JPS60187961A - トラツキング誤差検出回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （イ）　産業上の利用分野 本発明は４周波方式と称されるトラッキング方式を採用
した″８ミリビデオ″と称されるビデオテープレコーダ
（ＶＴＲ）等の如く、ミストラッキングにより隣接トラ
ックのクロストークを避は得ぬ状態で高密度に記録され
る複数の並列トラック（平行、同心状である事を問わな
い）に、順次具なる周波数のパイロット信号を主信号と
共に書込んだ記録媒体を再生する装置の再生ヘッド（磁
気ヘッド、光学的、静電的ピックアップを総称する）の
トラッキング誤差検出回路に関する。

（ロ）従来技術 ８ミリビデオの如き高密度記録ＶＴＲでは、ヘッドトラ
ッキングの精度及び信頼性を向トするために、従来の固
定コントロールヘッドの出力の代りに、回転ヘッドによ
って主信号と共に記録し再生される隣接トラックのパイ
ロット信号のクロストーク量を目安としてキャプスタン
の回転位相を制御するＡＴＦ方式（オートマチイック・
トランク・ファインティングシステム）或は圧ＩＩ素子
、パイモルフ等の電気−機械変換手段によって再生ｌ＼
ラッドトラック巾方向の位置を制御するＤＴＦ方式（ダ
イナミック・トラック・フォローイングシステム）が採
用される。

４周波方式と称きれるこのトラッキング方式は、例えば
特開昭５３−１１６１２０号公報等に開示されており、
又８ミリＶＴＲの標準規格としては、例えは「日経エレ
クトロニクス１９８３年５月２３日号第１１７頁以降に
も説明されている。

以下、この８ミリＶＴＲに関する従来例につき並行する
ビデオトラック−ヒに主信号（ビデオ信号）と共に記録
されるパイロット信号のテープパターン上の分布を示す
第５図及びトラッキング検出回路のブ「ｌツク図を示す
第６図を参照しつつ説明する。第５図において、磁気テ
ープ（１）上に斜に平行し一〇設けられるビデオトラッ
クＴｌ、Ｔ２．Ｔ３・Ｔｎｌには、ＦＭ輝度信号、ＦＭ
音声信号、低域変換信号及びパイロット信号が周波数帯
域の一ト方からこの順序で周波数多重されて記録される
。同図においてＤＴはテープの走行方向をＤＨは回転ヘ
ッドの走査方向を示す。

前記パイロット信号は異る４周波の信号で、相隣るトラ
ックＴ１．Ｔ２．Ｔ３．Ｔ４・上に順次、ｆｌ。

ｆ２．　ｆ３．ｆ４．ｆｌ、ｆ２．ｆ３．ｆ４　の如く
、順次４つの連続するトラックを単位として割当られ、
各パイロット信号の周波数は具体的に、の如く定められ
ている。

ここでｆ　ｏは基準となる周波数であり、ＮＴＳＣ方式
では ｆ”ｏ＝３７８Ｘ　ｒＨ：５．９４７４５２ＭＨｚ　（
２）ｆＨは水平同期周波数でＮＴＳＣ方式の場合１５．
７３４ＫＨｚ 又、ＣＣＩＲ方式では ｆ’ｏ−３７５Ｘ　ｆ’Ｈ・・＝・・（３）ｆＨはＣＣ
ＩＲ方式の場合１５．６２５Ｋ　Ｈｚの如く定められて
いる。

即し、この４つのパイロット信号の周波数は、例えはＮ
ＴＳＣ方式の場合、相隣るトラックに記録されるパイロ
ット信号の差が ｆ　２−　ｆ　１＝　１６．４１Ｋ　Ｈｚｒ３−　ｆ２
＝４６．２６ＫＨｚ　＝　（４）ｆ　３−　ｆ　４＝　
１６．５２Ｋ　Ｈｚｆ’　４−　ｆ’　１＝　４６．１
５Ｋ　Ｈ７となり、再生中のトラックと隣接トラックと
の間のビート周波数が約１６．５ＫＨｚであるか、或は
４６．２ＫＨｚであるかによってトラッキングずれの方
向を、又レベルによってミストラッキングの程度が判別
し得る様に選定されている。

