JPS60201554A - 磁気記録再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、磁気テープ上の各記録トラックにパイロット
信号を言ピ録し、再生時、該パイロット信号を用いてト
ラッキング制御するようにしたヘリカルスキャン形の磁
気記録再生装置に関する。

〔発明の背景〕

従来、回転ヘッドを備えたヘリカルスキャン形の磁気ｄ
己録再生装置ｔ（以下、Ｖ’Ｊ’Ｒという）においては
、音声信号は磁気テープの端部に形成される音声トラッ
クに′固定ヘッドによって記録、再生されるのが一般的
であったが、近年、記録密度を高めるための改良がなさ
れるとともに、磁気テープの走行速度が増々低下し、音
声信号の周波数特性やＳ／Ｈの劣化が著しく、またワウ
、フラッタやレベル変動なども大きくなって良好な音質
性能を得るには、もはや限界に達している。

そこで、さらに音質性能の向上を図かり、しかも、音声
トラックや音声信号記録再生専用の固定ヘッドをなくし
７て記録密度を高め、さらにテープ走行系の簡易化、小
形化を実現するだめの研究、開発がなされ、その結果、
種々の方法が提案されたが、その１つとして、磁気テー
プをヘッドシリンダに１８０度よりもさらに余分に巻き
つけ、その余分な部分（すなわち、オーバーラツプ部分
）を回転ヘッドが走査するときに、該回転ヘッドでＰＣ
Ｍ変調されてさらに時間軸圧縮された音声信号を記録、
再生するようにした、いわゆるオーバーラツプ記録方式
がある。

また、再生時、回転ヘッドが記録トラックを正確に走査
するためのトラッキング制御を行なうために、従来は、
磁気テープの端部に形成されたコントロールトラックに
コントロール信号を記録し、再生時には、このコントロ
ール信号を固定のコントロールヘッドで再生し、このコ
ントロール信号全基準とし、その周波数が回転ヘッドの
回転周波数に同期するように制御する方法がとられてい
る。

しかし、かかるトララミ・ング制御方法においては、コ
ントロールヘッドと回転ヘッドとの相対位貞関係が各Ｖ
ＴＲ間で同一でなければならず、これに反するＶＴＲ間
では、一方のＶＴＲで記録された磁気テープを他方のＶ
　ｉ’　Ｈに用いて再生する場合、トラッキング制御が
正しく行なわれなくなるし、また、コントロールヘッド
の磁気テープに対する姿勢、高さなど、その取付は精度
が悪いと、コントロール信号の記録。

再生が正しく行なわれず、ｌ／たがって、トラッキング
制御が不安定になる々どＶＴＲの信頼性が損なわれると
いう問題があった。

そこで、かかる問題を解消するために、コントロール信
号を用いず、回転ヘッドにより、映像信号などの情報信
号に、いわゆるノくイロット信号を周波数多重して記録
し、再生時、このノくイロット信号を用いてトラッキン
グ制御するようにした方法がとられている。

かかるトラッキング方法においては、ノ（イロット信号
の記録周波数は、相隣り合う記録トラック間で互いに異
なるように設定されており、再生時には、回転ヘッドが
現に再生走査している記録トラックの両側の記録トラッ
クからのパイロット信号のクロストーク量がほぼ等しく
なるように、磁気テープの走行速度を制御してトラッキ
ング制御が行なわれている。

そこで、以上のオーバーラツプ記録方式とパイロット信
号によるトラッキング制御方式とを共に採用することに
より、ＶＴＲのテープ走行系に一体化されて設けられて
いたコントロールヘッドとき声ヘッドとを除くことがで
きる。

ところで、上記の両方式を採用したＶＴ）ｔにおいては
、パイロット信号はＦＭ変評された映像信号やＰＣＭ変
調された音声信号などの情報信号と周波数多重されて記
録されるので、パイロット信号の周波数帯域は情報信号
の周波数帯斌外に設定される。また、ＶＴＲはアジマス
記録方式が採用されており、しかも、隣接記録トラック
のパイロット信号も同時に再生されなければならないか
ら、パイロット信号の周波数帯域は、アジマス効果の影
響が少ない情報信号の周波数帯域の下側に設定される。

