DE3590166C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Regelung eines Per­ manentmagnet-Synchronmotors nach dem Oberbegriff des Patentan­ spruches 1.

Aus der EP-00 73 839 ist ein Regler bekannt, bei dem ein Inver­ ter über ein Pulsmodulationssignal gesteuert wird, das sich aus dem Vergleich der Abweichung zwischen Ist-Strom und Soll-Strom mit einer Bezugsträgerwelle ergibt. Entsprechend dem Vergleichs­ ergebnis wird ein Synchronmotor geregelt.

Aus der Druckschrift ETZ-Archiv Bd. 5 (1983) ist ein Regler be­ kannt, bei dem ein gewünschter Stromwert i entsprechend der Summe aus Rotorposition und Steuerwinkel bestimmt wird, der von der Drehzahl n abhängt.

Aus der EP-00 85 871 ist eine Vorrichtung der eingangs ge­ nannten Art bekannt. Diese Vorrichtung soll dazu dienen, die Drehzahl eines Permanentmagnet-Synchronmotors unter der Bedingung zu erhöhen, daß sowohl die maximale Klemmen­ spannung als auch die Feldstärke unverändert bleiben.

Im folgenden wird die prinzipielle Funktionsweise einer PWM-Regelvorrichtung für einen Permanent-Synchronmotor an­ hand der Fig. 1 und 2 erläutert.

E bezeichnet eine Dreiphasen- Spannungsquelle. 3 bezeichnet einen Gleichrichterkreis, 4 einen Transistorinverter und 1 eine Transistor-PWM-Regelschaltung. M bezeichnet einen Permanentmagnet-Synchronmotor. 2 bezeichnet einen Rotorpositionsdetektor, z. B. einen Impulskodierer, zum Feststellen der Position eines Rotors des Synchronmotors M. Die Transistor-PWM-Regelschaltung 1 vergleicht eine Soll-Drehzahl VO mit einer Ist-Drehzahl Vs des Rotors, die über den Rotorpositionsdetektor 2 festgestellt wird. Transistoren TA bis TF in dem Tansistorinverter 4 werden ein/ ausgeschaltet, um Ströme einzustellen, die durch die U-, V- und W-Phasenwicklungen des Motors fließen, wodurch die Drehzahl des Motors geregelt wird. Eine typische Anordnung der Transistor-PWM-Regelschaltung 1 ist in Fig. 2 dargestellt. In Fig. 2 bezeichnet 5 einen Signalprozessor zum Berechnen einer Spannung Vs, welche die Ist-Drehzahl darstellt. 6 und 7 bezeichnen ROM's zum Speichern von U- und W-Phasensollwerten entsprechend den Rotorpositionen derart, daß der sich ergebende Vektor der in den U-, V- und W-Phasen fließenden Ströme senkrecht zum Hauptfluß eines Magnetfelds steht, das durch den Rotor erzeugt wird. 8 ist ein Differenzverstärker zur Bildung der Differenz zwischen der Spannung VO und der Spannung Vs und zum Erzeugen eines verstärkten Differenzsignals. 9 bezeichnet ein Filter, das die Verstärkung bei hohen Frequenzen verringert und die Verstärkung bei niedrigen Frequenzen erhöht und das eine Spitzenspannung mit Zener-Dioden ZD festhält. 10 und 11 bezeichnen multiplizierende Digital/Analog-(D/A)-Wandler. Der D/A-Wandler 10 multipliziert eine Ausgangsspannung VE, welche die Differenz zwischen der Solldrehzahl VO und der Ist-Drehzahl Vs darstellt und die durch das Filter 9 gefiltert wird, mit dem U-Soll-Wert-, der aus dem ROM 6 ausgelesen wird. Ähnlich multipliziert der D/A-Wandler 11 die Ausgangs­ spannung VE mit dem W-Soll-Wert, der aus dem ROM 7 ausgelesen wird. Die D/A-Wandler 10 und 11 erzeugen jeweils U- und W-Phasenstromsollwerte RTC und TTC. 12 bezeichnet einen Addierer zum Addieren der U- und W-Phasenstromsollwerte RTC und TTC und zum Erzeugen eines V-Phasenstromsollwerts STC, der zu den U- und W-Phasen um 120° verschoben ist. 13 und 14 bezeichnen Detektoren zum Feststellen von Strömen Iu und Iw, die durch die U- und W-Ankerwicklungen des Synchronmotors M fließen. 15 bezeichnet einen Addierer zum Addieren der U- und W-Phasenistströme IR und IT, die durch die U- und W-Phasenstromdetektoren 13 und 14 festgestellt worden sind, um einen V-Phasenstrom IS zu berechnen. 16, 17 und 18 bezeichnen Kreise zum Zuführen der Strom-Sollwertspannungen, welche die Ströme darstellen, die den U-, V- und W-Ankerwicklungen zugeführt werden sollen. Die Kreise 16, 17 und 18 haben einen identischen Aufbau mit Ausnahme der Eingabesignale, die durch die jeweiligen Kreise zugeführt werden. Der Kreis 16 enthält einen Operationsverstärker 19 zum Verstärken der Differenz zwischen dem U-Phasenstromsollwert RTC und dem U-Phaseniststrom IR und ein Tiefpaß­ filter 20 zum Übertragen nur der Frequenzkomponente der Bezugs­ trägerwelle, die von dem Operationsverstärker 19 ausgegeben wird. Der Kreis 17 empfängt den V-Phasenstromsollwert STC und den Ist-Strom IS. Der Kreis 18 empfängt den W-Phasenstrom­ sollwert TTC und den Ist-Strom IT. Die sonstigen Ausbil­ dungen der Kreise 17 und 18 entsprechen denen des Kreises 16. 21 bezeichnet einen Kreis mit einem PWM-Signalprozessor und einem basisgesteuerten Transistor-Verstärker, die nachfolgend mit PWM-Signalprozessor 21 bezeichnet werden. Der PWM-Signalpro­ zessor 21 vergleicht die Signale von den Kreisen 16, 17 und 18 mit der Bezugsträgerwelle VA und erzeugt PWM-Signale PA bis PF zum Ein- und Ausschalten der Transistoren TA bis TF des Transistorinverters 4.

