JPS60144054A - サンプリング技術を使用するゼロｉｆ受信機の信号復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明は、復調装置に関するものであり、特にＦＭま
たは届復調を行わせるザンゾルデータ装置に関するもの
であって、全体の装置が集積回路の形態で構成可能なも
のである。

〔発明の技術的背月〕

集積回路の利用範囲が拡大されて来たのでゼロ周波数Ｉ
Ｐ受信機についての関心も増大している。これらは受信
信号がそれ自身の周波数の局部発振器の出力と混合され
てゼロ周波数がら変調周波数バンド幅までのベースバン
ドで１通の信号を生成するよう々無線受信装置である。

このようなゼロＩＦ（中間周波数）技術については英国
特許第１，５３０，６０２号明細＄（１９７８年１１月
１日発行）に記載されている。

このようなシステムにおいては搬送波の上方および下方
の両側にある受信側帯波はゼロを中心に折重ねられ、そ
のためそれらは周波数領域において一方が他方に重なる
という技術上の困難な問題を有している。これは最も簡
単な場合を除いて変調を妨げる。この問題を克服するた
めに信号の位相が直角位相すなわち９ｏ０差の位相の２
個の局部発振器を使用することが必要である。このよう
にすることによってシステムは２つのチャンネルを与え
、そこにおいて信号は９０°位相がずれている。２つの
チャンネルの使用は所望信号の復調を可能にする。

前述のように上記技術は従来技術において広く使用され
ており、このようなシステムは２つのチャンネルのそれ
ぞれにおいて正確な位相関係力らびに等しい利得を必要
とする。システムの動作において、チャンネルは温度、
電力およびその他の変動に対して平衡されなければなら
ない。したがってゼロ周波数ＩＦ受信装置は、集積回路
が出現して共通の処理技術に基き、かつ各種部品が共通
の基板上に集積されることができるという事実に基いて
平衡を与えることを可能にするまでは広く使用されるに
は至ら々かった。集積回路技術の進歩にも拘らず、従来
の技術による多くの受信装置はＦＭ信号のような広い範
囲で変化する信号を処理することはできず、同調回路が
依然必要であると決め込まれていた。

もちろん、同調回路を集積回路の形態で構成することが
困難であることは明白である。何れにせよ、従来技術に
おいてゼロＩＦ受信機が追求され、多くの技術が開発さ
れて、それらはいくつかの異なった型式の信号を復調す
ることができ、集積回路として構成し得るものである。

例えば米国特許第３，９３７．８９９−１ｉ！明細書（
１９７６年２月１０日発行）および米国特許第３，９７
１，９８８号明細書（１９７６年７月２７日発行）が参
照される。

上記特許明細書以外にもＦＳＫの各種形式を含むＦＭ　
、　ＡＭ　、　ＰＭ信号の後後および単側波帯通信の込
くつかの形態について多くの特許明細書が存在する。

従来の技術につ込て検討すると、これらのシステムの初
期の形式では本質的にアナログ形式のものであり、部分
的には集積されることが可能であるけれども、それらは
設計および製造が非常に困難なものであった。従来の技
術においては、集積が容易ガことが知られているデジタ
ル技術によってアナログ回路を置換することが考えられ
て来た。デジタル技術の利用は、アナログ信号をデジタ
ル符号に変換するアナログ−デジタル変換装置（φ）の
使用を含んでいる。

デジタル信号はその後情報を復調するために操作または
処理される。したがって、そのような技術においてはメ
モリ中に；＃積され、蓄積位置に多数のビットを内蔵す
る広範囲の辞書を使用する。

この方法を追求して、従来技術においては、２ビット符
号系を使用することができ、したがって必要な蓄積量を
減少させることを可能にするシグマ−デルタ変調器或は
パルス密度変調器のような異なった変調方式を使用する
ことによってメモリの蓄積に対する要求を減少させるこ
とが試みられた。これらのシステムにおいては信号はサ
ンプリングされ、成る値が４５°のインクレメントのＦ
Ｍ信号の位相角に対して割当てられた。このシステムか
らの出力は近似信号を表わし、正確度はサンプリング周
波数の関数である。これらの方法は別の操作をしないで
同時にＡＷＩ／ＦＭ信号の復調を行うことはでき々い。

さらに、そのシステムは自動利得制御（ＡＧＣ）を設け
ることもできず、また自動周波数制御（ＡＦＣ）の形式
で同調はずれやドリフトに対して補償を行うこともでき
ない。それらのシステムは一組のパルス密度変調器と制
御装置ならびに辞書を必要とし、それ故それらは装置を
非常に複雑にし、構成することが困難になる欠点がある
。

〔発明の目的〕

この発明の目的は、辞書を無くし、アナログ−デジタル
変換装置を使用しないで、しかも簡単でかつ高い信頼性
を持ってＡＭまたはＦＭ信号を直接復調することができ
、しかも集積回路として構成することの容易な回路を使
用しているゼロＩＦ受信装置用のザンゾリングデータシ
ステムを提供することである。

〔発明の好ましい実施態様の概要〕

ゼロＩＦ受信装置の１およびＱチャンネル信号中の情報
内容を復調するために使用される装置は、前記Ｉおよび
Ｑ信号の位相角が特定の角度範囲内にあることを示す角
度信号を出力するために前記■およびＱチャンネル信号
に応答する角度検知手段と、前記角度信号に応答して複
数のオクタント（４５°のインクレメントの角度範囲）
の何れのものであるかの指示を与える手段とを具備し、
前記各角度信号は前記オクタントの指示として前記角度
に複数の子め定められた角度値の一つを割当てるために
０°から３６０゜までの間の一つとして前記角度を特定
化し、さらに装置は、前記割当てられた角度値に対応し
て復調された信号を出力する手段を備えている。