さらに、パイロット信号の記録レベルは、混変調歪みに
よる情報信号への妨害を最小限に抑えるために、情報信
号の記録レベルに比べて充分低く設定されている。この
ために、パイロット信号の再生レベルは低く、そのＳ／
Ｎの確保には充分注意を払う必要がある。特に、テレビ
ジョン受像機やＶＴＲ内の映像信号処理回路からの水平
同期信号周波数ｆＨの高調波成分がパイロット信号の再
生回路に妨害を与えることが多いことから、パイロット
信号の周波数はｆｕ／２の奇数倍に設定している。

以上のことから、２ヘッド方式のヘリカルスキャン形Ｖ
ＴＲにおいては、例えば、次の（１）式に示す４種類の
周波数のパイロット信号を用い各記録トラック毎に順次
具なる周波数のパイロット信号を記録するようにしてい
る。

しかしながら、このように、パイロット信号を用いるト
ラッキング制御方法では、再生時には、情報信号と混合
されてパイロット信号が再生されるから、情報信号の直
流レベルはパイロット信号によって変動し、情報信号を
正確に復調することができないという問題がある。

特に、パイロット信号がＰＣＭ音声信号に与える影響は
大きく、復調時のＰＣＭ音声信号の信号識別レベルがパ
イロット信号に応じて変動するため、正確な符号識別が
できなくなり、したがって、復調時に符号誤りが生じて
音質を著しく劣化させてしまうことになる。そこで、共
振回路によるトラップや急峻な遮断特性を有する高域通
過フィルタなどを用い、再生信号からパイロット信号の
みを除去し、その後ＰＣＭ音声信号を復調することが考
えられるが、これらトラップや高域通過フィルタなどに
よってＰＣＭ音声信号に位相歪みや波形歪みが生じてし
まいこのために、復調時の符号誤りが増加し、やはり、
再生音声の音質が著しく劣化するという問題があった。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、上記従来技術の欠点を除き、パイロッ
ト信号を含んだ再生信号から、歪みを生じさせることな
く、情報信号を抽出することができるようにした磁気記
録再生装置を提供するにある。

〔発明の概要〕

この目的を達成するために、本発明は、パイロット信号
を含む再生信号ヲ、くシ形フィルタおよび該パイロット
信号の最高周波数よりも高い遮断周波数の低域通過フィ
ルタに通すことにより、パイロット信号が除去された該
再生信号の低域成分を得、これとともに、パイロット信
号を含む再生信号を、前記くし形フィルタの遅延量を補
償する遅延線と前記低域通過フィルタと同一遮断周波数
の高域通過フィルタとに通すことにより、パイロット信
号がない前記再生信号の高域成分を得、これら低域成分
と高域成分とを加算してパイロット信号が除去された再
生信号を得るようにした点に特徴がある。

〔発明の実施例〕

以下、本発明の実施例を図面について説明する（・ 第１図は本発明による磁気記録再生装置の一実施例を示
すブロック図であって、１は入力端子、２は遅延線、３
は加算器、４は低域通過フィルタ、５はレベル調整器゛
、６は遅延線、７は高域通過フィルタ、８は加算器、９
は出力端子である。

同図において、回転ヘッド（図示せず）によって再生さ
れたパイロット信号を含む再生信号は、入力端子１から
遅延線２．加算器３および遅延線６に供給される。遅延
線２の遅延時間をτとすると、これは水平同期信号の周
期１／ｆＨに等しい０遅延線２で遅延された再生信号は
、加算器３で入力端子１からの遅延されない再生信号と
加算される。

いま、パイロット信号を含んだ再生信号を、Ａ１１ｌｆ
ｎωｔ（但し、ＡＩは振幅、ωは角周波数、ｔは時間）
とすると、遅延線２で遅延された再生信号はＡ１ａｉｌ
ｌω（を−τ）でへわされるから、これら再生信号を加
算して得られる信号は、Ａ１’１Ｌ１１ωｔ＋Ａｌ５Ｉ
ｎω（を−τ）＝　２　Ａｔ　ｃｏｓ−・ｓｉｎω（ｔ
）２　・　２ となる。この（２）式で表わされる信号の振幅−周振幅
は常に零となり、また、群遅延特性は７／２であって、
加算器３の出力信号は入力端子１からの再生信号よりも
時間τ／２だけ遅延していることになる。

