JPS60203026A - アツプダウンチユ−ナ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明は広帯域の信号を受信し、第１の混合器により
−担受信信号を高域周波数に変換し、この後に所定の受
信周波数に第２の混合器によって周波数変換する所謂ア
ップダウンチューナに係り、特に伝送チャンネル数が増
加した場合においても隣接チャンネル間のビート、スプ
リアス等による影響が軽減され得るアップダウンチュー
ナに関する。

〔発明の技術的背景とその問題点〕

ＣＡＴＶ等のように多数チャンネルを受信するチコーナ
としては、周波数変換比等の面から、一般に入力受信周
波数に対してこれより高い周波数に周波数変換した後に
所定の周波数へ低減変換するアップダウンチューナが用
いられる。このようにアップダウンチューナは、多数チ
ャンネルの受信に適するためＣＡＴＶ等のように多数チ
ャンネル信号が伝送されるシステムのチ、−すに適用さ
れる。

ＣＡＴＶは多数チャンネル信号の伝送をその特色の一つ
とする通信方式であるが、最近伝送チャンネル数は増々
多チャンネル化される傾向にあり多数チャンネル間の妨
害の低減が問題となっている。

ＣＡＴＶシステムの伝送チャンネル数は年々増加されて
おり、これに伴いチューナの受信可能周波数範囲も拡大
されて針ている。−その様子は下記の表のように示され
る。

現在においては更に伝送周波数範囲は５０〜５００　Ｍ
Ｈｚ程度にまで拡大される動きがある。

第１図は従来のアップダウンチューナを示す回路図であ
り、これをＣＡＴＶに利用した場合を示す。

第１図において入力端子１から印加された入力信号は、
入力帯域フィルタ２を介し第１の混合器３に印加される
。この第１の混合器３には、選局回路４で設定した分局
比で動作するＰＬＬ回路５．第１の局部発振器６、この
発振器出力を分周しＰＬＬ回路５に供給するプリスケー
ラ７のループによって出力周波数が安定化された第１の
局部発振器６の出力が加わる。この結果、第１の混合器
３は入力端子１に印加された入力信号を高域周波の信号
に変換する。この高域周波数に変換された状態で、上記
選局回路４でＰＬＬ回路５に対する分周比を設定するこ
とで選局動作がなされる。そして、上記第１の混合器３
の出力は、第１中間周波帯域通過フィルタ８、第１中間
周波増幅器９、第１中間周波帯域通過フィルタ１０を介
して第２の混合器１１に加えられる。第２の混合器１１
は、第２の局部発振器１２の出力を受け上記高域周波数
に変換された信号を所定の第２の中間周波信号に周波数
変換される。第２の混合器１１の出力は、第２の中間周
波帯域通過フィルタ１３に加えられた後出力端子１４に
出力される。

上記第１図に示す従来のアップダウンチューナでは、次
に示すような問題点を有する。以下に、この問題につい
て述べるが、説明便宜上、アップダウンチー−すの受信
周波数を次のように仮定する。

即ち、受信可能周波数範囲が５０〜４５０　Ｍ）ｌｚ　
（映像搬送波にして５５．２５Ｍ１（ｚ〜４４５．２５
ＭＨｚ　）で、米国チャンネル３（映像搬送周波数６１
．２５ＭＨｚ　）を受信するものとする。このとき、受
信可能範囲である米国２チヤンネルからＹＹチャンネル
（ｆ　１（２）〜ｆｉ（ＹＹ）　に相当する周波数範囲
は、５５．２５　ＭＥ（ｚ　〜４４５．２５１ｖＩｔ（
ｚであり、第１中間周波数ｆＩＩＦｌ第１の局部発振周
波数ｆＩＬ１２）〜ｆｔ■、（ＹＹ）、第２中間周波数
ｆ２ＩＦ、第２局部発振周波数ｆ２Ｌは次のようになる
。