この様な４周波方式のトランギング誤差検出回路の典型
的な例は第６図にプロ／り図で示す−如く構成されてい
る。

この回路ではまず略２００ＫＨｚのカットオフ周波数ヲ
備えるローパスフィルタ（１）により、再生信号から上
述の周波数多重信号のうちパイロット信号のみを抽出し
、次段の混合回路（２）においし再生中のトラックに対
応するパイロット信号ｆＰｋと混合し、両者のビートを
とる。いま仮にへンドが第２トラツクＴ２上を再生して
いるものとすると、隣接トランクＴ１及びＴ３に記録さ
れているバイロン）・信号の周波数はそれぞれｒ１及ｃ
）：　ｒ　３となるから、ミストラッキングの状況によ
って生ずるクロストークによって前記混合回路（２ンの
出力はそれぞれｆ’　２−　ｒ　１：　１６．４１Ｋ　
Ｈｚ、、ｆ’　３−　ｒ　２二４６．２６ＫＨｚとなる
。

各ビート出力は、１６．４１ＫＨｚを中心と−４る第１
バンドパスフイルタ（３）と４２．２６ＫＨｚを中心と
Ｊる第２バンドパスフイルタ（４）によって峻別された
後、それぞれ後続する第１、第２検波回路（５）（６）
で検波平滑された後にそのピーク値に比例した直７ＪＩ
Ｅ電圧値に変換されてし・＼ル比較回路（７）に比較入
力として加λられる。前記レベル比較回路（７）は両入
力の大小関係を判別し、トラッキンク補正の方向及び址
を示す信号を出力し７、Ａ　Ｔ　Ｆ　−Ｊ式の場合はギ
ヘ・プスタンモータの駆動周波数を変移してその回転位
相を補正し、ＤＴＦ方式の場合にはへラドアクチュエー
タを駆動する圧電素子或はバイモルフ等に印加する直流
電圧を補正してヘッドのトラック巾方向の移動制御を行
い、トラッキング状況が正常になる様にその移動方向と
量を修正する。

この従来のトランキングシステムはそれ自身良好なフィ
ードバック制御系を構成しており賞月きれ得るものであ
るが、回路のＩＣ化或は無調整化という観点から判断す
ると、 １）バンドパスフィルタ等をデジタルフィルタ等により
置換してＩＣ化を行うには、扱う周波数が高くモノリシ
ックＩＣ化が困難である。椋っで、ハイブリッド化する
にしても実装面積が大きくなるとともに、コスト面でも
不利は避けられない。

２）ヘッドから得られる信号の中には、ｆＨＯ高周波成
分なども含まれており、帯域通過フィルタのＱを高くす
る必要があるが、記録時と再生時のパイロット周波数の
差が、ＶＴＲセットの互換性、製造バラつき、経年変化
、温度変動などの理由により生ずることは不可避であり
あまりＱを高くできない。以上のような理由により帯域
通過フィルタを無Ｋ１１ｌ整化するのは困難であった。

（ハ〉　発明の目的 本発明は上述の４周波方式若しくはこの方式に準するト
ラッキング方式のトランキング誤差検出回路のＩＣ化に
伴う上述の諸欠点の克服を課題とし、モノリシックＩＣ
化に適した回路を得ることを目的とする。

（二〉　発明の構成 本発明のトラッキング誤差検出回路は、ヘッドから得ら
れたアナログ信号のうらバイｒノット信号成分を基準周
波数ｆｏでＡＤ変換することによりデジタル化し、テン
タル信号により隣接トラックからクロストークして来る
パイロブ１−周波数成分を抽出するものである。

一般に、このようなフィルタ演算を１００ＫＨｚ〜２０
０ＫＨｚのような高い周波数に対して適用するのは、従
来周知のデジタル・フィルタやスイッチト・キ〜パシタ
・フィルタなどをもってしても非常に困難であった。と
ころが、例えは８ミリビテオの如く４周波方式のトラッ
キング誤差検出回路に要求されるフィルタ特性は、任意
の周波数を抽出するというものではなくて、基準周波数
ｆｏと一定の比例関係にあるパイロット周波数の成分だ
けを抽出できれはよく、更にヘッドから得られるアナロ
グ信号には２００ＫＨｚ以上の映像信号及び音声信号を
除けは、原理的にはパイロット周波数成分以外のものは
含まれていない。