〔発明の実施例〕

以下、添付図面を参照に２つの実施例につｂて詳細に説
明する。

第１図を参照すると、破線１０より左の回路部品は基本
的なゼロ周波数ＩＦ受信機を構成し、この発明の基本的
概念のいくつかを理解するために、受信機の簡単な検討
を行うことが適当と考えられる。イｉ号はアンテナ１ノ
で受信され、必要ならば前置増幅器１２によって増幅さ
れる。

信号は次いで分割され、１対の同一のミキサ１３．１４
の第１の入力端子に結合される。この信号の関係は時に
は直角位相（ｇｕａｄｒａｔｕｒｓ　’）と呼ばれ、互
に９０’の位相差を持つ。上記動作に基いてミキサ１３
の出力の２個の主要混合出力信号の１つはに６！１δの
形態であり、他のものは搬送周波数の２倍のものであり
、それ故、ローパスフィルタ（Ｌ、Ｐ、）１６はＫｓｌ
ｎδの形態の信号だけを通過させる。一方ミキサ１４お
よびそれと共同するローパスフィルタ１７はＫｅｎｓδ
の形態の信号を出力する。増幅器１８．１９で増幅され
た後、各チャンネルそれぞれ１個の２個の信号が得られ
る。

これらのチャンネルはＩチャンネルおよびＱチャンネル
と呼ばれ、その信号は次の通りである。

（１）チャンネルＩ出力＝Ａ自δ （２）チャンネルＱ出カニＡ房δ ここでＡは信号の振幅であり、δは所望の変調信号を表
わす時間的に変化する位相である。

これに関して所望の出力は時間に対して位相角δ（デル
タ）の変化速度であり次の通りである。

ｄδ （３）　−＝所望の出力＝Ω ｔ このΩは次のよう処して導出することができ、次のよう
な方法によって従来の技術により導出される。まず■信
号がＱ信号で除算される。どの象限の角度かがＩおよび
Ｑの符号によって決定される。次のステップはＩがＱよ
り大きいか、またはＱが工より大きいかを決定すること
である。その結果はＩ／Ｑが−δ十象限角忙等しく、δ
が４５°より大きいか否かが指示される。次いで辞書（
表）によって−一１δがめられる。その時回路は上記の
式（３）に示した導関数を近似するためにδ中の最高周
波数成分に対して速い比率でδの値の連続的な差を取る
ように動作する。

その結果は所望の変調Ωである。従来の技術においては
増幅器１Ｂ、ｉ９からの２個の信号はそれぞれのサンプ
ル兼保持回路に入力され、信号の回復ができるように充
分高い速度でサンゾリングされる。この速度はナイキス
ト （Ｎｙｇｕｌｓｔ　）速度であり、少なくともこれらの
信号中にある最高周波数の２倍である。サンプルされた
信号はそれからデジタル型式に符号化され、例えば８ビ
ツトワードで構成されてもよく、適当方ダイナミックレ
ンジであればさらによい。

この変換は典型的にはアナログ−デジタル（Ａ／１））
変換器によって行われ、それは対数方則で動作し、それ
故、出力デジタル数は入力信号振幅の対数を表わす。２
個のデジタル信号は次で減算され、それによって得られ
た数はｌｏｇｔＭδを表わす。各計算結果のサンプルは
−の逆対数値表と比較され、δをよく近似した値で評価
するととができる。このシステムの正確度は各ψ変換装
置の出力のピット数および表（辞書）に蓄積された値の
精細度によって定まる。

そのようなシステムにおいてＯｏから４５°の間のδに
対する値の表およびどのオクタント（ｏｅｔａｎｔ　）
すなわち４５°で分割した角度範囲に角があるかの指示
が発見される。これは従来の技術においては由δおよび
部δの相対的な大きさおよび符号を見出すことによって
決定され、従来の技術においては複雑な比較回路によっ
て構成されている。一連の処理された出力サンプルはそ
れから連続するサングルの各対の間の差を取る回路に送
られ、それを通ってロー・（スフィルタを通過し、それ
からデジタル−アナログ変換器（Ｄ／Ａ　）に送られて
出力を発生する。そのような技術においてはもとの信号
の振幅は失われ、それ故、振幅検出のためには追加の回
路が必要である。さらにフィルタ処理が複雑であり、そ
のようなシステムを適切に動作させるために多数の追加
のフィルタを使用しなければなら方い。

第１図に戻ると、増幅器１８および１９は以下説明する
ように構成されており、それ故それらの出力は本来差の
値である。さらに両増幅器１８および１９はほぼ同一で
あり、それ敢無信号状態の静止電圧は同じである。これ
らの増幅器１８．１９からの差出力部は後述するような
第１図に２０で示された角度センサ回路２０の一部に含
まれている。角度センサ回路２０からの出力はオクタン
トな決定するオクタント検知回路２ノの入力部へ送られ
る。この検知回路２１は後述するようにどのオクタント
に角度があるかを決定し、それ故、検出されつつある角
度の相対的な大きさを決定する。オクタント検知回路２
ノの出力は差動回路２２へ送られ、この差動回路２２−
は所望の可聴周波数信号を出力する。微分回路２２は、
後に詳細に説明するように最終の所望出力を生成するだ
めのロー・母ヌフイルタを備えている。

この発明の主目的は、大きなインクレメントで時間的に
変化している時でさえも角度を量子化し、正確度のため
に比較的高速でサンプルを抽出することである。所要の
正確さを与えるために波形を描くのに必要とされるビッ
ト数は、もしもサンプリング速度が対応して増加される
々らば減少させることができる。例えば、もしもδが４
５°のインクレメントをもってサンプリングすることに
よって１°の正確度で見出されるべきであるならば、実
際の角度の一定時間間隔において少なくとも４５のサン
グルを取ることが必要である。もしもδが実際には４４
°であったとすると、４４個のサンプルを４５°で認め
ることができ、０°における１個のサンプルは４５゜ま
たは４４°で分割された１９８０の平均値を与えること
になる。同様に、もしも実際の角度が３０’であれば４
５°で３０個のサン７’／Ｉ／を必要とし、０°におけ
るサンプルは１５であり、したがって全体で４５のサン
プルについて平均されたとき３０°を与える全体の値は
１３５０である。