Mit der vorstehend erläuterten Anordnung wird der Synchronmotor M in folgender Weise geregelt. Der Differenzverstärker 8 verstärkt ein Signal, das für die Differenz zwischen dem Drehzahlsollwert VO und der momentanen Drehzahl Vs kennzeichnend ist. Das verstärkte Signal wird als ein Fehlersignal VE den Multiplizier-D/A-Wandlern 10 und 11 über das Filter 9 zugeführt. Die U- und W-Phasen-ROMs 6 und 7 empfangen ein Adressensignal, das für die momentane Rotorposition kenn­ zeichnend ist, von dem Signalprozessor 5 und führen U- und W-Phasensollwerte entsprechend der momentanen Rotorposition den D/A-Wandlern 10 und 11 zu. Die D/A-Wandler 10 und 11 multiplizieren das Fehlersignal VE mit den Sollwerten von den ROMs 6 und 7 und erzeugen U- und W-Phasenstromsollwerte RTC und TTC. Der Addierer 12 addiert die U- und W-Phasenstromsollwerte RTC und TTC, um den V-Phasenstromsollwert STC zu erhalten. Die Operationsverstärker 19 in den Kreisen 16, 17 und 18 verstärken die Differenzen zwischen den Sollwerten RTC, STC und TTC und den U-, V-, W-Phasenistströmen IR, IS und IT, die durch die U- und W-Phasenstromdetektoren 13 und 14 festgestellt und durch den Addierer 15 berechnet werden. Die verstärkten Signale werden durch die Filter 20 gefiltert und Spannungen entsprechend den jeweiligen Phasensollströmen werden dem PWM-Signalprozessor 21 zugeführt. Der Prozessor 21 vergleicht die Spannungen mit der Bezugsträgerwelle VA und erzeugt die PWM-Signale PA bis PF über den basisgesteuerten Transistorverstärker. Die Signale PA bis PF werden dem Tran­ sistorinverter 4 der Fig. 1 zugeführt und dessen Transistoren TA bis TF werden ein/ausgeschaltet, um die Drehzahl des Motors M zu regeln.