第２図（Ａ）は入力端子１から加算器６の出力ｆＨで振
幅が零となるくし形フィルタ特性をなしている。したが
って、遅延線２と加算器６とでくし形フィルタを構成し
ており、パイロット信号の周波数を、先の（１）式で示
したように、パイロット信号が除去された再生信号、す
なわち、情報信号が得られる。換言すれば、複数の異な
る周波数のパイロット信号があるとき、遅延線２の遅延
時間を、これらパイロット信号の周波数差の最大公約数
の逆数に設定することにより、これらパイロット信号を
除去することができる。

加算器３の出力信号は低域通過フィルタ（以下、ＬＰＦ
という）４４こ供給される。このＬＰＦ４は遮断周波数
がパイロット信号の最大周波数よりも高く設定されてい
る。ＬＰＦ４の出力信号はレベル調整器５でレベル調整
されて加算器８に供給される。

一方、遅延線６はτ／２の遅延時間を有しており、入力
端子１からのパイロット信号を含む再生信号を遅延して
くし形フィルタによる遅延時間を補償する。遅延線６で
遅延された再生信号は、ＬＰＦ４と等しい遮断周波数の
高域通過フィルタ（以下、ＨＰＦという）７に供給され
、その出力信号は加算器８でレベル調整器５の出力信号
と加算される。

ここで、同一の入力信号を同一遮断周波数のＬＰＦ、Ｈ
ＰＦに通した後、夫々の出力信号を加算するようにした
場合の系の特性について、第３図を用いて説明する。

同図において、入力端子１５からの信号はＬＰＦｌｏと
ＨＰＦｌｌとに供給され、夫々の出力信号は加算器１２
で加算されて合成信号が出力端子１４に得られる。

ＬＰＦｌｏは抵抗Ｒ１と容量Ｃ１とで構成されて１次Ｌ
ＰＦ特性を呈し、また、ＨＰ　Ｆａｌは抵抗Ｒ２，容量
Ｃ２とで構成されて１次ＨＰＦ特性を呈している。ＬＰ
ＦｌｏとＨＰＦｌｌの遮断側！！ 波数は等しく、このために、Ｃ１・Ｒ１＝Ｃ２・Ｒ２を
満足している。

ところで、Ｌ　Ｐ　Ｆｌｏを経た信号は、１＋ＳＣ１・
Ｒ１ の特性を受け、ＨＰＦｌｌを経た信号は、の特性を受け
るから、出力端子１４に得られる信号は、次の（３）式
に示す特性を受けたことになる。

この（３）式から、遮断周波数が等しいＬＰＦとＨＰＦ
を経た夫々の信号を等しい振幅レベルで加算すると、端
子１４には、入力端子１５からの入力信号が、位相特性
、振幅特性の変化を受けずそのまま得られることがわか
る。

そこで、第１図に戻って、ＬＰＦ４の出力信号の周波数
特性は、第２図（Ｂ）の特性曲線ａで示すように、くシ
形フィルタ特性とＬＰＦ４の特性との積となり、ＨＰＦ
７の出力信号の周波数特性は、第２図（Ｂ）の特性曲線
すで示すように、ＨＰ　Ｆ’　７の特性となっており、
ＬＰＦ４とＨＰＦ７の遮断周波数が等しいから、出力端
子９には第２図（０）に示すように、ＬＰＦ４の前段に
くし形フィルタが挿入されているためにくし形フィルタ
効果が残るが、第６図で説明したように、入力端子１か
らの再生信号からパイロット信号を除いた成分、すなわ
ち、情報信号が、振幅特性や位相特性を受けることなく
、その１ま得られることになる。但し、出力端子９に得
られる情報４６号は、入力端子１から供給される杓生信
号中の情報信号に対し、時間τ／２だけ遅れていること
はいうまでもない。