そのときもしも角度が０°、４５°、９０°、１３５°
。

１８０°１２２５°、２７００、または３１５°の何れ
かＫよって各サンプリングの瞬間において最良の近似で
あるならば、問題は自分自身で波形のサンプリングおよ
び決定によって解決される。もしもこれらのサンプルが
充分に頻繁に取り出され平均化されるならば、その結果
はδが評価され、したがって信号が実効的に復調された
ことになる。

第２図は、任意の角度に対する単位円を描いたものであ
る。第２図において、円の内側の数字はオクタント番号
を示す。各半径の直線に隣接して示された角度表示は範
囲を示している。

この方法によって角度を示すベクトルは等しい確率で円
のどの角度位置でも発生できる。次の任意の量子化が使
用される。

第２図を参照すると、もしも角度がオクタント１である
２２．５°と６７６５°との間にあるならば、角度は４
５°と近似して仮定する。同様にもしも角度が６７．５
°と１１２．５°の間にあれば角度は９ｏ。

で近似する。したがって第２図から明らかなように図で
特定されたオクタント１乃至８は各オクタントに対して
破線の位置で示された各角度で近似される。したがって
２２．５°と３３７．５°のオクタント８内の角度は０
°として近似され、その他のものも同様にして近似され
る。

第３図には、上記近似を行うための回路が記載されて込
る。第３図の回路はＦＥＴ　（電界効果トランジスタ）
として示された１対のソースフォロア２３．２４を備え
ている。このＦＥＴの代りにバイポーラトランジスタ或
は他の任意の能動装置が使用できることを理解すべきで
ある。

ＦＥＴ　２．９　、２．４はそれらのドレイン（または
ソース）電極がＶｂｂとして示されたバイアス電源に共
に接続されている。他方の電極であるソース（またはド
レイン）電極はＲ３として示された等しい抵抗値の抵抗
を通って接地されている。

ソース電極間にＲ８で示された等しい値の抵抗によって
構成された分圧器が結合されている。

各ＦＥＴのダートは第１図のエチャンネルにそれぞれ結
合され、＋Ａｓ１ｎδおよび−Ａ　ｓｉｎδがそれぞれ
供給される。

第１図において角度センザ回路２ｏの一部を構成してい
る増幅器１８は差動増幅器であり、２つの出力を生成す
る。これら差動増幅器出力の一方はＦＥＴ　２３のダー
ト電極に供給され、他方はＦＥＴ　２４のダート′ｉｌ
！極に結合される。同様に別のソースフォロア対を構成
するＦＥＴ　２５および２６が設けられ、それちのドレ
インは共通に電源Ｖｂｂに接続され、ソース電極は抵抗
Ｒ３による抵抗分圧器を介して結合されている。

ＦＥＴ　２５および２６のダート電極はＱチャンネルの
差動増幅器１９に接続され、第３図に示されるように各
ＦＥＴに対して＋Ａ房δと−Ａ（２）δが供給される。

ＦＥＴ　２　、？のソース電極は抵抗Ｒ，，Ｒ，および
Ｒ１より成る抵抗分圧器を介［７てＦＥＴ　２５のソー
ス電極に結合されている。同様にＦＥＴ　２４のソース
電極も抵抗Ｒ，，Ｒ２およびＲ１より成る抵抗分圧器を
介してＦＥＴ　２６のソース電極に結合されている。説
明を簡単にするために点Ａと点Ｂとの間に結合された抵
抗Ｒ８よ−り成る追加の分圧器があることが認められる
。もちろん、この分圧器は第１の分圧器と並列であるか
−ら、単一の分圧器を使用することも可能である。

Ｆｆ２Ｔ　２５および２６のソース電極と共同して動作
する抵抗Ｒ３より成る別の分圧器が端子りとＣとの間に
結合されている。第３図から明らかなように比較器、９
０　、　、？　１　、３２　、３３の４個の比較器がこ
の回路と共同して動作する。比較器３０は、その第１の
入力端子がＦＥＴ　２．９のソース電極に接続された側
の抵抗Ｒ１とＲ１の接続点に結合されている。

比較器３０の他方の端子は抵抗Ｒ３、Ｒ，の接続点の電
圧Ｖが示された地点に接続されている。同様に比較器３
２は第１の入力端子がＦｇＴ２４側の抵抗Ｒ８とＲ３の
接続点に結合され、他方の入力端子は同様にＶで示され
た抵抗Ｒ３゜Ｒ３の接続点に接続されている。比較器３
１および３３も第３図に示されたように同様に接続され
る。図面を簡単にするために、第４図に示すような抵抗
Ｒｎ　ｒ　’Ｒｘ　ｒ　Ｒｎ　（Ｒ１１ｔ　ｈ　Ｒｔ　
）で構成された別の分圧器チェインが設けられ、それは
端子Ａが第３図の端子りに結合し、さらに別の分圧器の
端子Ｂが第３図の端子Ｃに結合している。これらの分圧
器は４個の追加の比較器３４　、　、？　５　、３６　
、３７と協同し、それらの比較器はそれぞれ一方の入力
端子が抵抗ＲｎとＲｘの接続点に接続され、他方の入力
端子はＣＯＭＦとして示された抵抗Ｒ，，Ｒｓの接続点
に接続されている。このようにして第１図の差動増幅器
１８．１９を介して■およびＱチャンネルにそれぞれ接
続され°た入力部を有するソースフォロア対と協同する
８個の比較器３０〜３７が示されている。

