JPS5983404A - 反転防止回路 - Google Patents
反転防止回路Info
- Publication number
- JPS5983404A JPS5983404A JP19339982A JP19339982A JPS5983404A JP S5983404 A JPS5983404 A JP S5983404A JP 19339982 A JP19339982 A JP 19339982A JP 19339982 A JP19339982 A JP 19339982A JP S5983404 A JPS5983404 A JP S5983404A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- filter
- circuit
- delay time
- difference
- adder
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/24—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor for reducing noise
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はＶＴＲの再生回路において、ＦＭ信号レベルが
低下した時キャリアとサイドバンドの比を適正に保つ反
転防止回路に関するものである。
低下した時キャリアとサイドバンドの比を適正に保つ反
転防止回路に関するものである。
第１図は従来の反転防止回路を示したもので゛ある。ヘ
ッド１の再生信号はプリアンプ２によ。
ッド１の再生信号はプリアンプ２によ。
り増幅された後、ピーキング回路３により再生。
等化される。その後二分され、一方はＨＰＦ４．’リミ
タ５、他方はＬＰＦ６ 、リニアアンプ７．５遅延回路
８を通る。リミタ５の出力ａと遅延回。
タ５、他方はＬＰＦ６ 、リニアアンプ７．５遅延回路
８を通る。リミタ５の出力ａと遅延回。
路８の出力すは加算器９において加算される。。
ここで通常再生時にはａとｂの基本波成分が等・しくな
るように設定する。信号レベルが低下し・た場合、ａは
リミタにより常に一定であるのに１０対しｂは信号レベ
ルζこ応じて低下し、この結果。
るように設定する。信号レベルが低下し・た場合、ａは
リミタにより常に一定であるのに１０対しｂは信号レベ
ルζこ応じて低下し、この結果。
回路は高域を強調するように動作する。一般に。
再生出力の低下は高周波になる程太き（、ＦＭ。
信号のキャリアと下側帯波のレベルが逆転する。
反転現象を生じさせるが、上記回路構成により、５高域
が強調され、反転を防止することができる。
が強調され、反転を防止することができる。
この回路構成の重要なポイントは加算器９の入力である
信号ａと信号すの位相関係を一致させ。
信号ａと信号すの位相関係を一致させ。
ることにある。位相関係が一致しないとＡＭ性変調ノイ
ズがＰＭ性変調ノイズに変換され、２３、ＦＭ復復調後
局周波ノイズして現われ大きな間。
ズがＰＭ性変調ノイズに変換され、２３、ＦＭ復復調後
局周波ノイズして現われ大きな間。
題となる。定性的説明を第２図に示す。第２図・は信号
ａとｂの基本波成分の振幅が等しく１で。
ａとｂの基本波成分の振幅が等しく１で。
あり位相が９０″ずれている場合を示している。へ・ラ
ドの再生信号はＡＭ性ノイズを含んでおり、５これを±
ΔＸで表わす。ａはリミタによりＡＭ・性ノイズが除去
されるがｂはそのまま±ΔＸが・残り、これを加算する
と△０のＰＭ性ノイズに・変換される。ヘッドの再生信
号に含まれるＡＭ・性ノイズはキャリア近傍に多く、Ｐ
Ｍ性ノイズ１゜に変換された後復調すると低周波ノイズ
として。
ドの再生信号はＡＭ性ノイズを含んでおり、５これを±
ΔＸで表わす。ａはリミタによりＡＭ・性ノイズが除去
されるがｂはそのまま±ΔＸが・残り、これを加算する
と△０のＰＭ性ノイズに・変換される。ヘッドの再生信
号に含まれるＡＭ・性ノイズはキャリア近傍に多く、Ｐ
Ｍ性ノイズ１゜に変換された後復調すると低周波ノイズ
として。
現われる。これを防ぐためにはａとｂの位相間。
係を一致させる必要がある。一般にリミタ５は。