本発明はこの様な点を考應して、アジマス記録方式のＶ
ＴＲ等の如くミストラッキングによっ−（隣接ｉ〜ラッ
クのクロストークを避げられない状態で稠密記録される
複数の並列トラックに順次異なる周波数のパイロシト信
号を正信号と共に書込んた記録媒体を再生する装置、例
えは８ミリＶＴＲのカセットチーブを再生ずるＶＴＲ等
のトラッキング誤差検出回路であることを前提とし−（
、再生出力から分離した隣接トラックのクロスト−り分
を含むパイロ・／ト信号をデジタル値に変換するＡ−Ｄ
変換回路と、この回路の出力を隣接する両トラック上に
記録されているパイロット信号の周期に同期して加算す
る２系列の同期が加算回路及びこの各加算回路の出力を
比較する比較回路を備え、各加算回路の出力として検出
される隣接トラックからのパイロット信号のクロストー
ク成分のデジタル値を比較し〔トラッキング誤差を検出
する構成を採るものである。

（ホ〉　実施例 まず本発明を８ミリＶＴＲに適用した基本的実施例につ
いて要部回路ブロック図を示ψ−第１図を参照しつつ説
明する。

図番（１１〉はＶＴＲの再生へ／ド出力を人力判る遮断
周波数２００ＫＨｚのローパスフィルタでおる。

この回路は、再生出力中の周波数多重信号のうちＦＭ輝
度信号、ＦＭ音声信号及び低域変換色信号をカットし、
ｆ１〜ｒ４のパイロッ］信写成分のみを抽出する。（１
２）は、前記ローパスフィルタの出力Ｙ（ｔ　）を入力
とし、基準信号ｆｏ（＝３７８ｆ　Ｈ）をサンプリング
信号として６〜１０ビー）−のテンタル信号ＡＩＪに変
換するＡ−Ｄ（アナ口り一テシタル）変換回路である。

（１１０）（１２０）はそれぞれ前記Ａ−Ｄ変換回路（
１２）の出力Ａｌ」を入力とする第１、第２同期加算回
路を示すもので、前者（１１０）は前記デジタル信号Ａ
ｌｊを入力とし、これをその時点でヘッドが再生してい
るビデオトラック（例えばＴ２）に隣接するビデオトラ
ックの一方（Ｔ１）に記録されているパイロット信号ｆ
１の周期で同期加算し、後者（１２０）は同様にデンタ
ル信号Ａ１ｊを入力とし、これを再生中ビデオトラック
（Ｔ２）に隣接するビデオトラックの他方Ｔ３に記録さ
れているバイｒ７ツト信−１ｊｆ３の周期で同期加算を
行う。

（２１０）（２２０）は、第１、第２検出回路を示し、
第１検出回路（２１０）は、成る期間この回路で抽出き
れるべきパイロット信号成分とそのパイロット信号の基
本正弦波信号との間のテレタル相関演算を行う第１相関
回路（２１１＞とこの回路の出力からＤＣ成分の影響を
除去する第１直流分相殺回路（２１２＞とで構成され、
第２検出回路（２２０）は前記期間にこの回路で抽出さ
れるへきパイロット信号成分とそのパイロット信号の基
本正弦波信号との間のテレタル相関演算を行う第２相関
回路（２２１）とこの回路の出力からＤＣ成分の影響を
除去する第２直流分相殺回路（２２０）とで構成いれる
。（２０）は前記第１、第２検出回路（２１０）＜２２
０＞の出力を入力とする比較回路である。上記ローパス
フィルタ（１１）の出力レベルが大きく又Ｓ／Ｎが良い
場合には前記比較回路（２０）の入力として前記第１、
第２同期加算回路（１１０）（１２０）の出力を用いる
ことが出来る。