ＬＰＦ４の遮断周波数では、第２図（Ｂ）に示す特性的
ｌＩＭａ＋ｂの振幅レベルは等しく、くし形フィルタの
トラップ効果は−５ｄＢ　Ｌか得られない。ＬＰＦ４と
ＨＰＦ７の遮断周波数は、最高周波数のパイロット信号
に必要な減衰レベルに応じて設定する必要がある。

以上のように、この実施例においては、情報信号に位相
歪みや振幅歪みを生じさせることなく、再生信号からパ
イロット信号を除去することができ、壕だ、くし形フィ
ルタ特性による影響も充分小さくできて、精厩よく所望
の情報信号を俊元することができる。

第４図は第１図の一具体例を示す回路図であって、Ｃ１
０〜Ｃ１７は容量、Ｒ１０・〜ｆ１４は抵抗、Ｑ１〜Ｑ
８はトランジスタ、ＶＲｌは可変抵抗器であり、第１図
に対応する部分には同一符号をつけている。

第４図において、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１はトランジスタＱ
１のベースバイアス電位を設定し、トランジスタＱ１は
、そのエミッタ端子に接続された抵抗Ｒ１２とともに、
バッファ回路全構成している。

入力端子１０からの再生１ｇ号は、結合容ＭＣｌ０を介
してトランジスタＱ１のベースに供給される。トランジ
スタＱ１のエミッタから得られた再生信号は、抵抗Ｒｉ
３を介し′Ｃ遅′ｇ線２に供給され、時間τだけ遅延さ
れる。なお、遅延線２の入力側、出力側に設けた抵抗Ｒ
ＩＭ、　Ｒ１４は整合用の抵抗である。

遅延ａ２で遅延された再生信号は、結合容量Ｃ１１を介
し、加算器３のトランジスタＱ２に供給される。加算器
６はトランジスタＱ２．Ｑ５抵抗Ｒ１５，Ｒ１６および
可変抵抗器ＶＲＩからなり、この可変抵抗器ＶＲＩによ
り、加算器３の出力レベル全調整可能に構成されている
。すなわち、レベル調整器５（第１図）が加算器５に組
み込まれている。また、抵抗Ｒ１９，Ｒ２０および容（
ｔｃ１３によってバイアス回路が構成されており、この
バイアス回路から抵抗Ｒ２１，Ｒ２２を介してトランジ
スタＱ２．Ｑ３のベースバイアス電位が設定されている
。

一方、トランジスタＱ１のエミッタから得られた再生信
号は、結合容量Ｃ１２を介してトランジスタＱ３のベー
スに供給され、トランジスタＱ２に供給された再生信号
と電流加算される。

遅延線２とトランジスタＱ２．Ｑ５による加算とによっ
てくし形フィルタ効果が得られ、したがって、トランジ
スタＱ２．Ｑ３の互いに接続したコレクタ端子に、パイ
ロット信号が除かれた再生信号、すなわち、くシ形フィ
ルタ効果を含んだ情報信号が得られる。なお、トランジ
スタＱ２．Ｑ３に供給される再生信号の振幅レベルが異
なる場合には、抵抗Ｒ１５またはＲ１６ｔ−可変抵抗器
とし、加算比が等しくなるように調整することができる
。

このようにして得られた情報信号は、可変抵抗器ＶＲ１
で振幅レベルが調整され、トランジスタＱ４と抵抗Ｒ１
７とからなるバッファ回路を介して抵抗Ｒ１Ｂと容量Ｃ
１４とからなるＬＰＦ４に供給される。ＬＰＦ４の出力
信号は、結合容−１ｃ１７ｉ介し、加算器８のトランジ
スタＱ５に供給される。加算器８は互いにコレクタ端子
が接続されたトランジスタＱ５．Ｑ６．抵抗Ｒ３１゜Ｒ
３２，Ｒ５４からなり、また、抵抗Ｒ１９，２０および
容量Ｃ１３からなるバイアス回路から、夫々抵抗Ｒ２３
，Ｒ２４を介し、トランジスタＱ５．Ｑ６のベースバイ
アス電位が設定されている。

