JPS5951172B2 - 周波数分割フイルタ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は入力信号の周波数帯域を高域側と低域側とに分
けて取出す周波数分割フィルタに係り、特に遮断特性が
１２ｄＢ／オクターブ（以下１２ｄＢ１０ｃｔと記す）
の傾斜を持つ周波数分割フィルタの改良に関する。

この種の周波数分割フィルタは、従来マルチウェイ・ス
ピーカシステムのチャンネルデイバイタとして良く知ら
れている。

従来のこの種のフィルタ、特に１２ｄＢ１０ｃｔの傾斜
の遮断特性を有する周波数分割フィルタは、伝達特性が
いわゆる最大平坦特性に固定されたものが一般的である
。

最大平坦特性とは、高域側と低域側とのクロスオーバ周
波数での利得が３ｄＢ低下する特性であり、１２ｄＢ１
０ｃｔの周波数分割フィルタの場合、次式で与えられる
。

但し、ＧＨ・・・高域側の伝達関数 Ｇ、・・・低域側の伝達関数 Ｓ ・・・複素角周波数 ω０・・・クロスオーバ角周波数 このような特性を有する周波数分割フィルタにおいては
、ＧＨ十ＧＬ＝１を満たしていないため、総合の伝達特
性はクロスオーバ周波数付近で利得の変化を生じる。

すなわち より、クロスオーバ周波数ではω＝１であるから、ＧＨ
十ＧＬ＝Ｏとなる。

したがって、伝達特性はクロスオーバ周波数で谷を生じ
ることになり、実際にスピーカを駆動した場合、この付
近の周波数で音量の低下が起る欠点がある。

そこで、この種のフィルタでは総合の伝達特性をＧ、−
ＧＬまたはＧＬ−ＧＨとした方か゛良いとされていた。

しかし、このようにすると高域側出力信号と低域側出力
信号との位相が逆となり、特に音楽再生の場合再生音が
不自然となる。

一方、従来の周波数分割フィルタは前述したように伝達
特性が一般に固定できるため、実際にチャンネルテ゛イ
バイタとして使用するに当り、不便が生じる。

すなわち、スピーカのチャンネルテ゛イバイタに使用す
る周波数分割フィルタとしては、伝達特性のうち、特に
クロスオーバ周波数付近の特性（これを一般に肩特性と
いう）をスピーカの特性に合せて可変し得るものが望ま
れる。

例えば通常のスピーカの周波数応答は、クロスオーバ周
波数付近で除々に下降する傾向を示すが、この場合チャ
ンネルデイバイタの高域側および低域側の各伝達特性は
最大平坦特性の場合よりも多少肩特性の上ったもの、つ
まりクロスオーバ周波数より通過帯域寄りで、特性曲線
が多少盛り上ったものの方が聴感上自然な感じを与える
場合が多い。

これとは逆に、クロスオーバ周波数付近に周波数応答の
山を持つようなスピーカの場合は、チャンネルデイバイ
タの伝達特性は最大平坦特性の場合より多少肩特性の下
ったもの、つまりクロスオーバ周波数より通過帯域寄り
で特性曲線が多少下ったものの方が自然で゛あることが
多い。

このような要求に対し、１２ｄＢ１０ｃｔの割フィルタ
において、最近肩特性を変え、得るようにしたものが考
えられているが、多数の定数を同時に整する必要がある
ため、構成が複雑となり、また所望の特性を安定に得に
くい欠点を持っていた。

本発明は上記した点に鑑みてなされたものでその目的は
全帯域に亘って総合利得が一定で、かつ高域側および低
域側の伝達特性がクロスオーバ周波数に対して対称形と
いう条件を満たしながら、肩特性を任意に、しかも１つ
の定数の調整のみで変え得るようにした１２ｄＢ１０ｃ
ｔの傾斜の遮断特性を持つ周波数分割フィルタを提供す
るにある。