アンプの段数が多くリニアアンプ７より遅延す。
るため、信号ａは信号すより遅れる。この対策１５とし
て、従来、第１図に示したように遅延回路８をリニアア
ンプ７の後に設ける。あるいは他の方法として遅延回路
をリミタ５の後に設け、信号ａをｂに対し１８０°に和
尚する時間だけ遅延させた後ａを反転してｂと加ｑ４す
るなどの手段０ が取られてきた。ここで問題となるのは、ＨＰ’Ｆ４．
ＬＰＦ６．遅延回路８などの遅延時間の。
て、従来、第１図に示したように遅延回路８をリニアア
ンプ７の後に設ける。あるいは他の方法として遅延回路
をリミタ５の後に設け、信号ａをｂに対し１８０°に和
尚する時間だけ遅延させた後ａを反転してｂと加ｑ４す
るなどの手段０ が取られてきた。ここで問題となるのは、ＨＰ’Ｆ４．
ＬＰＦ６．遅延回路８などの遅延時間の。
ばらつきである。キャリア周波数が低い場合に。
は上記ばらつさが±１Ｑｎｓ程度あっても信号の１゛周
期に比べ小さく、大きな問題とはならない。′・しかし
、キャリア周波数が高いシステムにおい゛ては、上記ば
らつきが大きな問題となる。 ・本発明の目的は、上
記した従来技術の欠点を・な（１，）−ＩＰＦ’ 、Ｌ
ＰＦ 、遅延回路の遅延時間ば・らつきの影響を受けな
い反転防止回路を提供す１イ）ることにある。
期に比べ小さく、大きな問題とはならない。′・しかし
、キャリア周波数が高いシステムにおい゛ては、上記ば
らつきが大きな問題となる。 ・本発明の目的は、上
記した従来技術の欠点を・な（１，）−ＩＰＦ’ 、Ｌ
ＰＦ 、遅延回路の遅延時間ば・らつきの影響を受けな
い反転防止回路を提供す１イ）ることにある。
上記目的を達成するために不発明ではビーキ。
ンク、 １（Ｐ Ｐ 、 Ｌ Ｐ ｌｌｉ” 、遅延回
路を固体フィル、りたとえば弾性表面波フィルタ（以下
ＳＡＷ〕。
路を固体フィル、りたとえば弾性表面波フィルタ（以下
ＳＡＷ〕。
イルタと略す）で構成することを特徴としていｊ、る。
この場合Ｈｉ） Ｆ系、ＬＰＦ″系の相対遅延時。
間を極めて精度良＜（＝±Ｉ ｎｓ ）設定できる。
以下本発明を具体的実施例に基き詳しく説明する。第３
図は本発明の第１の実施例で、第１図の従来例と異なる
点は、第１図におけるビー ５ １ キング回路３ 、ＨＰＦ４ 、ＬＰＦ’６ 、遅延回゛
路。
図は本発明の第１の実施例で、第１図の従来例と異なる
点は、第１図におけるビー ５ １ キング回路３ 、ＨＰＦ４ 、ＬＰＦ’６ 、遅延回゛
路。
８を１つのＳＡＷフィルタ１１で構成しているこ。
とである。ＳＡＷフィルタを用いた場合の特徴。
は、
（１）第４図に示すように、群遅延特性１２をほぼ５平
坦ｌこしたままで所望のピーキング特性１３を得ること
ができる。これはＳ／Ｎ波形歪の改。
坦ｌこしたままで所望のピーキング特性１３を得ること
ができる。これはＳ／Ｎ波形歪の改。
善につながる。
（２）第４図に示したピーキング特性と、第５図。
に示したＨＰＦ１４．ＬＰＦ１５を同時に形成で１０き
る。これは部品点数低減につながる。（こ・こでＨＰＦ
１４とＬＰＦ１５を加算したものはは・ぼ平坦特性１６
となっている） などである。
る。これは部品点数低減につながる。（こ・こでＨＰＦ
１４とＬＰＦ１５を加算したものはは・ぼ平坦特性１６
となっている） などである。
第６図は上記（２）を説明したもので、１７はビー、５
キング特性１３とＨＰＦ１４を組合わせたもの、１８゜
はピーキング特性１３とＬＰＦ１５を組合わせたも。
キング特性１３とＨＰＦ１４を組合わせたもの、１８゜
はピーキング特性１３とＬＰＦ１５を組合わせたも。
のである。第６図の特性１７．１８を実現する８Ａ。
Ｗフィルタ１１の電極構成例を第７図に示す。１９゜が
入力電極、２０．２１が入力端子である。また２２２゜
１ ・ ４ ・ が特性１７を与える第１の出力電極、２３がその端。
入力電極、２０．２１が入力端子である。また２２２゜
１ ・ ４ ・ が特性１７を与える第１の出力電極、２３がその端。
子、２４が特性１８を与える第２の出力電極、２５が。
その端子である。入力形式は差動あるいは２０．。
２１のどぢらかをアースとしたシングルとする。゛本発
明では、リミタ５とリニアアンプ７の遅延５時間差は、