さらに、トランジスタＱ１のエミッタ端子に得られた再
生信号は、抵抗Ｒ２５ｔ−介して遅延線６に供給され、
時間τ／２だけ遅延される。遅延線６０入力側、出力側
に設けられた抵抗Ｒ２５゜Ｒ２６は整合用の抵抗である
。遅延された再生信号は、結合容量Ｃ１５を介し、さら
に、トランジスタＱ７と抵抗Ｒ２９からなるバッファ回
路を介してＨＰＦ７に供給される。なお、抵抗Ｒ２７゜
Ｒ２Ｂは）ランジスタリフ０ペースバイアス電位を設定
している。ＨＰＦ７は容量Ｃ１６と抵抗３０とからなり
、その出力信号は加算器８のトランジスタＱ６に供給さ
れる。

加算器８においては、トランジスタＱ５．Ｑ６に供給さ
れた信号が加算され、その出力信号は抵抗Ｒ５３ととも
にバッファ回路を構成するトランジスタＱ８のベースに
供給され、トランジスタＱ８のエミッタ端子に接続され
た出力端子９に、パイロット信号が除去された再生信号
、すなわち情報信号が得られる。

なお、この具体例において、ＬＰＦ４とＨＰＦ７の遮断
周波数を等しくするために、夫々の素子の値を次の関係
を満足するように設定する。

Ｃ１４・Ｒ１Ｂ＝ＣＩ６・Ｒ３０ また、加算器５の可変抵抗器ＶＲ１は、加算器８のトラ
ンジスタＱ５．Ｑ６に供給される信号の加算比が等しく
なるように調整するものであるが、この代りに、加算器
８の抵抗Ｒ３１またはＲ３２を可変抵抗器とし、同様に
加算比を調整することもできる。

第５図は本発明による磁気記録再生装置の他の実施例を
示すブロック図であって、１５．１６は遅延線であり、
第１図に対応する部分には同一符号をつけている。

第５図において、遅延線１５．１（Ｓに夫々τ／２の等
しい遅延時間を有し、入力端子１と加算器３との間に直
列接続して設けられている。

入力端子１からのパイロット信号を含む再生信号は、遅
延線１５．１６でτ／２づつ、合計時間τだけ遅延され
る。この遅延された再生信号と入力端子１からの再生信
号とは、加算器３で加算される。したがって、遅延線１
５．１６および加算器３は、第１図における遅延線２と
加算器６とからなるくし形フィルタと同一特性のくし形
フィルタを構成し、加算器６からは、パイロット信号が
除かれ、入力端子１からの再生信号よりも時間τ／２だ
け遅れた再生信号が出力される。

この信号ＦｉＬＰＦ４．レベル調整器５を介して加算器
８に供給される。

一方、遅延線１５で時間τ／２だけ遅延された再生信号
はＨＰＦ７に供給され、その出力信号は加算器８に供給
されてレベル調整器５の出力信号と加算される。レベル
調整器５の出力信号のくし形フィルタによるτ／２の時
間遅れは、同じくし形フィルタの遅延線１５によるＨＰ
Ｆ７の出力信号の時間τ／２の遅延によって補償され、
また、ＬＰＦ４．レベル調整器５１　ＨＰ　Ｆ　７およ
び加算器８の構成は、第１図に示した実施例の夫々と同
一であり、シたがって、出力端子９には、第１図に示し
た実施例と同様に、振幅歪みや位相歪みがない情報信号
が得られる。

この実施例では、くシ形フィルタによる遅延時間を補償
する遅延手段として、このくし形フィルタを構成する遅
延線を用いることができ、しかも、必要な遅延線として
は同一遅延時間でかつ、遅延時間がτ／２と短かいもの
でよく、製作が容易で安価な遅延線を用いることができ
る。

さて、ＰＣＭ音声信号のオーバーラツプ記録方式は、回
転ヘッドでＰＣＭ音声信号を記録再生するものであるか
ら、磁気テープの走行速度に影響されることがなく可変
速再生時にも、音程が変化せずに音声信号を再生するこ
とができるという特徴がある。この場合にも、再生信号
からパイロット信号を有効に除去することができること
が必要である。