また、チューナの受信チャンネルが異なる場合、例えば
米国チャンネル２、チャンネル４の場合には、第２中間
周波ｆ２ＩＦが夫々５５．２５　、６７．２５ＭＦ（ｚ
　。

第２局部発振周波数ｆ２Ｌが夫々６６８．６８０ＭＥ（
ｚになるだけで、その他の周波数の関係は上記の表と同
一である。ここで、上記の表において周波数変換過程は
次のような式で一般化される。

ｆｕｒ＝Ｌｕ、−ｆｉ（＝ｆｌＬ＋２）　ｆ工（２戸ｆ
　ｌ　Ｌ（ＹＹ）　−ｆ　ｉ　（ＹＹ）・・・・・・・
・・・・・（１） ｆ２１Ｆ”　ｆ２Ｌ−ｆｌＩＦ　・・・・・・・・・・
・・・・（２）受信信号と第１中間周波数、第２中間周
波数は上記の式の関係にもとすき周波数変換がなされる
が、入力チャンネル数が増加した場合、いいかえると入
力周波数範囲が高い方に拡大された場合には、第１中間
周波数の選定はチューナの性能を決める上で重要な要素
となる。一般的には下記（１）〜（４）の理由により高
い周波数に設定するのが望ましい。

（１）第１図において、伝送信号の周波数が高まり入力
端子１に入力される周波数が高くなると第１の混合器の
出力に対し帯域通過フィルタ作用をなす第１；＠域通過
フィルタ８と入力信号周波数が近接する。第１の中間筒
波帯域通過フィルタ８のフィルタ特性は第２図に示す様
な特性であり、同図中特性Ａはチャンネル数を増設しな
い状態の入力周波数範囲を示し、特性Ｂは特性Ａの場合
に比べ約１　ｔ）　ＯＭＨ２入力周波数範囲を拡大した
ときの特性を示すものである。同図から判るように、チ
ャンネル数を増設したとき特性曲線Ｃに示す特性の第１
中間周波帯域通過フィルタ８で不要信号に対する減衰が
不十分となり、このため周波数変換された信号や第２の
局部発振器１２の出力成分との相互変調が発生しやすく
なり出力端１４へのスプリアスが増加する。この観点か
らチャンネル数を増加した場合、第１中間周波数の周波
数を高めることが望壕れる。

（２）また、チャンネル数が増え、入力周波数範囲が拡
がるにつれて、入力帯域通過フィルタ２の通過帯域が高
い方向に延びる。いいかえると、入力帯域通過フィルタ
２の特性を示す第３図の特性曲線中、チャンネル数を増
設しない場合の特性曲線Ａと１０昨…２分のチャンネル
を増設した場合の特性曲線Ｂとを比較して判るように、
テヤンイ・ル数を増したときには上記入力帯域通過フィ
ルタ２の帯域を広くしなければならない。このとき、第
１の局部発振器６の発振範囲に近接することになり、第
１の局部発振器６の発振出力が入力帯域通過フィルタ２
側に漏洩するレベルが大きくなる。この場合においても
、第１の局部発振器の発振周波数を間＜シ第１中間周波
数の周波数を高めることで入力帯域通過フィルタ２側へ
の漏洩が軽減される。

（３）次Ｖこ、入力信号同志での混信ビート、所謂コン
スタントビートの面からも第１中間周波数を高くするこ
とが望まれる３、 ＣＡＴＶのように多数チャンネル信号が伝送されるシス
テムでは第１の混合器に種々のビート信号が発生するが
、これらのビートのうち第１中間周波信号に近い周波数
成分のビートを固定ビートと呼ぶことにする。入力チャ
ンネル数を増加すると、第１の混合器２で発生する上記
固定ビートのレベルは以下の理由で大きくなる。この理
由を説明するために、多チヤンネル信号伝送の例として
ＣＡＴＶの米国放送の周波数のチャンネル割当表を下記
に示す。