上記５ＡＶＶフイルタ１１において、入゛力電極と出力
電極の間隔、入力′電極と第２の出゛力電極の間隔を適
当に選ぶことによりキャンセ゛ルさせることが可能であ
る。すなわち、 。
明では、リミタ５とリニアアンプ７の遅延５時間差は、
上記５ＡＶＶフイルタ１１において、入゛力電極と出力
電極の間隔、入力′電極と第２の出゛力電極の間隔を適
当に選ぶことによりキャンセ゛ルさせることが可能であ
る。すなわち、 。
リミタ５による遅延時間をｉｌ、 ＋。
リニアアンプ６ｐ ｐｔ２゜入力端子２０
、２１から出力端子２３までの遅延時間を ｔ３．・ｐ
／／ ／／ ２５
ｔｔ ｔ４ 、とすると、 ｔｌ＋ １３＋＋ ｔ２−）−ｔ４
、。
、２１から出力端子２３までの遅延時間を ｔ３．・ｐ
／／ ／／ ２５
ｔｔ ｔ４ 、とすると、 ｔｌ＋ １３＋＋ ｔ２−）−ｔ４
、。
と選ぶことにより加算器９の入力信号ａ、ｂの。
位相は完全に一致する。１チツプＩＣ内に形成。
したＩＪ ミタとリニアアンプの遅延時間差ｔｄ目は。
ＩＪ ミタの段数によつＣも異なるが、ｔｄｉｆ ＝
Ｈ−ｔ２ ＝ ｌ 〜１Ｑｎｓ ２゜一 であり、ＳＡＷフィルタ１１は ｔ４ − ｔ３ ＝ ｔｄ＋ｔ と選べばよい。ｔ４−１３のバラツキ△ｔｄ目は５０Ａ
Ｗフイルタ１１内の電極が１つのマスクから作。
Ｈ−ｔ２ ＝ ｌ 〜１Ｑｎｓ ２゜一 であり、ＳＡＷフィルタ１１は ｔ４ − ｔ３ ＝ ｔｄ＋ｔ と選べばよい。ｔ４−１３のバラツキ△ｔｄ目は５０Ａ
Ｗフイルタ１１内の電極が１つのマスクから作。
られるため極めて小さく、実用上±ｌｎｓ以下に５押さ
えることができる。
えることができる。
第８図は本発明の第二の実施例で、第３図と・異なる点
は、 （リ 再生ＦＭ信号を発振器２６．高域変換回路２７・
によって高域変換している。 Ｉｎ（２）
スイッチ２８．ＩＨ遅延線２９からなるＦＭド。
は、 （リ 再生ＦＭ信号を発振器２６．高域変換回路２７・
によって高域変換している。 Ｉｎ（２）
スイッチ２８．ＩＨ遅延線２９からなるＦＭド。
ロツブアウト補償回路が存在する。
（３） メイン信号の復調器３０とＩＨ遅延信号の復
。
。
調器３１が存在する。
である。この回路の目的は、家庭用ＶＴＲにお、５いて
性能の良いＩＨ遅延信号を得ることである。
性能の良いＩＨ遅延信号を得ることである。
たとえばＶＨ８−ＶＴ）Ｌにおいて、ヘッドの再生信号
周波数は約４±３ ＭＨｚであるが、これを約１０ Ｍ
Ｈｚ高域変換すると１４±３ ＭＨｚとなり、広帯域
なＩＨガラス遅延線２９を用いて帯域の十分ｆｌ 広いＩＨ遅延復調信号を得ることができる。こ゛の場合
ＳＡＷフィルタ１１には約１４ＭＨｚ（周期さ。
周波数は約４±３ ＭＨｚであるが、これを約１０ Ｍ
Ｈｚ高域変換すると１４±３ ＭＨｚとなり、広帯域
なＩＨガラス遅延線２９を用いて帯域の十分ｆｌ 広いＩＨ遅延復調信号を得ることができる。こ゛の場合
ＳＡＷフィルタ１１には約１４ＭＨｚ（周期さ。
７Ｑｎｓ ）の信号が通る。従来の反転防止回路のよ。
うに加算器９の２つの信号入力間に±１Ｑｎｓの遅・延
時間バラツキがあると位相にして±５０°に相当うし、
前述したように低周波ノイズなど大きな間・題となる。
時間バラツキがあると位相にして±５０°に相当うし、
前述したように低周波ノイズなど大きな間・題となる。
ＳＡＷフィルタ１１を用いれば±ｌｎｓ位相にして±ｖ
以下とすることができ、全く間・題とならない。
以下とすることができ、全く間・題とならない。
以上述べたように本発明によれば、反転防止１０回路の
中にＳＡＷフィルタを用いることにより。
中にＳＡＷフィルタを用いることにより。
加算器の２人力の位相を精度良く一致させるこ。
とができ、性能の良い反転防止回路を実現でき。
る。このことは信号周波数が高い場合に特に効、果的で
ある。また上記ＳＡＷフィルタの代り幌、。
ある。また上記ＳＡＷフィルタの代り幌、。
バルク波などを使用するフィルタを用いることも可能で
ある。
ある。
第１図は従来の反転防止回路の一例を示すブロック図、
第２図は、ＡＭ性ノイズがＰＭ性ノ・ ７ ・ イズに変換される理由の説明図、第３図は、本・発明の
第一の実施例のブロック図、第４図は、・再生ピーキン
グ特性線図、第５図は、反転防止・回路に用いるＨＰＦ