端子Ａおよび０間の抵抗Ｒ，，Ｒ，，Ｒ□より成る分圧
器の作用の数学的解析によれば、上側の比較器の第１の
入力端子に対する入力は次のようになる。

Ｍｉｎ　：ｌ：　Ｖ　＋　ＡＫｉ　（ｓ石δ　＋　Ｋ２
ｃｏｓδ　）この比較器の抵抗Ｒ３間の接続点に接続さ
れた第２の入力端子の入力はＶである。それ故両者の差
は次の通りである。

Ｖｉｎ−Ｖ　＝　Ａ　Ｋ　、　（ｓｉｎδ＋に１−）同
様に下側の比較器３ノは次のような差電圧を出力する。

Ｖ２　＝ＡＫ１　（Ｋｌ　ｓｌｎδ十焦δ）このように
して比較器３０〜３７は入力差電圧が正であれば正すな
わち高レベル出力をそれぞれ出力する。入力差電圧が負
であれば各比較器は出力を生じないか、または低レベル
出力である。市販されているこのような動作をする比較
器には多数のものがあり、それ故それらを使用して１ま
たは“２ミリｇルトの信号振幅で高レベル状態と低レベ
ル状態との間で切換えることができる。次の状態の何れ
かが満足されたとき、１以上の比較器が切換えられるこ
とが判る。

（上歯δ±に２魚δ）〉０ または、 （±に２ｓｌｎδ士邸δ）＞０ 比較器は上の条件に合致する限り出力を生じる。−例と
して、次のような状態が存在するとする。

ｇｌｎδ−に２（２）δ〉０ そのとき十論δ＞Ｋｘ、 もしもに、＝０．４１４であれば、 −δ〉−２２，５°またはδ＞　２２．５゜したがって
抵抗の比は、 この値を使用すると、（Ｋ２ｓｉｎδ−瀉δ）〉０で、
もしもＫｚ””０．４１４であれば、その場合にはδ〉
１　とたりδは６７．５°（９０−２２，５）を越り え々ければならない。

比較器の切換えを決定する上記公式に基いて、各形式は
対応する比較器が正の出力を生成が′るδの範囲を示す
ことが判る。したがって、もしもに、が０．４１４に等
しく設定されるならば、次の表が可能である。

所定の比較器が出力を生成するａの範囲は単位円の半分
であり、所定の不等式に対する反転した両方の符号（極
性）の反転は半円において出力を発生する。

次の比較器０５〜Ｇ８に、対しても同様である。

上の範囲のそれぞれは出力を生じる１つの比較器を表わ
す。

第５図を参照すると点（端子）Ａ、Ｂ、Ｃ。

０間に位置する第３図ふ；よび第４図の各分圧器が示さ
れている。第３図および第４図の比較器３０〜３７に対
応する各比較器０１〜Ｇ８の出力は関連するアンドダー
ト４０〜４７の入力へ導かれる。

比較器Ｇ１〜Ｇ８は上記の表の条件に関係する。後述す
るように各アンドダートは第２図に示すオクタント１〜
８を指示する出力を生じる。

各アンドゲートは比較器を対に組合わせ、例えばアンド
ダート４０は一方の入力端子が比較器Ｇ１に接続され、
他方の入力端子が比較器Ｇ７に接続される。したがって
δが２２〜６７．５゜の範囲にあるならば、その時だけ
出力を生じる。

それ故これはその時δは４５°であ右と近似する。

したがってアンドダート４ｏからの所望の出力は４５°
すなわちφラーノアンであると考えられる。したがって
第５図を検討すればアンドダート４０〜４７はδが第２
図に示すオクタントの何れかにあるとき１個の出力を与
えることがすぐに判るであろう。アンドダート４ｏ〜４
７の出力は共同するアンドゲート４８〜５５の一方の入
力端子に結合される。アンドゲート４８のような各ダー
トはサンプリングダートであり、一方の入力端子がアン
ドダート４０のようなオクタント決定用のアンドゲート
の出力端子に接続され、他方の入力端子はクロックパル
スまたはサンプリングパルス源に接続されている。サン
プリング速度はクロックパルス周波数によって特定され
る。アンドゲート４８〜５５の出力はｒ１〜ｒ８として
示された分圧器に結合される。各アンドダートからの出
力は図に示すとおりのものである。分圧器はパルス振幅
およびオクタント選択アンドダート４０〜４７によって
示された角δの量子化値に応じて割当てられた値の振幅
を決定する。係数に８は比例定数でちり、それは基準電
圧ＶＲに基いている。基準電圧ＶＲはクロック／４’ル
スの電圧レベルである。

したがって、第５図は所望のオクタントおよび角度選択
を与えるように動作する回路を示している。もちろんア
ンドダート４８〜５５のようなサンプリングダートおよ
びアンドゲート４Ｑ〜４７のようなオクタント決定用の
合算ダートは設計および保守の都合によって適当な回路
設計によって結合されてもよく、或は別々のままでもよ
いことは理解できよう。上述の説明に基いて再び第３図
を参照すると、電圧Ｖの２個の値が可能であることが認
められる。これは抵抗Ｒ５間に存在する静止ＤＣ電圧で
ある２個の値は一方はＩチャンネルからの゛も、他方は
Ｑチャンネルからのものによって示される。これら２個
の電圧の間の差が取り出され、負帰還を行うために適当
々極性で第１図の増幅器１８および１９に供給される。

図示のように増幅器１８および１９は差動増幅器であり
、上記電圧差を増幅器に供給することによって、■のほ
とんど同一の値を出力するように増幅器を制御すること
ができる。これは、これらの増幅器がＤＣ結合され、差
動ンースフォロアによって行われたＡＣ消去によってＤ
Ｃフィードバックだけが行われるという事実に基くもの
である。誤差電圧は工およびＱチャンネルからの電圧Ｖ
を基準と比較する比較器によって与えられることができ
、差す々わち誤差電圧は差動増幅器１８および１９の利
得制御に使用される。