次に上記第１、第２同期加算回路（１１０）（１２０）
につき第２図の実施回路例を参照しつ一つ説１ＩＩＩツ
る。

この回路で（１１１）（１２１）は加算器、（１１２）
（１２２＞はシフトレジスタ、（１１３）り１２３）は
アントゲ−１・である。前記加算器（１１１）或は（１
２１＞は上記Ａ−Ｄ変換回路（１２）の出力Ａ　ｉ、１
（１０ビツト）を−人力とし、クリア信号ＣＬＲでゲー
トされる前記シフトレジスタ（１１２）或は（１２２）
の出力（１６〜２０ビツト）を他の入力として加算演算
を行い、そ必結果を逐次前記・／フトレジスタに入力す
る。

前記シフトしジスタ（１１２）（１２２）は最長し・ン
スタ長５８（ｆ　ｏ／　ｆ　１）ビットの１６〜２０ビ
ツトの並列レジスタで、各パイロット周波数と基準周波
数の比ｆｏ／　Ｃ２，ｆｏ／　Ｃ３，ｆｏ／　ｆ’４に
応シテ、５０゜３６．４０の各ビット長の出力端子（Ｃ
２）（Ｃ３）及び（Ｃ４）を有し、基準信号ｆｏをクロ
スパルスとして駆動きれる。このシフトレジスタ（１１
２）（１２２＞の各ビット長の出力端子（ｔ　１＞（ｔ
　２）（ｔ　３）（ｔ　４）に生ずる出力は、同期加算
入力となるパイロフト信号に応じて１／６０秒周期でマ
ルチプレクサ（１１４）（１２４）によって切換選択さ
れてアンドゲート（１１３）（１２３）を経由して上記
加算器（１１１）（１２１）に入力として加えられる。

前記アントゲ−１−（１１３）（１２３）の制御入力に
印加きれるクリア信号ＣＬＲは、加算器へきバイ四ツ１
−信号の第１加算周期、例えばパイロット信号ｆ１〜ｆ
４に応したクロックｆｏの５８．５０．３６．４．０の
各周期分の間たけ０で第２加算周期以降は１とｆｔ　ル
ユニットファンクションである。従って人力信号ＡＩＪ
は指定きれた隣接トラックのパイロット信号の加算周期
で順次同期加算される。第３因において、Ｙ（ｔ）をロ
ーパスフィルタ（１１）の出力とし、Ａｉｊ（α１１．
α１２．α１３　α２１．α２２．　（１２３・　）を
、前記Ｙ（ｔ’）を基準信号ｆｏでＣ２＝□−の周ｆ’
。

期でサンプリングしテレタル化した時刻１１ｊ（ｔｌｌ
、Ｃ１２・ｔ　２１．　ｔ　２２　・）の出力とする。

このデジタルデータＡ１ｊを周波数ｆ１のパイロ／）、
１ｄ号を検出するためにζρ−−−（但し、β／、。、
−１ ５８）の周期で同期加算する場合を考λると、ＡＩＪは
第１同期［ｔ　１１＋（ｉ　−１）Ｂ−ρ≦ｔ　＜　ｔ
　１１＋ｉ、βの期間〕のデータを表わしており、本発
明における同期加算とはデシクル演ａにより次式を実行
することになる。