、ＬＰＦ特性線図、第６図・は、第４図、第５図を組
合せた特性線図、第７５図は、ＳＡＷフィルタの電極構
成図、第８図は、本発明の第二の実施例のブロック図で
ある。 。 ４ ・・・ ＨＰＦ
５ ・・・ リ ミ タロ・・・ＬＰ
Ｆ ７・・・リニアアンプ 。 ８・・・遅廷回路 ９・・・加算器
、。 １１・・・ＳＡＷフィルタ １２・・・群遅延特性
。 １３・・・ピーキング特性 １４・・・）（ＰＦ％
性 。 １５・・・ＬＰＦ特性 １７・・・ピーキング＋ＨＰＦ特性 １８・・・ピーキング＋ＬＰＦ特性 、
。 １９・・・入力電極 ２２・・・第１の出力電
極２３・・・第２の出力電極 ２６・・・発振器２７
・・・高域変換器 ２９・・・ＩＨ遅延線代理
人弁理士 薄 １）利 辛 ・ ８ ・ 第３区 り 岨り牧［Ｍｌ−１ｉＳ） 第５図 Ｉｆｌ板＆（Ｍ胤） オ乙図 同波ｋ（ＭＨ２） 第 ７ 図
第２図は、ＡＭ性ノイズがＰＭ性ノ・ ７ ・ イズに変換される理由の説明図、第３図は、本・発明の
第一の実施例のブロック図、第４図は、・再生ピーキン
グ特性線図、第５図は、反転防止・回路に用いるＨＰＦ
、ＬＰＦ特性線図、第６図・は、第４図、第５図を組
合せた特性線図、第７５図は、ＳＡＷフィルタの電極構
成図、第８図は、本発明の第二の実施例のブロック図で
ある。 。 ４ ・・・ ＨＰＦ
５ ・・・ リ ミ タロ・・・ＬＰ
Ｆ ７・・・リニアアンプ 。 ８・・・遅廷回路 ９・・・加算器
、。 １１・・・ＳＡＷフィルタ １２・・・群遅延特性
。 １３・・・ピーキング特性 １４・・・）（ＰＦ％
性 。 １５・・・ＬＰＦ特性 １７・・・ピーキング＋ＨＰＦ特性 １８・・・ピーキング＋ＬＰＦ特性 、
。 １９・・・入力電極 ２２・・・第１の出力電
極２３・・・第２の出力電極 ２６・・・発振器２７
・・・高域変換器 ２９・・・ＩＨ遅延線代理
人弁理士 薄 １）利 辛 ・ ８ ・ 第３区 り 岨り牧［Ｍｌ−１ｉＳ） 第５図 Ｉｆｌ板＆（Ｍ胤） オ乙図 同波ｋ（ＭＨ２） 第 ７ 図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、 ビデオヘッドなどにより再生された信号の・高周
波を主としてピーキングする第１のソイ５ルタと低周波
を主としてピーキングする第２・のフィルタを並列の形
に内蔵する固体フィル・りと、第１のフィルタの後に設
置されたリミ・夕回路と、第２のフィルタの後に設置さ
れた・増幅回路と、該リミタ回路出力と該増幅回路１゜
出力を加算する加算器とからなる反転防止回。 路ｉこおいて、リミタ回路と増幅回路の遅延時。 間差を固体フィルタ内の第１のフィルタと第。 ２のフィルタの遅延時間差により打消す構成。 とじたことを特徴とする反転防止回路。 １５
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19339982A JPS5983404A (ja) | 1982-11-05 | 1982-11-05 | 反転防止回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19339982A JPS5983404A (ja) | 1982-11-05 | 1982-11-05 | 反転防止回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5983404A true JPS5983404A (ja) | 1984-05-14 |
Family
ID=16307294
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19339982A Pending JPS5983404A (ja) | 1982-11-05 | 1982-11-05 | 反転防止回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5983404A (ja) |
-
1982
- 1982-11-05 JP JP19339982A patent/JPS5983404A/ja active Pending
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