以下余白 表　３ 上記表３から明らかなように、チャンネルＡＡは３０１
．２５ＭＨｚ　、チャンネルＢＢは３０７．２５．ＭＥ
（ｚであり、それらの信号の周波数の和は６０８．５　
ＭＨｚとなる。

同様にチャンネルＷは２９５．２５■ｔ１チヤン、ネル
ＣＣは３１３．２５ＭＨｚであるからそれらの信号の周
波数の和も６０８．５　ＭＨｚとなる。ここで６０８．
５ＭＨｚ成分は、例えばチャンネルＡＡとＢＢ、チャン
ネルＷとＣＣの間で起こる。これと−膜化するとチャン
ネルＡＡの周波数をＸ−１、チャンネルＢＢの周波数を
（ｘ＋１）とすると、上記６０８．５　ＭＨｚ成分は次
式に従がい発生する。

Σ（ｆｘ−ｎ　＋　ｆｘ＋−Ｈ）　苫ｆ　ＩＩＦ　−・
・−＝−・・（３）ｎ＝１ ここで６０８．５　ＭＨｚは１　ｓ　ｔＢＰＦの帯域内
であり、映像搬送波、及び音声搬送波に妨害を与えるた
め、このレベルはできるだけ小さいことが望ましい。

しかしながら現状の周波数範囲においては上式の２は２
４であるが、たとえば上限周波数が５４７．２５ＭＨｚ
まで延びた場合、４１となり、同周波数になるビートの
数は約１，７倍となる。上記２の数が増加するにつれて
、すなわち入力信号の数が増加するにつれてビートレベ
ルは大きくなるのは明らかでおるが、第１中間周波数を
高く選定した場合にはその数が減少する。特に第１中間
周波数を入力周波数の上限の２倍以上にどると２は０と
なり上記のビートは発生しない。

以上の理由から、伝送チャンネル数を増加した場合、で
きるだけ第１中間周波信号周波数を高く選定した方が、
特に上述した（１）乃至（３）の理由から望ましい。特
に、上記（３）の理由から、入力信号周波数の上限の２
倍以上の周波数に選定することが望まれる。

ＣＡＴψ用ダブルス−パーヘテロダイン方式チューナ、
即ちアップダウンチューナでは、第１の局部発振器の発
振周波数を可変とし、第２の局部発振器を固定周波数の
発振器として構成するのが常であり、上記第１の局部発
振器の出力は紀１図に示したようにグリスケーラ回路７
で一定の比で分周し、　ＰＬＬ回路５で周波数の安定化
を図るのが一般的である。

入力チャンネル数を増やし入力周波数範囲が拡大した場
合、第１局部発振器の発振周波数は高くなる方向で拡大
する。さらに第、ｌの局部発振器をより高く選択した場
合には、その高くした周波数だけ加えられて第１の局部
発振器の発振周波数は上方へ移動する。

一方、グリスケーラ回路の分周可能最大入力周波数、す
なわち、グリスケーラへ入力可能な周波数の上限は無限
ではなく、一定の限度がある。現在、同周波数はＩ　Ｇ
Ｈｚ　％又は１．１　ＧＨｚ程度であるのが実情である
。表１に示したように、現在一般的に使用されている周
波数の関係によると、第１の局部発振器の周波数範囲は
６６８〜１０５８ＮＪＨｚであり、たとえば入力周波数
を１００　ＭＥ（ｚ拡大した場合には同周波数が６６８
〜１１５８　ＭＩ（ｚとなり、現状の分周可能最大周波
数を超えるため、分局が困難な状態となる。さらに、第
１中間周波数を高く選定した場合、たとえば入力信号の
上限の２倍以上とし、１１１２．７５■ｔとした場合に
は１ｓｔＬ、Ｏは１１６８〜１６５８Ｍ）（ｚとなるの
で１分局は完全に不可能となり、ＣＡＴＶ用チコーナシ
ステムが実現できなくなる。