ここでＮＸ、βは同期加算を行う期間を意味ｊる。

Ｊは１≦ｊ≦Ｃβ／　、ｔ（Ｘなる整数である。いま、
前記ローパスフィルタ（１１）の出力Ｙ（ｔ　）をＹ（
ｔ　）＝ＰＩ（ｔ　）＋　Ｐ２（ｔ　）＋　Ｐ３（ｔ　
）＋　Ｐ４＋ｌ　（ｔ　）（６）〔但し、ＰＬ（Ｌ＞＝
ＥＩＳｌｎ（２ｚｆｌｔ＋〆１）Ｐ２（ｔ　）＝　Ｅ２
５ｉｎ（２ｒ（ｆ２ｔ　十〆２）Ｐ３（ｔ　）＝Ｅ３５
ｉｎ（２ｒｃｆ３ｔ　＋ｘ３）Ｐ４（ｔ　）＝　Ｅ４５
ｉｎ（２Ｗ　ｆ４ｔ　＋５４）Ｅｌ、Ｅ２．Ｅ３．Ｅ４
は各パイロット信号成分の振巾１　（１＞は雑音成分、
ｔは正の整数である。〕とすると、Ｐ１（ｔ）は、ｃｌ
の周期関数であり、ＰＬ（ｔ）＝　ＰＩｆ　ｔ　＋（ｉ
’　１　）ｃｌ）（但°し、ｉは正の整数）となるから
、上記ローパスフィルタ（１１〉の出力Ｙ（ｔ）のＡ−
Ｄ変換出力Ａｉｊをｒ：１個おきにＮ回加算するとＰ１
パイロ／ト成分と雑音成分は、＋（ｊ　−１・ｒｌｌ　
・・〈７） となる。即ち、周波数ｆ１のパイロット信号成分Ｐ１は
Ｎ倍となり、非周期性か周期ｃ１に対し非整数倍のノイ
ス成分は高々４倍にしかなら４゛、ノイズ成分に対して
Ｐ１パイロッ１−信号成分を正確に分離できる。

また走査再生中のビテ第１〜ラックＴ２に記録されてい
るパイロット信号Ｐ２については、。ＩＸＮＸｆ’２が
整数の場合は検＋（３振巾は略零となるが非整数の場合
には高々２．ＬＸ　２　Ｅ２程度になる。

また他の隣接］・ラックのパイロワ１〜信号成分Ｐ３に
ついても同様にＹ（ｔ）のＡ−Ｄ変換出力をｃ３個おき
にＮ回加算すると Ｎ−１）ζ３）・・・・・　（８） となる。従ってヘッドがビデ第１・ラック２のほぼ中央
を走行していて、Ｅ２がＥｌやＥ３の数倍程度の場合に
おいても、Ｎ＝１６〜３２の程度で同期加算により微小
な隣接１ヘラ７りのパイロ／Ｉ周波数成分が取り出せる
ことが理解できる。以にの説明−〇−説明の簡単化のた
めｃ（］＝　１　／　ｆｏとしたが、特に限定する必要
はなく、ｃｌの数分の１以下であれはよい。従ってＡＤ
変換の標本化周波数もｆＯである必要はなく、例えばｆ
ｏ／２に選定して差しつかえない。

次に上記第１、第２検出回路（２１０）（２２０）につ
き、第２図の回路図を参照しつつ説明する。両回路は共
に同し基本回路構成である。この回路は、のバイロント
信号周波数成分を分離出来るものであればよいので、簡
単な積和形式の相関回路を用いる。第１、第２相関回路
（２１１）（２２１）は各パイロット信諺の基準となる
信号（正弦波〉、ｍ 〔但しｍは１〜４までの整数〕をテレタル化したデータ
ＫＪσを書込んたＲ　ＯＭ　（２１３）（２２３＞とこ
のデータと」−記同期加算回路（１１０）（１１１）の
出力Ｂｊ＝結果を加算する加算器（２１５）（２２５）
を備λ６積和形式の相関回路で、αＩＩ記ＲＯＭのデー
タＫｊ［！とＩ−記Ｎ＝ｒｌ／ｌｏ　１≦ｐ≦Ｍ〕をめ
る演１つを？Ｊう。」二連の如＜　ＲＯＭ　（２１３）
或１：ｌ：（２２３）に書込よｔ’する基準信号中に直
流成分が含−＋：、＃′１ない場合に（」直流成分に対
する基準（正弦波〉信号の相関値（」零となるので上記
加算器（２１５）（２２５）の出力をその′、Ｊ：ヌ比
較回路（２０）の入力と判ることか出来イ、か、例λは
システム構成上各演算を全て正の数で行いたい場合、前
記基準信号Ｋｌｊのアナログ値はＥｍ　’５ｉｎ（２ｍ
　−・（ｊ　＋　（！　））＋　Ｅｂ　−（１１）（ｍ 〔但しＥｂは直流成分〕、となる故、相関演算値はこの
直流成分Ｅｂの大きさによっては、入力信号Ｂ」と基準
信号ＫｊＱとの間に波形の類似性がなくても直流成分の
影響で演算結果（相関値）が犬きくなり誤動作の原因と
なる。この様な場合には相からＭの範囲で変化させたと
きの最大値及び最小値をめその差Ｒ＝、ＰｕＭ−ＰＱｍ
をとり、共に相関演算データ中に同程度に表われる直流
成分を除去する。（２１２＞（２２２）は前記相関回路
と相俟ってこの演算を行う直流分相殺回路である。