しかし、可変速再生時には、回転ヘッドの回転周波数を
記録時の回転周波数に精度よく合わせる仁とは困難であ
り、このために、先の実施例で、遅延時間が固定された
遅延線を用いてくし形フィルタを構成すると、パイロッ
ト信号の周波数がくし形フィルタのトラップ周波数から
ずれてしまい、パイロット信号を充分に除去することが
できなくなる。

第６図はかかる問題点を解消するようにしたくし形フィ
ルタの一具体例を示す構成図であっテ、１７はＬＰＦ’
、１Ｂはアナログ−デジタル変換器、１９はシフトレジ
スタ、　２０はデジタル加算器。

２１はデジタル−アナログ変換器、２２はＬ　Ｐ　Ｆ　
。

２３は出力端子、２４はディスク、　２５．２６は回転
ヘッド、２７はマグネット、２８はタックヘッド、２９
は波形整形回路、３０は入力端子、３１は位相比較器、
３２はモータ駆動回路、３３はディスクモータ。

３４はクロック信号発生器である。

同図において、入力端子１からのパイロット信号を含む
再生信号はＬＰＦ１７に供給される。

ＬＰＦ”１７は、第１図に示したＬＰＦ４の遮断周波数
よりも高い遮断周波数を有し、折返し雑音などの不要な
成分を除去する。ＬＰＦ１７の出力信号はアナログ−デ
ジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器という）１８でデジ
タル信号に変換され、シフトレジスタ１９とデジタル加
算器２０とに供給される。

シフトレジスタ１９はクロック信号発生器５４からのク
ロック信号によって信号の転送を行ない、入力信号に対
して時間τだけ遅れた信号を出力する。こむで、このク
ロック信号の繰り返し周波数は、後述するように、回転
ヘッド２５．２６の回転周波数に応じたものであり、ま
た、かかる繰り返し周波数のクロック信号により、シフ
トレジスタ１９はパイロット信号の夫々の周波数差の最
大公約数の逆数で表わされる時間τだけ、信号全遅延す
る。したがって、回転ヘッド２５゜２６の回転周波数が
記録時と異なる場合には、パイロット信号の周波数も変
化するが、これとともに、シフトレジスタ１９の遅延時
間τも変化して、この遅延時間τは常にパイロン）（Ｈ
号の夫々の周波数差の最大公約数の逆数に保持されてい
る。しかるに、シフトレジスタ１９とデジタル加算器２
０によってくし形フィルタ特性が得られ、そのトラップ
周波数は、ｎを整数とすると、先デジタル加算器２０か
らは、パイロット信号が充分除かれたデジタル信号が得
られる。

デジタル加算器２０からのデジタル信号はデジタル−ア
ナログ変換器（以下、１）　／　Ａ変換器という）２１
でアナログ信号に変抄され、ＬＰＦ２２でクロック成分
が除かれて出力端子２３がらＬＰＦ４（第１図）に供給
される。

一方、回転ヘッド２５．２４を搭載したディスクはディ
スクモータ３３によって回転する。また、ディスク２４
にはマグネット２７が取りつけられており、このマグネ
ット２７を固定したタックヘッド２８で検出することに
より、ディスク２４、シたがって、回転ヘッド２５．２
６の回転周波数に応じた周波数のタック信号が得られる
。

このタック信号は波形整形回路２９で波形整形され、位
相比較器３１とクロック信号発生器６４とに供給される
。位相比較器３１では、このタック信号と入力端子３０
からの基準信号とが位相比較され、得られた位相差信号
がモータ駆動回路３２を介してディスクモータ５５に供
給される。これによって、ディスクモータ３５は、入力
端子３０からの基準信号で決まる一定の位相および速度
で回転する。ここで、基準信号の周波数に記録時の映像
信号のフレーム周波数にほぼ等しく選ぶことにより、回
転ヘッド２５．２６の回転速度を記録時とほぼ等しくす
ることができる。