したがって、第５図に関して角δに対する値が与えられ
ることは確実である。一時にただ１つの出力が生じるか
ら、ｒ−）４８〜５５の出力端子は共通の合算点に接続
することができる。

これは一連のパルスを出力し、その振幅はδの変化と共
に時間的に変化する。それ故、復調されたＦＭを出力す
るためにΩを示すスムースを出力を得るために各連続す
るノｅルス対の／’Ｐルス間の振幅の差を取り、或は微
分しなければならない。

第６図を参照すると、第１図に示された差動回路２２に
使用する回路が示されている。第６図に■〜■として示
された各サンプリングダートの出力が合算される。

第６図において、入力１〜■は分離用ダイオード６０〜
６７のアノードに供給され、それらダイオードのカソー
ドは分離用増幅器６８０入力端子に接続されている。増
幅器６Ｂの出力はスイッチ回路６９に導かれ、それは例
えばアンドダート４８〜５５に対するクロックパルスと
同様のクロックによって制御される。クロックで制御さ
れたスイッチは交互に各・ぐルスで位置を変え、第１の
サンプル兼保持回路７０と第２のサンダル兼保持回路２
ノとの間で各出力を切換える。これらサンプル兼保持回
路７０および７１の出力は差動増幅器７２の入力端子（
反転入力端子−および非反転入力端子＋）に導かれる。

差動増幅器７２の出力は所望の信号Ωを与え、それはさ
らにロー・母スフイルタフ３に供給されてスイッチ回路
６９によって生じる追加の周波数変動を除去される。第
６図に示された差動（微分）装置は比較的普通のもので
あり、よく知られているものである。

上述のようにして前述のＦＭ信号は完全に復調されるが
、それは成る欠点を有している。すガわち、それはＡＭ
信号を復調できないしまたＡＦＣを自動的に回路に施す
こともできない。しかしいずれにせよ、上記回路は辞１
（表）やメモリを無くシ、アナログ−デジタルおよびデ
ジタル−アナログ変換器の必要を無くしている。

第７図には前述の概念のいくつかを利用してＡＭ　、　
ＦＭおよびＰＭ信号を復調することのできるこの発明の
別の実施例が記載されている。本質的にゼロ周波数ＩＦ
受信機におけるＦＭ信号の復調の別の方法も存在する。

これにっ込ては本発明者の１９８２年１月２５日出願し
た米国特許出願第３４２４４２号明細書に記載されてい
る。

そのシステムにおいては第７図に８０として示された電
圧制御発振器ＶＣＯが周波数αに同調しており、ミキサ
８２，８３において固定周波数の局部発振器８１（Ｌ、
Ｏ）の直角位相の出力と混合され、発生した信号は簡単
々ＲＣ回路よす成ルローノやスフィルタ８４．８５ＦＣ
よってＦ波される。局部発振器８ノもまた周波数αに同
調している。この技術によって増幅器８６および８７の
出力として生じるローパスフィルタの出力はＩ′および
Ｑ′チャンネルに対して次のような形態を有する。

■チャンネル信号＝ＤｓＩｎβ Ｑチャンネル信号＝Ｄ房β いずれにせよ、■およびＱチャンネルからの上記出力は
第３図に示された回路と同じ形態の回路８８に供給され
る。増幅器８６と８７は差動増幅器であってｌ信号とＱ
′信号はそれぞれソースフォロアのダート電極に供給さ
れる。同様にアンテナ９０への入力信号は第１図の破線
の左側に示した回路と同じ構成のフロントエンド回路９
１において局部発振器出力と混合され、Ｆ波され、増幅
される。

フロントエンド回路９１の出力は前述のＩ　ｉ−よびＱ
チャンネル信号である。これらの■およびＱチャンネル
信号は乗算回路９２に導かれ、そこでそれら信号はｃｏ
ｓ”βおよびｌソと掛算される。これ鍮♂βおよび５ｌ
ｎＩβは以下に説明するように角度センサ８８および後
に詳述するオクタントコーダ８９から出力されたサンプ
ルの量子化された値である。

オクタントコーダ８ｇは４本の出力線を備え、それらは
後述するように乗算回路９２に結合されている。乗算回
路９２からの出力パルス列はサンノル兼保持回路９３お
よび９４によって平滑化され、その出力は出力差動増幅
器９５に結合され、それは第６図に示された回路と本質
的に同様の機能を行う。サンプル兼保持回路の前の数学
的な関係は次のとおりである。

Ａ（ｓＩｎδ）（Ｌｍ＊β）　Ａ（ｃｏｓδ）（ｇｌｎ
”β）サングル兼保持回路の出力側では次のようになる
。

Ａ（７δ）（魚β）−Ａ（ｃｎｓδ）（ｓｉｎβ）　−
Ａ　ｓｌｎ　（δ−β）これはループを閉じ、復調を行
うために要求される信号の形態である。オクタントコー
ダ８９からの出力信号はまた乗算回路９６によって後述
のように適当なシーケンスで乗算される。

乗算回路９６の出力はサンプル兼保持回路９７および９
８において平滑化され差動増幅器９９にＡＭ小出力生じ
る。このようにして第７図でブロック図で示された回路
は同時に届信号およびＦＭまたはＰＭ信号の復調を行う
ことができる。

第８図には第７図において使用されるオクタントコーダ
８９の概略回路図が示されている。

”ｒ−ト１００〜１０７は第５図のアンドゲート４０〜
４７と同様のダートである。したがって前述のように各
ダートはオクタントの１つ内にある角δを示す出力信号
を生成する。すなわちｒ−ト１０θは第５図のダート４
０に対応し、４５°に対する出力を生じる。