この様な相関回路を備える第１検出回路（２１０）に上
記第１同期加算回路（１１０）の出力Ｂｊが入力として
印加きれると、上記乗算器（２１４）には、データＢｊ
の同期加算周期例えばｃｌと同じ周期で読み出されるＲ
　ＯＭ　（２１３）のパイロット信号Ｐ１の基準正弦波
のデータＫｊｌｌが読み出され同期的に入力きれる結果
ＢＪＫＪＱの乗算が行なわれる。乗算器（；１４　）の
出力は加算器（２１５）に転送され逐次加算さ回路（２
０）に加えられる。

尚、各種演算を全て正数で行うシステムを採用する場合
には、直流成分か相関値に及ぼす影響を考慮して、比較
回路（２０）の前段にそれぞれ直流分相殺回路（２１２
＞（２２２）を介在甘しぬることは］二連の如くである
。上記比較回路（２０）では、上記第１、第２相関回路
（２１１）（２２１）の出力をテジタル値のままで同期
的に比較し、その結果をＤ−Ａ変換した後、所定レベル
まで増巾してＡＴＦ制御用のキル番 プスタンモータを駆動しその回転位相を制御し、若しく
はＤＴＰ制御用のハイモルフの駆動電圧を會ｕ御してヘ
ッドのトラック巾方向の変移量を制御す６゜ 次に第４図を参照して、回路の簡易化を計った他の実施
例につき説明する。この実施例では、再生・＼ラドの出
力が比較的長い間安定している場合には、第１実施例に
おける両同期加算回路（１１０）（１２０＞及び検出回
路（２１０）（２２０）を共用し、時分割的に使用し得
ることに着目したものである。

この回路の特徴は、同期加算回路（３１０）と検出回路
（３２０）が一系列のみ設けられていること、前記検出
回路（３２０）の出力の一方がレジスタメモリ（３３０
）に加えられていること及び比較回路（２０）の入力と
して前記検出回路（３２’０　＞の出力と前記メモリ（
３５０）の出力とが用いられていることである。