従って、ＣＡＴＶに代表される多チャンネル伝送におい
てチャンネル数を増した場合において、第１中間周波帯
域通過フィルタと第２の局部発振器との間の相互変調、
第１の局部発振器出力の漏洩コンスタントビートの軽減
を案慮すると第１中間周波数を高くすることが望まれる
が、一方において第１の局部発振器の出力の周波数を安
定化するためのＰＬＬループ中のプリスケーラに対する
分周可能値の面から上記第１中間周波数の周波数を高く
するには制限がある。

〔発明の目的〕

この発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、グリ
スケーラ回路の分周可能最大入力周波数は現状のままで
あっても、チ二−すの入力信号周波数範囲の拡大、即ち
チャンネル数の増加を可能とし、更には第１の中間周波
数の周波数を高く選定することが可能なアップダウンチ
ニーナを提供することを目的とする。

〔発明の概要〕

この発明では、入力信号を第１の局部発振器６により、
第１の混合器３の出力を第１中間周波数に変換し、更に
第２の局部発振器１２により上記第１中間周波数を第２
の混合器１１で第２中間周波数に周波数変換し、上記第
１の局部発振器６と第２の局部発振器１２とを入力とし
周波数変換を行なう第３の混合器２０を設け、第１の局
部発振器６と、第３の混合器２０と、この第３の混合器
２０の出力を分周するプリスケーラ７と、ＰＬＬ回路と
により　ＰＬＬループを形成して第１の局部発振器の発
振周波数を安宥に、かつチャンネル数の増加に伴ない高
くすることができる。

〔発明の実施例〕

第４図は、この発明に係るアップダウンチコーナの一実
施例であり、第１図に示した従来例と同一機能を有する
部分には同一符号を付し、この説明は省略する。

第４図において、端子１から供給された受信信号は入力
帯域通過フィルタ２を介して第１の混合器３に加えられ
第１中間周波数に変換される。第１中間周波数は第２の
混合器１１ｖｃ加えられる。

第２の混合器１１では、第１中間周波数を第２の局部発
振器１２の出力を逓倍器３０．で逓倍した信号を用い第
２中間周波信号に周数数変換する。第２の局部発振器１
２の出力信号は第３の混合器２０に加えられ、第３の混
合器２０では上記第１の局部発振器６と第２の局部発振
器１２との出力を入力とし第３中間周波数に周波数変換
する。この第３中間筒波数ｆ３Ｍは、上記第１の局部発
振器の発振周波数ｆｌＬと第２の局部発振器の発振周波
数ｆ２Ｌとの間には、ｆ３Ｍ＝ｆ１ｒ、−ｆ２Ｌなる関
係がある。このためグリスケーラ７０には上記第１の局
部発振器６の発振周波数ｆｌＬよりも低い周波数の信号
が加えられる。従って、グリスケーラ７０に入る周波数
は低いにも拘らず、第１の混合器３にはチャンネル数の
増設に応じた周波数を印加でき、第１中間藺波数は高く
設定されビートの発生、スプリアスの発生等が抑制され
る。ここで第４図に示した実施例において、逓倍器３０
の逓倍比ＮをＮ＝２とし、上記表２に示した入力周波数
に対する周波数関係を下記表４に示す。

表　４ 周波数の変換過程自体は上記第（ｔ）　、　（２）式と
同様であるが、選局回路４により指定された分周比で決
まるＰＬＬ回路５の入力周波数は第３の混合器２０の出
力をプリスケーラ７０で分周した信号である。いいかえ
るとプリスケーラ７０の入力信号は、第３の混合器２０
であり、第１の局部発振器６の第３の混合器２０で低域
周波数に変換した信号に示したように逓倍３０を用いて
いるので、この逓倍器３０の逓倍比をＮとすると第２の
局部発振器１２の発振周波数の増加はチャンネル数に伴
なう周波数の増加のｌ／Ｎだけで済む。この結果入力周
波数範囲をチャンネル数を増設し、５５．２５〜５４７
．２５ＭＨｚとした場合、第１中間周波数を５５４ＭＨ
ｚ　（２７７ＭＥ（ｚ　Ｘ　２　：　Ｎ＝　２の場合）
だけ現状よりも高くすることができ、このとき第１中間
周波数は１１６６．７ＭＦｆｌｚまで高めることが可能
となる。このように第１中間周波数をプリスケーラ７０
に対し分局能を要求することなく高めることができるの
で、ビートの発生、スプリアスの発生を伴なうことなく
チャンネル数を増加することができる。