第８図において、各ダートの出力はダイオードを介して
サンプリングダート１０８〜１１１に結合されている。

サンプリングダート１０Ｂはグー’ｐ１００および１０
２から出力を受け、それらゲート１００および１０２の
出力はダイオ−ｙｘｌｚおよび１１３によってゲート１
０８の入力側においてアンド処理される。ゲート１０８
の他方の入力端子はサンプリング速度を表わすクロック
パルスを受ける。

上記のサンプリング技術によってダート１０８の出力端
子は＋８石ラインとして指定される。ダート１０９の出
力端子は十分ラインとして指定される。ゲート１１０の
出力端子は一６石ラインであり、ダート１１１の出力端
子は一μｓラインである。第８図には符号チャートが示
されており、それはどのラインがＨレベルかＯレベルか
で適当な角度が指示されるかを示すものである。例えば
第８図において４本の符号化された出力ラインがあり、
そこで正の（０）−ｆルスが存在している。

もしもそのオクタントにおける回路ラインに与えられた
位相角が指示されるならばｓｌｎは値０゜１、または−
ｌを取る。もしも０であれば全ての自ラインは０である
。もしも＋１であれば十山ラインには正の／’Ｐルスが
正じる。もしも−１であればｍ−ラインに正のパルスが
存在する。邸もｉた０、１または−１の何れかで表わさ
れ、各出力ラインに対応した影響を与える。

この回路が行うことは４本の出力ライン中の対のものを
生成することである。６対は正および負の値を表わす。

す々わち、正のライン上の正の７ヤルスは正の値を表わ
す。負のラインの正のノ５ルスは負のパルスを表わす。

何れのラインにもパルスが存在しないことは０を表わす
。ラインの２つの対はそれぞれパルスのサンプＩＪ　７
グが生じている時のＦＭ変調信号の瞬時値の画または（
２）に対する符号化された値を表わす。したがって第７
図のデコーダすなわちオクタントコード８９である第８
図のデコーダは増幅器８６゜８７の出力を示す上記の式
によって示されるような角βをサンプリングする第７図
の角度センサは第３図に示された角度センサと同じフ、
−マットのものであり、第３図の比較器からの本質的々
出力は第４図に関連してさらに説明したようにデート１
００〜１０７に対するオクタントコードを与えるために
必要である。

第９図には第７図の乗算回路９２を構成するために必要
ガ回路の一例が示されている。フロントエンド回路９ノ
からの■およびＱチャンネルを示す信号は、■チャンネ
ルについては１２０および１２１のようなＦＥＴ装置の
ソースまたはドレイン電極に供給され、一方Ｑチャンネ
ルについてはＦＥＴ　１２２および１２３のソースまた
はドレイン電極に供給される。ＦＥＴ　１２２のダート
電極は＋ｍｌどβを与えられ、＝方ＦＥＴ　１２０のダ
ート電極は＋ｃｏｓ”βを与えられる。その結果生じる
出力信号は第９図に示されている。ダイ路によっ、て与
えられた８本の出力ライン間を分離し、相互作用を阻止
するために使用される。

これらのラインは互に結合されて図示のようにサングル
兼保持回路１２５および１２６に導かれる。サングルお
よび保持回路の出力は差動増幅器に導かれて次のような
出力を生成する。

（ｔｈδ）（□□□０β）−（瀉δ）（ｓｍ”β）ダー
ト１０８，１０９，１１０，１１１からの４個の出力は
図示のように第９図の乗算回路への入力である。

第１０図を参照すると乗算回路９２の簡略化したブロッ
ク図が示されており、その一方の側（左側）には■およ
びＱ入力信号が、反対側には第８図の回路からの４本の
出力ラインが示されている。オクタントコード８９から
の４本の出力ラインはまた乗算回路９６へも導かれ、そ
れは第９図に示した乗算回路９２と同じ形態である。第
９図に示した回路はＰＥＴ装置１２０のダート電極にお
ける信号とソースまたはドレイ式の乗算回路である。そ
の結果生成された信号は図に示されている。積の信号は
ダイオード１２４を介して加算され、サンプル兼保持回
路に供給する所望の出力信号が得られ、それによって差
動増幅器１２２の出力に復調された信号が得られる。

乗算回路９６はオクタント選択ダ８９から出力された同
じ信号を乗算し、その出力信号はサンプル兼保持回路９
８および９７によって平滑化され、増幅器９９で加算さ
れて振幅変調に比例した出力が生成される。この回路は
したがってＦＭまたはＰＭ信号と共にＡＭ倍信号復調す
る。また第９図にはツェナーダイオード１３４が示され
ており、それは抵抗１３５に結合され、またＶで示され
たラインに接続されている。

とのツェナーダイオードと抵抗の機能は次のとおりであ
る。ツェナーダイオード１３４は基準電圧を生成するた
めに使用され、その基準電圧から電圧Ｖが減算される。

減算は合算器によって行われ、それはフロントエンド回
路９１に含まれた増幅器のだめのフィードバック電圧と
して使用できる誤差電圧を生成することを可能にする。

これは前述の増幅器１８および１９の制御と類似してい
る。

上述の方法に関して両方の技術は都合によって４５°の
正確さに量子化を利用する。正確度はまた＋または−１
１，２５”！’たはその半分、等々に設定することがで
きることを理解すべきである。