クロック信号発生器３４はたとえば逓倍回路で構成され
、供給されるタック信号が逓倍されてシフトレジスタ１
９やＡ／Ｄ変換器１ｓ、　Ｄ／Ａ変換器２１のクロック
信号が形成される。シフトレジスタ１９が入力デジタル
信号をシリアル転送する場合には、シフトレジスタ１９
のクロック周波数は、Ａ／Ｄ変換器１ｓ、Ｄ／Ａ変仲器
２１の量子化ビット数ｋｍとすると、Ａ／ｌ）変換器１
８゜Ｄ／Ａ変換器２１のクロック周波数のｍ倍に設定す
る。また、シフトレジスタをｍ１固設けてパラレル転送
する場合には、シフトレジスタ１９゜Ａ／Ｄ変換器１８
およびＴ）　／　Ａ変換器２１のクロック周波数は等し
く設定する。なお、シフトレジスタ１９の遅延時間τは
、回転ヘッド２５．２６が記録時と等しい回転周波数で
回転しているときには、１／ｆＨになるように設定され
ることはいうまでもない□ このように、この具体例では、再生信号の周波数の変動
に応じてトラップ周波数を変化させることができ、かか
る具体例を、たとえば、第１図に示した実施例のくし形
フ・ｆルタとして用いることにより、特に、再生信号の
周波数が変化しやすい可変速再生時、有効ｌこパイロッ
ト信号金除去することができる。

ところで、この実施例では、デジタル信号と、このデジ
タル信号をシフトレジスタ１９で遅延して得られるデジ
タル信号とをデジタル加算するようにしているが、第７
図に示すように、シフトレジスタ１９で遅延する信号の
４デジタル信号とし、非遅延信号と遅延イバ号と全アナ
ログ加算するようにすることもできる。

また、第６図および第７図において、Ｌ　Ｐ　Ｆ２２の
遮断周波数をパイロット信号の最大周波数よりも高く設
定することにより、このＬＰＦ２２を第１図のＬＰＦ４
として用いることもできる。

第８図はくし形フィルタのさらに他の具体例を示すブロ
ック図であって、５５は０ＣＴ）遅延線。

５６はＬＰＦ、３７は加算器であり、第６図に対応する
部分には同一符号をつけて説明を一部省略するＯ この具体例は、くシ形フィルタの遅延手段として、アナ
ログ遅延線を用いたものである。

ｉ＠８図において、入力端子１からのパイロット信号を
含む再生信号は、ＬＰＦ１７で折返し雑音などが除かれ
た後、アナログＣＯＤ　（ＣｈａｒｇｅＣｏｕｐｌｅｄ
　Ｄｅｖｉｃｅ）遅延線５５と加算器３７とに供給され
る。ＣＣＤ遅延、＠５５は、クロック信号発生器３４か
ら先の具体例と同様ｔこ発生されたクロック信号により
、再生信号を時間τだけ遅延する。

この遅延された再生信号はＬＰＦ３６でクロック成分が
除去され、遅延された再生信号と加算器６７で加算され
、出力端子２５にパイロット信号が除去された再生１ａ
号が得られる。

この具体例では、アナログの再生ＫＦｉ号を遅延するも
のであるから、第６図および第７図に示した具体例にお
けるようなＡ／Ｄ変換器、　Ｄ／Ａ変換器を必要とせず
、したがって、構成が簡単になる。

以上、くシ形フィルタの具体例について説明したが、こ
れらの具体例において、クロック信号を、回転ヘッド２
５．２６の回転周波数を基準にしで形成する代りに、再
生信号から水平同期信号を分離し、この水平同期毎号を
逓倍して形成してもよく、この場合ζこは、逓倍率が小
さくて逓倍回路の構成を簡略化できる。

また、くシ形フィルタの遅延時間が変動するとともに、
該くし形フィルタの出力信号も変化するから、たとえば
、第１図の実施例において遅延線６の遅延時間も同様に
変化させる必要があるが、この遅延時間の制御手段も、
第６図ないし第８図の具体例と同様に構成できるもので
ある。