Bei der oben beschriebenen, bekannten PWM-Regelschaltung fließen die optimalen Phasenströme in den jeweiligen Phasenwicklungen in Übereinstimmung mit der momentanen Rotorposition ohne Rücksicht auf die Drehzahl des Motors. Die Gegen-EMK steigt proportional zur Motordrehzahl des Motors M an. Um diesen Anstieg zu kompensieren, wird die Spannung entsprechend dem Soll-Strom erhöht. Das Ausgangsdrehmoment des Motors M ändert sich in Übereinstimmung mit einem Anstieg/Abfall der durch die jeweiligen Phasenwicklungen fließenden Ströme. Wenn die Motordrehzahl einen bestimmten Wert übersteigt, steigt die Last an. Als Ergebnis übersteigt der Spitzenwert der Differenzspannung zwischen dem Ist-Strom und dem Sollstrom denjenigen der Bezugsträgerwelle. Wenn in diesem Falle jedoch der Differenzspannungsspitzenwert den Trägerwellenspitzenwert erreicht, wird das Ausgangsdrehmoment maximiert. Auch wenn der Differenzspannungsspitzenwert wesent­ lich den Trägerwellenspitzenwert übersteigt, kann kein größeres Drehmoment erhalten werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung der eingangs genannten Art dahingehend weiterzubilden, daß das Ausgangsdrehmoment erhöht wird.

Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichen des Hauptan­ spruches angegebenen Merkmale gelöst.

Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung an­ hand der Abbildungen näher erläutert. Hierbei zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild einer bekannten Regelschaltung für einen Permanentmagnet- Synchronmotor,

Fig. 2 ein Blockschaltbild der Transistor-PWM-Regelschaltung der Fig. 1,

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer Transistor-PWM-Regelschaltung einer Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines Sättigungsdetektors der Fig. 3,

Fig. 5 ein Blockschaltbild eines Phasenschiebers der Fig. 3,

Fig. 6 eine graphische Darstellung zum Erläutern der Arbeits­ weise des Sättigungsdetektors,

Fig. 7 eine graphische Darstellung einer Eingangs/Ausgangs- Kennlinie eines Begrenzungsverstärkers der Fig. 4,

Fig. 8 eine graphische Darstellung einer Eingangs/Ausgangs- Kennlinie eines Addierers und eines Halbwellengleich­ richters der Fig. 4 und

Fig. 9A bis 9C Zeitdiagramme zum Erläutern der Arbeitsweise des Phasenschiebers.

Fig. 3 zeigt eine Transistor-PWM-Regelschaltung 1′ zum Erläutern einer Ausführungsform der Erfindung. Die Transistor-PWM-Regelschaltung 1′ regelt den Transistorinverter 4 der Fig. 1, der wiederum den Permanentmagnet-Synchronmotor M regelt. Dieselben Bezugszeichen sind in Fig. 3 verwendet, um dieselben Teile wie die in der bekannten PWM-Regelschaltung 1 der Fig. 2 zu bezeichnen. Die PWM-Regelschaltung 1′ der Fig. 3 ist der Schaltung der Fig. 2 sehr ähnlich mit der Ausnahme, daß ROMs 22 und 23, ein Sättigungsdetektor 30, multiplizierende D/A-Wandler 24 und 25, ein Addierer 26 und Phasenschieber 27, 28 und 29 hinzugefügt sind. Die ROMs 22 und 23 speichern Befehle bzw. Sollwerte, die zu den U- und W-Phasenwicklungen in Übereinstimmung mit den Rotorpositionen derart ausgegeben werden, daß der resultierende Vektor der jeweiligen Phasenströme um 90° gegenüber der Phase vorgeschoben wird, die eine orthogonale Beziehung zwischen dem resultierenden Vektor und dem Hauptfluß des Magnetfelds ergibt. Der Sättigungsdetektor 30 stellt den Sättigungsgrad der Aus­ gangsspannungen, die von den Kreisen 16, 17 und 18 an einen PWM-Signalprozessor 21 angelegt werden, fest, wobei die Aus­ gangsspannungen den Sollwerten für die jeweiligen Phasen­ wicklungen entsprechen. Die D/A-Wandler 24 und 25 multiplizieren das Ausgangssignal vom Sättigungsdetektor 30 mit den Ausgangssignalen der ROMs 22 und 23, die darin Werte für die U- und W-Phasen speichern, die um 90° vor­ geschoben werden, um jeweils korrigierte U- und W-Phasenstrom­ sollwerte RTC′ und TTC′ zu erzeugen. Der Addierer 26 addiert die Ausgangssignale der D/A-Wandler 24 und 25, um einen korrigierten V-Phasenstromsollwert STC′ zu erzeugen. Die Phasenschieber 27, 28 und 29 addieren die korrigierten U-, V- und W-Phasenstromsollwerte RTC′, STC′ und TTC′ und die U-, V- und W-Stromsollwerte RTC, STC und TTC von den D/A-Wandlern 10 und 11 und dem Addierer 12 und schieben die U-, V- und W-Phasen vor.