なお、第１中間周波数は、上記コンスタントビートを勘
案すると、到来入力周波数の上限の２倍以上に設定する
のが望ましいが、この周波数に限られるものではない。

従来のアップダウンチューナでは、チャンネル数の増加
に伴ない入力周波数を範囲を拡大し、かつ第１中間周波
数を高くすることができないことは前述した通りである
が、この発明によるアンプダウンチー−すではチャンネ
ルの増加に従かい第１中間周波数を高くすることが可能
となる。上記した表ＩＫ示しだ現状の入力周波数範囲５
５．２５〜４４５．２５１ＶＩＨｚから入力周波数を５
５．２５〜５４７．２５ＭＥ（ｚにまで拡大した場合に
おいて、上記したこの発明の実施例に係るアップであり
、グリスケーラ７０自体に要求される分周比能力は緩和
される。

従来のアンプダウンチューナでは、グリスケーラに入力
される周波数は６６８〜１１６０ＭＨｚであり、プリス
ケーラの分周能力の問題から第１中間周波数を高く設定
できない問題を有するが、この発明によれば第１の局部
発振器６自体の周波数はチャンネル数の増加に伴ない高
く設定できるがグリスケ−２７０に入力される周波数は
Ｕ↓１の局部発振器６と第２の局部発振器１２との差の
周波数が第３の混合器２０の混合作用によって加わる。

このためこの発明によるとプリスケーラ７０に加わる周
波数は表４に示したように３３１〜８２３　ＭＨｚとな
り、従来の場合に６６８〜１１６０１ｖＩＨｚであった
グリスケ−２７０に入力に加わる周波数に比べ低い周波
数で済む。この周波数は、プリスケーラ７０又はＰＬＬ
回路５の入力信号として十分余裕のある周Ｖ数であり、
第１中間周波数はビート妨害、スゲリアスの防止の面か
ら安来される周波数１で高く選定することができる。

ここで、いまプリスケール７００Å力周波数の上限周波
数を１．１　ＧＨｚとすると、この発明によれば更に入
力周波数を原理的に２７７　ＭＨｚ程度拡大することか
でさ、この場合入力信号周波数範囲は約５０〜８２５　
ＭＥ（ｚまで拡大される。

また、チャンネル数の増設に伴ない第１の中間周波数を
隅く選定すると第１の局部発振器６及び第２の局部発振
器１２の発振周波数も畠くなるので、第３の混合器２０
の出力は増加する。第４図ダウンチューナで周波数関係
を表５に示す。

表　５ 上記表５から判るように、受信チャンネル数の拡大に伴
ない、アップダウンチューナの入力周波数範囲の拡大、
及び第１中間周波数を理想的に高く設定すると、従来の
アンプダウンチューナでは１１６８〜１６６０　Ｍ−１
ｚの周波数を分周するグリスケーラが要求され、グリス
クーラの分周能力が通随できず現実的でない。しかしこ
の発明のアップダウンチューナによれば、第３の混合器
２ｏをグリスケーラの入力とし、その入力周波数は５８
１〜１０７３ＭＨｚなのでグリスケーラの分周能力範囲
円であるのでビート妨害等の問題を発生することなくチ
ャンネルの増設に十分対拠し得る。