さらに、第５図に示す実施例のくし形フィルタとして第
６図ないし第８図に示したくし形フィルタを用いるに際
しては、遅延線１５及び遅延線１６ヲ同様に変化させる
ようにすればよいことは明らかである。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、パイロット信号
を含む再生信号から、位相歪みゃ振幅歪みを受けること
なくパイロット信号を除去することができ、したがって
、得られた情報信号は、パイロット信号による直流レベ
ル変動もなく、精度よく復元することができて、高画質
の再生画像や高音質の再生音声を得ることができるもの
であって、上記従来技術の欠点を除いて優れた機能の磁
気記録再生装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による磁気記録再生装置の一実施例を示
すブロック図、第２図（４）は第１図のくし形フィルタ
の特性図、同図（Ｂ）は、第１図のレベル調整器と高域
通過フィルタとの夫々のは力信号の周波数特性１凶、同
図（Ｃ’）は第１図の出力信号の周波数特性図、第６図
は同一遮断周波数の低域通過フィルタと高域通過フィル
タとからなる回路の特性を説明するためのブロック図、
第４図は第１図の一具体例を示す回路図、第５図は本発
明による磁気記録再生装置の他の実施例を示すブロック
図、第６図ないし第８図は夫々くし形フィルタの具体例
を示すブロック図である。 １・・・入力端子　２・・・遅延線 ３・・・加算器　４・・・低域通過フィルタ５・・・レ
ベル調整器　６・・・遅延線７・・・高域通過フィルタ ８・・・加算器 ９・・・出力端子 １５．１６・・・遅延線 代理人弁理士　高　橋　明　夫 第　１１ 稟３　目 第　５　胆 夢６図 蒸７　超 第　ｅ　図 手続補正書（自発） 事件の表示 昭和　５９　年特許願第　５４２５１、発明の名称　磁
気記録再生装置 補正をする者 事件との関係　特　許　出願　人　− 名　称　ｆ５１０）林式会月　１１　立　製　作　折代
　理　人 補正の対象　明細書の発明の詳細な説明の欄。 図面（第７図）。 補正の内容 （１）明細書第１６頁第５行「入力端子１０」を「入力
端子１」Ｋ訂正する。 （２）明細書第２７頁第５〜５行「・・・、シートレジ
スタ・・・・・・とをアナログ加算」を「・・・、ＤＡ
変換器２１の後にアナログ加算器５８を設け、ＬｐＦ１
７の出力信号とＤＡ変換器２１の出力信号とをアナログ
加算」Ｋ訂正する。 （５）図面第７図を別紙第７図のように訂正する。 以上 竿７圓 ＼

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）周波数が異なる複数のパイロット信号が順次情報
   信号と周波数多重記録された記録トラックを回転ヘッド
   で再生走査し、得られた再生信号から該パイロット信号
   を分離してトラッキング制御を行なうようにした磁気記
   録再生装置において、前記再生信号を前記パイロット信
   号の夫々の周波数差の最大公約数の逆数に相当する時間
   τだけ遅延する第１の遅延手段と、該第１の遅延手段の
   出力信号と前記再生信号とを加算する第１の加算器と、
   該第１の加算器の出力信号が供給され前記パイロット信
   号の最高周波数よりも高い遮断周波数を有する低域通過
   フィルタと、前記再生信号を時間τ／２だけ遅延する第
   ２の遅延手段と、該第２の遅延手段の出力信号が供給さ
   れ前記低域通過フィルタと等しい遮断周波数を有する高
   域通過フィルタと、前記低域通過フィルタの出力信号と
   該高域通過フィルタの出力信号とを等しい振幅レベルで
   加算する第２の加算器とを設け、前記再生信号から前記
   パイ四ツｌ−信号を除去することができるように構成し
   たことを特徴とする磁気記録再生装置。 （２、特許請求の範囲第（１）項において、前記第１の
   遅延手段は、前記第２の遅延手段と遅延時間がτ／２の
   第３の遅延手段とが直列接続されてなることを特徴とす
   る磁気に己録再生装置。 （３）特許請求の範囲第ｊ４）項または第（２）項にお
   いて、前記第１．第２の遅延手段の遅延時間が前記再生
   信号の周波数＜Ｑ、ＨＩＪ＋に応じて変化することン・
   特徴とする磁気記録再生装置。