Fig. 4 zeigt den Sättigungsdetektor 30 und Fig. 5 den Phasenschieber 27. Obwohl deren Detailanordnungen nicht darge­ stellt sind, haben die Phasenschieber 28 und 29 dieselbe Anord­ nung wie der Phasenschieber 27 mit der Ausnahme, daß sich die Eingangssignale zu den Phasenschiebern 27, 28 und 29 voneinander unterscheiden. Gemäß Fig. 5 werden korrigierte V- und W-Phasen­ stromsollwerte STC′ und TTC′ und die V- und W-Phasenstromsollwerte STC und TTC anstelle des korrigierten U-Phasenstromsollwerts RTC′ und des U-Phasenstromsollwerts RTC verwendet.

In dem Sättigungsdetektor 30 der Fig. 4 werden Spannungen Vu, Vv und Vw (die Spannungen Vu, Vv und Vw ändern sich innerhalb des Bereichs von ±10 V, wobei jeder Grenzwert, der durch den Spitzenwert der Bezugsträgerwelle VA bestimmt ist, als Sätti­ gungsspannung definiert ist), die den U-, V- und W-Phasensollwert­ strömen entsprechen und von den Kreisen 16, 17 und 19 an den PWM-Signalprozessor 21 angelegt werden, jeweils an die Multiplizierer 31, 32 und 33 gegeben. Die Spannungen Vu, Vv und Vw werden jeweils durch die Multiplizierer 31, 32 und 33 quadriert und durch 10 dividiert. Die resultierenden Werte werden dann mittels eines Addierers 34 addiert, der eine Spannung Va von 0 bis -10 V erzeugt, siehe Fig. 6. Die Aus­ gangsspannung Va wird einem Begrenzungsverstärker 35 zugeführt und ein Kondensator C 1 in dem Begrenzungsverstärker 35 glättet die Spannung Va. Eine Zener-Diode ZD 1 hält die Spannung Va auf einer vorbestimmten Spannung E 2 (7 V bei dieser Ausführungs­ form) fest. Die Eingangs/Ausgangs-Kennlinie des Begrenzungs­ verstärkers 35 ist in Fig. 7 gezeigt. Im einzelnen werden die Widerstandswerte der Widerstände R 1 und R 2 und eine Versorgungs­ spannung E 1 derart festgelegt, daß der Begrenzungsverstärker 35 kein Ausgangssignal erzeugt, wenn die Durchschnittsspannung vom Addierer 34 eine vorbestimmte Spannung übersteigt. Bei dieser Ausführungsform wird die Spannung E 1 auf 15 V eingestellt und die Widerstandwerte der Widerstände R 1 und R 2 werden auf 10 kOhm und 5,1 kOhm eingestellt, so daß, wenn die Durch­ schnittsspannung Va von dem Addierer 34 höher als -5 V ist, kein Ausgangssignal erzeugt wird. Wenn die Spannung niedriger als -5 V ist, wird eine Ausgangsspannung Vb erzeugt, siehe Fig. 7. Wenn der Addierer 34 eine Durchschnittsspannung Va von -10 V als Sättigungsspannung erzeugt, wird eine Ausgangsspannung Vb von 7 V als Zener-Spannung der Zener-Diode ZD 1 erzeugt. Ein Aus­ gangssignal vom Begrenzungsverstärker 35 wird durch einen Invertierverstärker 36 invertiert und läuft über einen Halb­ wellengleichrichter 37. Wenn die Ausgangsspannung Va vom Addierer 34 niedriger als -5 V ist, wird das invertierte Signal dann als Sättigungssignal Vr von 0 bis 7 V in Überein­ stimmung mit dem Sättigungsgrad erzeugt, siehe Fig. 8.

Wenn die Spitzenwerte der Spannungen entsprechend den U-, V- und W-Phasenbefehlsströmen, die dem PWM-Signalprozessor 21 zugeführt werden sollen, die Sättigungsspannung erreichen, die durch die Spitzenspannung der Bezugsträgerwelle VA bestimmt ist, wird die Sättigungsspannung Vr in Übereinstimmung mit dem Sättigungsgrad erzeugt.

Anhand der Fig. 3 wird die Arbeitsweise der Ausführungsform beschrieben.

