JPS6019006B2 - 直流電源の電圧安定回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は交流を整流して直流を得る直流電源の電圧安定
回路に関する。

通常、交流を入力とする直流電源の安定回路は直流電圧
を規準値と比較し、その差によって交流入力側に挿入し
てあるサィリスタの点弧角を制御するようになっている
。

しかしこの通常の回路では直流電源内の平滑用コンデン
サの影響で入力交流の電圧が変化したときは直ぐには出
力直流に変化が出て来ないので安定回路の応答遅れは避
けられない。本発明は交流入力の変化を検出して直流出
力電圧の変化と合成したものによって交流入力側のサィ
リスタの点弧角を制御するようにして、入力交流電圧の
変化に対する出力直流の竃ＥＥの安定性を向上させるよ
うにしたものである。

まず本発明の原理を第１図，第２図によって本発明を説
明する。第１図でＡは商用交流電源で鎖線から右が直流
電源装置であり、１は昇圧トランス、２は入力量制御用
サィリスタ、３は整流回路、４は平滑用コンデンサで５
は負荷のＸ線管である。

抵抗８、９は直流出力を分圧して抵抗９の両端間電圧が
規準電圧１０と比較され、その差が増幅器１１で増幅さ
れてサィリスタ２の点弧角制御回路Ｃに印加される。こ
）で本発明の意味を明瞭にするため第１図を借りて従釆
例を説明しておく。

従釆例では増幅器１１で移相器を制御しサィＩＪスタ２
の点弧角を制御する。従ってサィリスタの点弧角は直流
出力電圧によって定っており、負荷の変動による直流出
力の変動は直ちに補償するが、交流入力が変化しても直
流出力に変化がでるのはおくれるからサィリスタ２の点
孤位相の変化もおくれる。本発明においては移相手段に
よってサィリスタを制御せず増幅器１１の出力つまり出
力電圧に応じた電圧を商用電源Ａの電圧と比較回路Ｃで
比較し、Ｃの出力でサイリスタ２の点孤位相を制御する
。

第２図はＣ内の比較動作を示し、商用電源Ａからの入力
波形ａｌを得、このａｌと一定バイアスから増幅器１１
の出力を引いたｂｌとの差を増幅して第２図Ｂの矩形波
を得、これを微分してその立下りパルスでサィリスタ２
を導通させる。従つてトランス１への供給電流は交流の
半波について第２図Ｄのようになる。同じ動作を他の半
波についても行う。直流出力電圧が下ると第２図のｂｌ
が上りサィリスタ２の導適期間が延びる。本発明の第１
の特徴は、このようにして移相手段を用いず、電源交流
電圧の瞬時値と直流出力電圧に応じた信号電圧とが一致
する位相角が信号電圧によって変わることを利用して出
力電圧の制御を行うと、自然に電源交流の電圧変化の影
響を圧縮する方向に作用すると言う所にある。入力交流
の鷺圧が上って第２図ａ２のようになると出力直流電圧
が未だ上っていない過渡期でもサィリスタの点弧位置は
ｔに移って導適期間が短縮され、そのときのトランス１
への供給電流は第２図Ｃ′のようになって供給電力は略
一定に保たれることになる。上述した原理説明の構成で
は、サィリスタの点弧位置は交流半波の位相角９０ｏ
〜１８０ｏ の範囲に限られ、供給電力の制御範囲がせ
まい。本発明の第２の特徴はこの点をも改良したもので
、第３図以下の実施例によって本発明を説明する。商用
電源Ａをトランス１２を経て全波整流器１３を整流して
第４図イの波形を得る。

１４，１５は整流器１３の出力を分圧する抵抗で分圧点
が電池２１で駆動されるトランジスタ１６のベースに接
続してあり、同トランジスタのコレクタ電圧は第４図口
に示すように交流半波の略全体でトランジスタ１６が導
適することにより０であり、各半波の終始点近傍でのみ
遮断となって正の電圧を示すようにしてある。

トランジスタ１７はコンデンサ２０をショートするため
のもので、そのベースにはトランジスタ１６のコレクタ
が接続してあり、トランジスタ１６のコレクタが正電位
である間導通せしめられてコンデンサ２０の充電電荷を
放電させ、その他の期間は遮断状態にあって、コンデン
サ２０は抵抗１８を通して電池２１により充電される。
そこでトランジスタ１７のコレクタ電圧（出力端子ＯＵ
Ｔ）は第４図ハのような鏡歯状波となり、その周期は交
流電源Ａの半周期に相当する。整流器１３の出力をポテ
ンショメータ２２を通して接地し、ＯＵＴ端子の電圧を
ポテンショメータ２２のスラィダを規準にして画くと第
４図二の波形となる（ポテンショメータ２２のスライダ
のレベルはバイアス電池ｅのため０より下になる）。こ
の波形で実線は電源Ａの電圧が正規の場合、点線二の１
はＡの電圧が下った場合、点線この２は同じく上った場
合を示す。第４図二の電圧と増幅器１１の出力とを比較
し、この電圧が増幅器１１の出力より上になったときサ
イリスタ２を導通させる。従ってサィ，リスタ２の導通
遮断は第４図木のようになる。直流出力電圧が所定値の
とき１１の出力は０であるがポテンシヨメータ２２のス
ラィダの負のバイアスｅを与えてあるので第４図二の○
ラインと−致し、直流出力電圧が下ると１１の出力は負
になってサィリスタの点弧位置は第４図二で左へ移動す
る。また交流入力電圧が下るとこの波形は点線二の１に
なり、サイリスタの点弧位置はやはり左へ移動して直流
電源回路への入力量の減少を阻止するように作用する。
本発明は上述のような構成で、直流出力電圧を規準値と
比較して直流電源の入力を制御するだけでなく、交流入
力電圧を上記比較による比較値と比較して交流入力電圧
の変化をも検出して直流電源の入力を制御するようにし
たから、負荷の変動のみでなく交流入力の変動に対して
も速応することができ、直流出力電圧の安定性が従来の
ものより更に向上する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の全体を示す回路図、第２図
は上図における回路Ｃの動作の一例を説明する信号波形
図、第３図は上記回路Ｃの他の一例の回路図、第４図は
第３図に示す回路の動作を説明する波形図である。 １・・・・・・昇圧トランス、２・・・・・・サィリス
タ、４・・・・・・平滑用コンデンサ、５・・・・・・
賃摘のＸ線管、１０・・・・・・規準電圧、１ １・・
・・・・規準電圧と直流出力電圧とを比較する増幅器、
Ｃ・・・・・・１１の出力と交流入力とを比較しサィリ
スタを制御する回路。 オー図 次２図 オ３図 劣４四

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 交流を整流して直流を得る直流電源において、電源
   交流の半周期を一周期とする鋸歯状波を発生する手段と
   、その鋸歯状波に電源交流の波形を重ねる手段と、直流
   出力電圧を規準値と比較し、両者の差に相当する信号電
   圧を得る手段と、上記鋸歯状波と電源交流の波形を重ね
   る手段の出力と上記信号電圧を比較し両者の一致を検出
   する手段とを有し、同手段の出力によりサイリスタの点
   弧制御を行つて交流入力を制御するようにした直流電源
   の電圧安定回路。