他ノローパスフィルタ（１１）及びＡ−Ｄ変換回路（１
２）の構成は第２図の実施例と同様であるので、以下図
番を対比するの留め説明を割愛する。

（３１０）同期加算回路　・　（１１０）（３１１）加
算器・・・　・・・・・（１１１）（３１２）シフトレ
ジスタ・・・（１１２）（３１４）マルチプレクサ・・
・（１１４＞（３１３）アンドゲート・・・・・（１１
３）（３２０）検出回路　・・・・　（２１０）（３３
０）相関回路・　・　・　＜２１１）（３１３）ＲＯＭ
−−−（２１３） （３１１’）乗算回路　（２１４） （３１５）加算回路・・　・　（２１５）（３１２）直
流分相殺回路・（２１２）この様な構成でＡ−Ｄ変換回
路〈１２）の出力ＡＩＪが同期加算回路（３１１）に加
算データとして加えられると、このデータは片方の隣接
トラックに記録されている検出すべきパイロット信号Ｐ
１の周期１／ｆｌに関連する加算周期ｃ１でＮ（例えは
１６〜３２）回同期加算された後に次段の検出回路（３
２０）に入力として加えられる。検出回路（３２０）は
、同期力ロ算回路（３１０）の出力とＲＯＭ　（３１３
）から読出した前記パイロット信号Ｐ１に対応する基準
（正弦波）信号のデータとの間で相関演算を行いその結
果ＰＱ前記パイロット信号Ｐ１を検出するためのＮ回の
同期加算が終了すると、上記同期加算回路（３１０）は
その同期加算周期を直ちに他方の隣接トラ／りＴ３に記
ａすれている検出ずへきパイロット信号Ｐ３の周期１／
ｒ３に関連する加算周期、３に切換え千Ｎ（例えは１６
〜３２）回同期加算を行いその出力を次段の検出回路に
入力として加える。上記検出回路（３２０）は、油記同
期加算回路の出力と、上記ＲＯＭから読出した前記パイ
ロット信号Ｐ３に対応する基準（正弦波）信号のデータ
との間で相関演算を行い、その結果を上記比較回路（２
０）の＝方の入力端子に、他方の入力端Ｔに加えられる
上記メモリ＜３５０＞から読出されるパイロット信号Ｐ
１成分の検出データと比較し得るタイミングで加えると
同時に］−記メモリ（３５０）の内容を順次書換えてゆ
く。即ち、比較のために順次読出されるバイロフト信号
Ｐ１に関する検出データに代えてパイロット信号Ｐ３に
関する検出データを書込んでゆく。勿論メモリ容易、を
十分にとり両パイロット信号Ｐ１．Ｐ３に関する検出デ
ータの読出と書込みを各々独立に行ってもよい。再生ト
ラックがＴ１或はＴ３であっ工、隣接トラック（１゛２
若しくはＴ４）に記録されているパイロット信号がＰ２
若しくはＰ４である場合に・ついても原理的に変りがな
いので説明を割愛する。

（へ）発明の効果 本発明に依れば、「７−パスフィルタ部分を除き回路を
全てテジタル化し得るので、モノリノ／りＩＣ化が極め
て容易となるため、ＩＣの実装置ｉ　ｈ’ｔが低減でき
、量産によりコスト低減が期待′Ｃきる。また、阿生信
号中の基本周波数ｆｏ庖り１」；・りとして動作きせる
ことができるので、ＶＴＲセットの互換性、製造バラツ
キ、経年変化、温度変動の影響は受けない。従っでアナ
【１グ方我と比較してＱを高くできるので、ｒＨの高調
波成分の影響なとを低減できる。更に全てテレタルで処
理するので無調整化が可能であり、ＮＴＳＣ力式、ＣＣ
ＩＲ方式の両方に適用できるという効果を享受し得る。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第４図は本発明に係り、第１図は要部回路ブ
ロック図、第２図は四部−実施回路図、第３図は動作波
形図、第４図は他の実施例の便８１（回路ブ「１７９図
である。第５図及び第６図は従来例に係り、第５図はト
ラ／り上の記録パターン図、第６図は要部回路図である
。 （１１）　ローパスフィルタ、（１２Ｌ　Ａ−Ｄ変換回
路、（１１０）（１２０）・　第１、第２同期加算回路
、（２１０）（２２０）　第１、第２検出回路、（２０
）−１１：’１１２回路。 出願人　玉洋１「機株式会社 代理人　弁理士　佐野静夫

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）ミストラッキングにより隣接トラックのクロスト
   ークを避は得ぬ状態で密に記録きれる複数の並列トラッ
   クに、順次具なる周波数のパイロット信号を主信号と共
   に書込んだ記録媒体を再生する装置の再生ヘッドのトラ
   ッキング誤差検出回路において、再生信号から抽出した
   パイロット信号をデジタル信号に変換するＡ−Ｄ変換回
   路と、この回路の出力をそれぞれ隣接トラック上のパイ
   ロット信号の周期に同期して加算する２系列の同期加算
   回路及びこの各加算回路の出力を比較する比較回路を備
   えるトラッキング誤差検出回路。
2. （２）前記Ａ−Ｄ変換回路の入力として、前記パイロッ
   ト信号の代りに、再生中のトラック上のパイロット信号
   と各隣接トラック上のパイロット信号とのビート出力を
   用い、そのデジタル出力を上記同期加算回路において前
   記ビート出力周期で同期加算すべく構成したことを特徴
   とする特許請求の範囲第１項記載のトラッキング誤差検
   出回路。