Der Signalprozessor 5 erzeugt Adressensignale für die ROMs 6, 7, 22 und 23, die dem momentanen Drehzahlsignal Vs und der momen­ tanen Rotorposition in Übereinstimmung mit dem Signal S von dem Rotorpositionsdetektor 2 (Fig. 1) entsprechen. Der Differenz­ verstärker 8 empfängt den Drehzahlbefehl VO und erzeugt ein Fehlersignal VE, das die Differenz zwischen der Spannung des Ist- Drehzahlsignals Vs und der Spannung des Drehzahl­ soll-Signals VO ist, über das Filter 9. Die U-, V- und W-Stromsollwerte RTC, STC und TTC werden durch die D/A-Wandler 10 und 11 und den Addierer 12 in Übereinstimmung mit dem Fehler­ signal VE und den Signalen von den ROMs 6 und 7 in derselben Weise wie bei dem bekannten Beispiel nach Fig. 2 erzeugt. Die U- und W-Phasensollwerte, die den Sollwerten aus den ROMs 6 und 7 um einen Phasenwinkel von 90° voreilen, werden jeweils von den ROMs 22 und 23 ausgelesen. Diese Befehle werden durch die D/A-Wandler 24 und 25 mit dem Sättigungssignal Vr vom Sättigungsdetektor 30 multipliziert, wodurch korrigierte U- und W-Phasenstromsollwerte RTC′ und TTC′ erzeugt werden. Die korrigierten U- und W-Phasenstromsollwerte RTC′ und TTC′ werden durch den Addierer 26 addiert, der dann den korrigierten V-Phasenstromsollwert STC′ erzeugt. Die Stromsollwerte RTC, STC und TTC und die korrigierten Stromsollwerte RTC′, STC′ und TTC′ werden den Phasenschiebern 27, 28 und 29 zugeführt. Die Phasen­ schieber 27, 28 und 29 haben identischen Aufbau, weshalb nur der Phasenschieber 27 in Fig. 5 dargestellt ist. Der U-Phasenstrom­ sollwert RTC und der korrigierte U-Phasenstromsollwert RTC′ werden durch den Addierer 38 addiert und durch einen Invertierverstärker 39 invertiert, wodurch ein korrigierter U-Phasenstromsollwert RT erzeugt wird. Wie in Fig. 9A gezeigt, ist der U-Phasenstrom­ sollwert RTC von dem Multiplizier-D/A-Wandler 10 eine sinusför­ mige Welle, die sich zwischen -10 V und +10 V ändert. Der korrigierte U-Phasenstromsollwert RTC′ von dem D/A- Wandler 24 ist eine sinusförmige Welle, die um 90° gegenüber dem U-Phasenstromsollwert RTC voreilt, siehe Fig. 9B. Der Ampli­ tude der sinusförmigen Welle ändert sich zwischen 0 und 10 V in Übereinstimmung mit dem Sättigungssignal Vr vom Sättigungs­ detektor 30. Wenn die Sättigungsspannung V von 0 V erzeugt wird, ist das Ausgangssignal vom D/A-Wandler 24 zum Multiplizieren des Signals vom ROM 22 durch das Sättigungssignal Vr gerade 0 V. Wenn jedoch das Sättigungssignal Vr beim maximalen Wert (7 V bei der obigen Ausführungsform) liegt, ist die Amplitude 10 V, wodurch der korrigierte U-Phasenstrom­ sollwert RTC′ erzeugt wird, dessen Wellenform durch ausgezogene Linien in Fig. 9B angegeben ist. Die Stromsollwerte RTC und RTC′ werden durch den Addierer 38 addiert, das Ausgangssignal des Addierers 38 wird durch den Invertierverstärker 39 invertiert. Beim Vergleich mit dem Stromsollwert RTC (Fig. 9A) hat das invertierte Ausgangssignal vom Phasenschieber 27 eine Wellenform, die um ein Maximum von 45° vorgeschoben ist, siehe Fig. 9C, und wird als korrigierter Stromsollwert T erzeugt. Der Stromsollwert RT, der in Übereinstimmung mit dem Sättigungsgrad korrigiert wird, eilt somit um einen Phasenwinkel vor, der von 0 bis 45° im Vergleich zu dem bekannten Stromsollwert RTC variiert. Der korrigierte Stromsollwert RT wird auch durch die Zener-Diode ZD 2 festgehalten und seine Amplitude wird auf 10 V begrenzt.

Korrigierte V- und W-Phasenstromsollwerte ST und TT werden in derselben Weise wie der korrigierte U-Phasenstromsollwert RT erzeugt.