第３図を参照すると、分圧抵抗Ｒ１、Ｒ，。

Ｒ８は５個の抵抗Ｒ，、Ｒ，、Ｒｎ、Ｒ，ＩＲｌによっ
て置換できることができる。このようにして４個の比較
器は各分圧器に対して２個の代りに使用できた。したが
って、第２図に示した円は８個ではなく１６個のセグメ
ントに分けることができる。このような形態にするため
には４個の比較器が第４図に示す回路に追加されて位相
角が占める１６のセグメントを決定しなければ々らない
。もちろん、これは実際に行われ、この回路は前述のよ
うな８個の比較器を使用する場合の１０倍から１００倍
の正確度で位相角を決定することができる。いずれにせ
よ、完全な正確度が平均法によって得られる場合にはサ
ンプリング速度が増加されることができることが理解さ
れる。第４図に示された出力はさらにデジタル形式に変
更され、これはさらにデジタル出力を得るために必要々
連続的々差を取り、および、或はｐ波するような別のデ
ジタル処理を行ってもよい。これはその場合そのまま使
用されても、或はさらに使用のためにアナログ形態に変
換されてもよい。信号形態のために使用される表現は例
示であれ、多くの別の数学的表現がここで使用されるよ
うな信号の表現に使用できることを理解すべきである。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明のサンプリングデータシステム用装置
の１実施例のプロ、ツク図であり、第２図は復調用の画
定角度中のオクタント選択を示すグラフであり、第３図
はこの発明の角度検３図の角度検知回路と共に使用され
る付加的回路の回路図である。第５図はこの発明による
オクタント決定回路の１実施例の詳細図であり、第６図
はこの発明に使用される連続的な差を得る回路の１実施
例のブロック図であり、第７図はこの発明による別の実
施例である量子化サンシリングデータフィーＰパック受
信装置のブロック図であり、第８図はオクタント出力信
号を得るための別の方法を示すための回路図であり、第
９図は第６図の回路中で使用される乗算器の概略図であ
り、第１０図はこの発明で使用される乗算器およびサン
プル兼保持回路の１実施例の簡略化したブロック図であ
る。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）　ゼロＩＦ受信装置の工およびＱチャンネルの情
   報内容の復調に使用される装置において、特定の角度範
   囲内にある前記ＩおよびＱチャンネル信号に応答してそ
   れの位相角度を示す角度信号を出力する角度検知手段と
   、 前記角度信号に応答して複数のオクタントの何れである
   かを示す出力を生じる手段とを具備し、 前記角度信号は、前記オクタントを示す前記角度に複数
   の子め定められた角度値の１つを割当てるために００か
   ら３６０°までの間の１つとして前記角度を特定化し、 さらに前記割当てられた角度値に対応して出力部に復調
   信号を出力する手段を具備している信号復調装置。 （２）前記複数のオクタントは４５°の範囲をそれぞれ
   カバーする８個のオクタントより成る特許請求の範囲第
   １項記載の装置。 （３）前記予め定められた割当られた角度値が０　．４
   ５　．９０　．１３５　．１８０　．２２５　．２７０
   および３１５°である特許請求の範囲第１項記載の装置
   。 （４）前記情報内容が届変調である特許請求の範囲第１
   項記載の装置。 （５）前記情報内容がＦＭ変調である特許請求の範囲第
   １項記載の装置。 （６）前記情報内容がＦＭ変調である特許請求の範囲第
   １項記載の装置。 （７）　ゼロＩＦ受信装置のＩおよびＱチャンネルに含
   まれた情報内容を復調する装置において、■チャンネル
   における信号に応答してエチャンネル信号の増幅された
   出力を出力部に生じる第１の増幅手段およびＱチャンネ
   ルにおける信号に応答してＱチャンネル信号の増幅され
   た出力を出力部に生じる第２の増幅手段と、前記増幅さ
   れたＩおよびＱチャンネル信号に応答して出力部に特定
   の角度範囲内にあるそれら■およびＱチャンネル俗骨に
   関する位相角を示す角度（２を刊を出力し、この出力部
   に所定の範囲内に前記角度があることを示す信器を生じ
   させる角度検知手段と、 前記角度信号に応答して複数のオクタントの倒れのもの
   かを決定するオクタント検知手段とを具備し、 前記角度は前記オクタントに従った予め定められた値に
   よって前記角度を特定し、ｎを正の数として前記角度は
   オクタントの一つ内に位置する前記角度信号に従って３
   ６０７　ｎとして特定され、 さらに前記ＩおよびＱチャンネルにおける情報内容を復
   調するために前記予め定められた値を処理する手段を具
   備している復調装置。 （８）前記第１および第２の増幅手段は差動増幅器であ
   り、それぞれ第１および第２の出力端子を有し、各出力
   端子に前記各ＩまたはＱチャンネルの信号を表わす差信
   号を出力する特許請求の範囲第７項記載の装置。 （９）前記角度検知手段は、前記エチャンネルを示す前
   記差信号の分離された１つを受信するだめの１つの入力
   端子をそれぞれ有する前記エチャンネルと協同する第１
   の能動装置対と、前記Ｑチャンネルを示す前記差信号の
   分離された１つを受信するだめの１つの入力をそれぞれ
   有する前記Ｑチャンネルと協同する第２の能動装置対と
   、分圧手段とを備え、この分圧手段は各能動装置対の１
   つの別の電極を他のものに結合すると共にこの分圧手段
   に結合された複数の比較器に結合して所定の角度範囲内
   にある前記ＩおよびＱ信号を示す信号を出力する特許請
   求の範囲第８項記載の装置。 ００　前記オクタント検知手段は、前記比較手段の各出
   力に結合された第１および第２の入力端子を備え、前記
   角度を示す予め定められた値を出力に生成する複数の一
   致ダートと、それぞれ１個ずつこれら一致ダートの１つ