第５図は第４図に示したこの発明に係るアップダウンチ
ューナの詳細を示す回路図であり、第４図で逓倍器３０
の逓倍比ＮをＮ＝２としたときの回路図を示し、第１の
局部発振器６は、ベース接地のトランジスタＱ１からな
るコルピッツ発振器で構成され、トランジスタＱｚ　、
Ｑ３で発振出力を増幅した後、第１の混合器３、第３の
混合器２ｏに加えられる。第３の混合器３ｏはダイオー
ドをプツシ構成に接続して形成され、第２の局部発振器
１２は第１の局部発振器同様コルピッツ発振器で構成さ
れている。また、逓倍回路３ｏは、トランジスタＱ５で
非直線増幅を行ない、このとき発生する第２高周波をト
ランジスタＱ５のコレクタ例の共振回路で抽出すること
により２逓倍動作を行なう。

また、この２逓倍器としては％第６図に示すようにダイ
オードをブリッジ状に接続したダブラを用いてもよい。

上記の様に、第３の混合器を用いた構成としこの第３の
混合器の出力をプリスケーラの入力とするが、プリスケ
ーラに不要信号が混入して誤動作しないように配慮する
必要があるが、この点について次に述べる。

第７図は、上記実施例中の第３の混合器２０で発生する
信号のスペクトルを実験的にめたスペクトル図である。

同図から判るように、本来の希望信号である第１局部発
振器６の出力と第２の局部発振器の出力との周波数の差
（ｆｌＬ−ｆｚＬ）の信号、これ以外に不要信号として
第１の局部発振器の周波数成分（ｆＩＬ）　＆第１の局
部発振器の出力周波数ｆ＋ｈの２倍の周波数成分２ｆ　
ＩＬから第２の局部発振器の発振周波数の差である２ｆ
ｌＬ−ｆｚＬなる周波数成分、第１の局部発振器の発振
周波数ｆｌＬと第２の局部発振器の発振周波数ｆ２Ｌと
の和の周波数成分子ＩＬ　＋　ｆｚＬが発生する。これ
らの周波数成分のうち、希望信号以外の信号のうち、（
ｆｌＬ＋　ｆｚｔ、）の周波数成分以外のものは２０ｄ
Ｂ以上のレベル差が希望信号に対しあるのでプリスケー
ラの誤動作には問題はない。不要スペクトル（ｆｕ、　
＋ｆｚＬ）成分のレベルは、希望周波数成分（ｆｌｔ、
　−ｆｚＬ）と殆んど差がないので（ｆｕ、　＋　ｆｚ
ｔ、）成分を除去する必要がある。これに対処するには
第８図に示す特性のフィルター、即ち入力周波数範囲が
５０〜５５０ＭＨｚ、第１中間周波数が６１２．７５　
ＭＨｚの場合に必要とされるフィルター特性を有するフ
ィルターを第３の混合器の出力に接続すれば、プリスケ
ーラの誤動作を防止することができる。

なお、上記第８図に示すフィルタ特性を満足する回路の
例としては第９図に示す回路構成があり、このようなフ
ィルタにより第３の混合器での不要スプリアス信号によ
る影響が抑止される。まだ、上記第３の混合器２０の出
力側に接続して不要スペクトルによるプリスケーラの誤
動作を防止するフィルタとしては上記第９図に示した固
定フィルルタに限らず、第１０図に示すように端子Ｔ１
から選局を圧を印加し１選局した局の周範数帯に応じて
バラクタダイオード■の容量を制御することによりフィ
ルタ特性を制御する追跡型のフィルタであってもよい。

このようにして第３の混合器そのスプリアスは防止され
るが、第３の混合器２０で、スプリアスの発生を抑える
ため、第１１図に示すように第２の局部発振器１２の例
えば第２局調波以上の周波数を減衰域とするフィルタ５
０を上記第３の混合器２０と第２の局部発振器１２間に
介在してもスゲリアスの発生が防止される。