Die Phasenstromsollwerte RT, ST und TT, die in Übereinstimmung mit dem Sättigungsgrad korrigiert sind, werden dann den Differenzverstärkern 19 der Kreise 16, 17 und 18 zugeführt. Differenzen zwischen den korrigierten Phasenstromsollwerten RT, ST und TT und den Ist-Phasenströmen IR, IS und IT, die in den Phasenwicklungen fließen und die durch die U- und W-Strom­ detektoren 13 und 14 und den Addierer 15 festgestellt werden, werden verstärkt. Die verstärkten Spannungen werden durch die Filter 20 gefiltert und dem PWM-Signalprozessor 21 als Spannungen Uv, Vv und Wv entsprechend den Phasensollströmen zugeführt. Der PWM-Signalprozessor und der basisgesteuerte Transistorverstärker 21 empfangen die Spannungen Uv, Vv und Wv und erzeugen PWM-Signale PA bis PF, wodurch die Transistor­ inverter TA bis TF ein- und ausgeschaltet werden. Die Phasen werden in Übereinstimmung mit dem Sättigungsgrad vorgeschoben und der Permanentmagnet-Synchronmotor M wird auf diese Weise geregelt. Wenn das Lastdrehmoment groß ist und die Ausgangs­ spannungen entsprechend den in den jeweiligen Phasen fließenden Strömen gesättigt sind und kein ausreichendes Drehmoment erzeugt werden kann, werden die Phasen der in den jeweiligen Phasenwicklungen fließenden Ströme vorgeschoben, um das orthogonale Verhältnis zwischen dem Wicklungsstrom und dem Hauptfluß des Magnetfelds zu ändern, wodurch das Motor­ drehmoment erhöht wird.

Claims (3)

1. Vorrichtung zur Regelung eines Permanentmagnet-Synchron­ motors, mit
ersten Einrichtungen (2) zum Feststellen einer Position des Rotors des Motors,
ersten Speichereinrichtungen (6, 7) zum Speichern einer ersten Ankerstromsollsignalgruppe von jeweiligen Phasen, die entsprechend der Position des Rotors erste Ankerstromsollwerte erzeugen (10, 11), die eine orthogonale Beziehung zwischen einem resultierenden, ei­ nen Raumzeiger darstellenden Ankerstrom und einem Fluß des Permanentmagneten ergeben,
zweiten Einrichtungen (22-25) zum Erzeugen einer zweiten Ankerstromsollsignalgruppe von jeweiligen Phasen, die entsprechend der Position des Rotors zweite Ankerstromsollwerte zum Schwächen des Flusses bilden,
dritten Einrichtungen (13, 14) zum Feststellen der Anker­ stromistwerte der jeweiligen Phasen,
vierten Einrichtungen (27, 28, 29; 21), welche die Differenzen zwi­ schen den vektoriell addierten ersten und zweiten Anker­ stromsollwerten und den Ankerstromistwerten bilden und Signale erzeugen,
einem Wechselrichter (4) zum Einstellen der Ankerströme der jeweiligen Phasen entsprechend der Signale, und mit
fünften Einrichtungen (30) zum Feststellen einer einer maximalen Ausgangsspannung des Wechselrichters (4) ent­ sprechenden und die Amplitude der zweiten Ankerstrom­ sollwerte bestimmenden Größe,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Wechselrichter (4) über eine Pulsbreitenmodula­ tion durch Vergleich einer Bezugsschwingung mit den Si­ gnalen angesteuert wird,
daß die fünften Einrichtungen (30) Sättigungsfeststellungs­ einrichtungen (30) zum Erzeugen der Größe umfassen, wenn die Signale größer oder gleich einem Spitzenwert der Be­ zugsschwingungen sind, wobei die Größe einen Wert als vor­ bestimmte Funktion von Differenzsignalen aus den Signalen und dem Spitzenwert aufweist, und
daß die zweiten Einrichtungen zweite Speichereinrichtungen (22, 23) zum Speichern der zweiten Ankerstromsollsignal­ gruppe der jeweiligen Phasen umfassen.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Speichereinrichtungen (22, 23) Festwert­ speicher (ROM's) umfassen.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Einrichtungen (22-25) multiplizierende D/A-Wandler (24, 25) umfassen, über welche die digitalen Ausgangssignale der Speichereinrichtungen (22, 23) mit den von den Sättigungsfeststellungseinrichtungen (30) erzeugten Größe multiplizierbar sind.