792A (ja) | 同期電動機の駆動装置 | |
| US11967915B2 (en) | Motor control device, motor control method, hybrid system, boost converter system and electric power steering system | |
| US6933690B2 (en) | Motor driver | |
| JPH1023756A (ja) | 電圧形インバータ装置及びその制御方法 | |
| US4703246A (en) | Control method and apparatus for synchronous motor | |
| JPS60180493A (ja) | 多層ブラシレスモ−タの駆動装置 | |
| KR950004836B1 (ko) | 교류 전동기의 상전압 측정장치 및 그 측정방법 | |
| JPH03253291A (ja) | 電動機駆動装置 | |
| EP0073839B1 (en) | Control device for synchronous motor | |
| US20230184851A1 (en) | Magnetic pole detection circuit and motor control method | |
| JP3190497B2 (ja) | モータ制御装置 | |
| JP2005151610A (ja) | 同期電動機の制御装置 | |
| WO2022154027A1 (ja) | モータ制御装置およびそれを備えた駆動システム | |
| JP5266872B2 (ja) | 誘導電動機の可変速制御装置 | |
| JPS60204287A (ja) | ブラシレスモ−タの運転制御装置 | |
| JPS63228992A (ja) | インバ−タ制御装置 | |
| JP4119996B2 (ja) | 交流電動機の駆動方法および駆動装置 |