上記したように、第３の混合器でのスプリアスの発生に
は考慮を払う必要があるが、回路をチューナ筐体１００
に配設する場合に、入力信号の周波数を高域周波数であ
る第１中間周波数に変換するアップコンバータ部１１０
、第１中間周波数を低域周波数である第２中間周波数に
変換するダウンコンバータ部１２０とをシールド板ｔｘ
ｔで隔離し、かつダウンコンバータ部１２０内で第３混
合器２０をシールド板１１２により第２の混合器１１、
逓倍器３０、第２の局部発振器１２から隔離する構成に
すれば、第２の局部発振器のＮ倍の信号の第３の混合器
２０への漏洩、第２の局部発振器１２の発振成分が第２
混合器１１に漏洩することが防止されスゲリアスの発生
が軽減される。

第３の混合器２０によるスゲリアスを防止するには、第
１３図に示すようにチー−す筐体１００の外に第３の混
合器２０を配設すれは、第３の混合器２０で発生するス
ゲリアスはチューナ筐体１００の内部に浸入することが
なくなりスゲリアスによる影響が更に軽減される。

このように、この発明によれば、隣接チャンネル間のビ
ート等の妨害を伴うことｌ＜、チャンネル数を増設した
場合に必要に応じ第１中間周波を高くすることができる
。

〔発明の効果〕

以上述べたように、この発明に係るアップダウンチュー
ナによれば、受信チャンネルのチャンネル数が増えた場
合にあっても、・第３の混合器を設けたことによりＰＬ
Ｌルー１円のグリスケーラに対する分局能力を上げるこ
となく第１中間周波数を上げることができ、コンスタン
トビート、第１の局部発振器の入力端側への漏洩、第１
中間周波数と第２の局部発振器との間の相互変調等によ
るスゲリアスの影響を軽減し得るアップダウンチューナ
を提供し得るものである。

また、第２の局部発振器と第１の局部発振器の両川力の
差を第３の混合器で検出し、この第３の混合器自体を含
めＰＬＬルーグを構成するので第２中間周波数自体安定
な周波数となる効果もを葵する。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のアップダウンチューナを示す回路図、第
２図及び第３図は従来例の特性を説明するだめの特性図
、第４図、第５図及び第１１図はこの発明に係るアップ
ダウンチューナの実施例を示す回路図、第６図及び第９
図及び第１０図はこの発明に係るアップダウンチューナ
を構成する回路の回路例、第７図及び第８図はこの発明
に係るアンプダウンチューナの特性を説明す名特性図、
第１２図及び第１３図はこの発明に係るアップダウンチ
ー−すの回路配置例を示すチューナ筐体を表わす構造図
である。 １・・・入力端子、３・・・第１の混合器、５・・・Ｐ
ＬＬ回路、６・・・第１局部発振器、１１・・・第２の
混合器、１２・・・第２の局部発振器、１４・・・出力
端子、２０・・・第３の混合器。 第６図 第７図 ２００　４００　６００　［ｊＱＱ　１ｃＩＩＸ］　１
２００周波数ＣＭＨｚ　） 第８図 第１０１！１

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 複数チャンネルの受信信号が入力される入力端子と、 この入力端子に印加された複数チャンネル信号を第１中
   間周波数に周波数変換する第１の混合器と、 この第１の混合器に周波数変換すべき第１中間周波数に
   応じた周波数の信号を供給する第１の局部発振器と、 前記第１中間周波数を第２の局部発振器の出力信号に応
   じて第２中間周波数信号に周波数変換する第２の混合器
   と。 前記第２の局部発振器と前記第１の局部発振器との周波
   数混合を行ない第３の中間周波信号を発生する第３の混
   合器と、 この第３の混合器の出力に応じて制御されるとともに前
   記第１の局部発振回路を制御する号−ν′回路と、 前記第２の混合器の出力を導出する出力端子とを少なく
   とも具備したことを特徴とするアップダウンチューナ。