   に関係して設けられ１つの入力が前記関係する一致ダー
   トの出力に結合され他の入力がサンプリングパルス源に
   結合されてサンプリングパルス源のみ出力を発生するよ
   うに構成された複数のサンプリングダートとを具備して
   いる特許請求の範囲第９項記載の装置。 θ■　前記サンプリングダートの各出力に別の分圧器が
   結合されてそれによって各ダートがそれと関係する別々
   の分圧器を有するように構成されている特許請求の範囲
   第１０項記載の装置。 （１→　前記予め定められた値を処理する手段は前記サ
   ンプリングダートの関係する出力にそれぞれ結合された
   複数の入力と入力が合算される出力とを有する合算手段
   を備え、スイッチング手段が前記出力に結合されて前記
   出力を第１および第２の端子間で切替え、前記第１の端
   子に入力端子の接続された第１のサンプル兼保持回路と
   第２の端子に入力端子の接続された第２のサンプル兼保
   持回路が設けられ、第１のサンプル兼保持回路の出力が
   差動増幅器の入力端子に結合され、第２のサンプル兼保
   持回路の出力が差動増幅器の他方の入力端子に結合され
   、差動増幅器の出力が前記復調信号を与える特許請求の
   範囲第１１項記載の装置。 α１　ｎが８に等しい特許請求の範囲第７項記載の装置
   。 ａ４　前記ＩおよびＱチャンネルに対する能動装置対間
   に結合されて誤差電圧を生成するために前記ＩおよびＱ
   チャンネルと関係するＤＣ値における差を示す電圧を生
   成する手段と、前記電圧を前記チャンネルに関係する前
   記差動増幅器に供給してその利得を制御する手段とを備
   えている特許請求の範囲第９項記載の装置。 α→　ゼロＩＦ受信装置の工およびＱチャンネルの情報
   内容の復調に使用され、第１および第２のミキサの入力
   に出力が結合された電圧制御発振器を備え、これらのミ
   キサの他方の入力には局部発振器から導かれた９０度位
   相差の信号が結合されて前記ミキサの出力にＩおよびＱ
   チャンネル信号が生成される復調装置において、特定の
   角度範囲内にある前記■′およびＱ′チャンネル信号に
   応答してそれに関係する位相角度を示す角度信号を出力
   する角度検知手段と、前記角度信号に応答［７て複数の
   オクタントの何れであるかを示す出力を与えるオクタン
   トデコーダ手段とを具備し、 前記角度信号は前記オクタントを示す前記角度に複数の
   子め定められた角度値を割当てるために０°から３６０
   °までの間の１つとして前記角度を特定化し、 さらに第１と第２の入力が前記工およびＱチャンネル信
   号を受信するように構成され別の入力が前記オクタント
   デコーダ手段の前記出力に結合されて■′およびＱ′信
   号によって変形されたＩおよびＱ信号を示す信号の積を
   出力する第１の乗算手段と、 この乗前手段の出力に結合されて前記ＩおよびＱチャン
   ネル中の情報内容の１形式を示す制御信号を前記電圧制
   御発振器に与える微分手段とを具備していることを特徴
   とする信号復調装置。 αＱ　第２の乗算手段と、合算手段とを具備し、第２の
   乗算手段は前記工およびＱチャンネル信号を受信する如
   く構成された第１および第２の入力と、前記オクタント
   デコーダ手段の出力に結合された別の入力とを備えてお
   りＩおよびＱ′信号によって変形された■およびＱ信号
   を示す積の信号を出力し、前記合算手段は前記第２の乗
   算手段の出力に結合されて前記工およびＱチャンネル中
   の情報内容の第２の形式を示す復調信号を出力する如く
   構成されている特許請求の範囲第１５項記載の装置。 α力　情報内容の第１の形式がＦＭであり、第２の形式
   が届である特許請求の範囲第１６項記載の装置。 α力　前記微分手段はサンプル兼保持回路手段を含み、
   その回路手段は入力が前記乗算手段の出力に結合され、
   差動増幅器が前記サンプル兼保持手段の出力に入力が結
   合されている特許請求の範囲第１５項記載の装置。 （６）　前記オクタントデコーダ手段は前記角度信号の
   サインまたはコサイン値の符号を検出することによって
   前記角度のオクタントの指示を行う手段を備えている特
   許請求の範囲第１５項記載の装置〇 勾　前記予め定められた角度の値が０°、４５°。 ９０°、１３５°、１８０°、２２５°、２７０°、３
   １５°である特許請求の範囲第１５項記載の装置。 Ｑカ　第１のチャンネルにおける第１の信号を示すＶ　
   ＋　Ａｇ１ｎδの形態および第２のチャンネルにおける
   第２の信号を示すＶ＋Ａ（２）δの形態を持つ変調され
   た信号中の位相情報内容を復調する方法において、 （ａ）　ＶおよびＡを７定、δは時間的に変化する位相
   関数として、前記各チャンネルの信号から差信号を形成
   してＶ　−Ａ　ｓｉｎ　ａの形態の第３の信号およびＶ
   　−Ａ　ｃｏｓδの第４の信号を生成し、（ｂ）　前記
   第１および第２の信号と第３および第４の信号を組合わ
   せて前記変調された信号の位相角を示す角度の値の所定
   の範囲のものであることをそれぞれ示す一連の複合信号
   を生成し、（ｃ）前記一連の複合信号をサンプリングし
   て前記信号がそれぞれ複数のオクタントの何れにあるか
   を決定し、 （ｄ）　前記オクタントの決定に従って前記サンプリン
   グされた信号のそれぞれに対して予め定められた値を割
   当て、 （、）　前記割当てられた値を処理して前記情報内容を
   復調することを特徴とする復調方法。 （イ）前記割当てられた予め定められた角度が０　．４
   ５　．９０　．１３５　．１８０　．２２５　．２７０
   　。 ３１５である特許請求の範囲第２１項記載の方法。 勾　前記複数のオクタントが、ｎを１より大きい正の整
   数として３６０　／　ｎである特許請求の範囲第２１項
   記載の方法。