以下本発明を実施例に基き詳細に説明する。

第１図は本発明の一実施例を示す周波数分割フィルタの
ブロック図である。

入力信号Ｖ１は加算器１１の非反転入力端子に加えられ
、この加算器１１の反転入力端子に加えられる低域側出
力信号ｖＬと加えられる。

すなわち、加算器１１ではｖｌとＶｔ、が逆相で加算さ
れるので、出力として高域側出力信号ＶＨが得られる。

この信号ＶＨは第１の積分器１２にも印加される。

この積分器１２の出力信号は時定数回路１３の非反転入
力端子に加えられるが、この時定数回路１３の反転入力
端子には低域側出力信号ＶＬが加えられている。

すなわち、時定数回路１３は積分器１２の出力信号と■
１とを逆相で加算した信号を時定数要素に通すように構
成されている。

但し、時定数回路１３はこの場合−次の低域除去特性を
有するものとする。

この時定数回路１３の出力信号は可変係数器１４によっ
て任意の係数倍された後、第１の積分器１２の出力信号
とともに第２の積分器１５に加えられる。

この積分器１５ではこれらの出力信号を同相で加算した
信号を積分し、その出力として低域側出力信号ＶＬを取
出す。

このようにして、入力信号ｖ１は高域側出力信号ＶＨと
低域側出力信号Ｖ１とに分割されて取出される。

なお、第１および第２の積分器１２，１５はクロスオー
バ周波数（角周波数でω０とする）で利得が等しく、例
えば共に１となるように構成されており、また時定数回
路１３は遮断周波数がクロスオーバ周波数と等しくなる
ように構成さている。

上記構成の周波数分割フィルタにおいて、積分器１２，
１５の伝達関数をωＯ／Ｓ、時定数回路Ｓ／ω０ １３の伝達関数を１＋Ｓ （７ＪＯ・、可変係数器１
４の伝達関数（係数）を１／Ｑとし、積分器１２の出力
信号ＶＭ、可変係数器１４の出力信号をＶＱとすると、
ＶＨ，Ｖｔ、、ＶＭ、Ｖｑはそレソれ次式で与えられる
。

ＶＨ＝ＶＩ−ＶＬ −−−−−
−（４）これより、高域側および低域側の伝達関数Ｇ□
、ＧＬは次式で与えられる。

８．９式から明らかなように、Ｇ、十ＧＬ＝１となる。

したがって、高域側および低域側の総合の伝達特性は従
来の周波数分割フィルタのようにクロスオーバ周波数付
近で谷を生じるようなことがなく、全帯域に亘って一定
の利得が得られる。

しかも、この場合高域側と低域側の位相を逆にする必要
もないので、音楽再生のような場合でも、再生音が不自
然とならない。

また、９式においてＳ／ωＯをωＯ／Ｓに置換えたもの
をＧＬとすると となる。

したがって、高域側および低域側の伝達特性はクロスオ
ーバ周波数に対して対称形であることがわかる。

そして、上記構成によれば可変係数器１４の係数１／Ｑ
を調整するこによって高域側および低域側の伝達特性、
特に肩特性を変化させることができる。

第２図はＱの値を種々変えたときの低域側の伝達特性（
周波数特性）を示したものである。

この図から明らかなように、Ｑ＝０．５の場合は通常の
フィルタと同様な肩特性をすが、Ｑ＞０．５の場合は肩
特性は盛上り、Ｑ＜０．５の場合は逆に低下する。

高域側の伝達特性については図示してないが、全く同様
にＱの値に応じて肩特性が変化する。

このように、本発明によればＧＨ十ＧＬ＝１で、かつ高
域側および低域側の伝達特性がクロスオーバ周波数に対
して対称形という条件を満たしながら、肩特性を変化さ
ることができるため、使用するスピーカの特性に合った
伝達特性を得るこができ、聴感上自然な再生音を得るこ
ができる。

しかも肩特性の変化は１つの定数、すなわち可変係数器
１４の係数を調整するのみで得られるので、回路構成の
複雑化を伴なうことがなく、また所望の特性が安定かつ
容易に得られる利点がある。

またクロスオーバ周波数は積分器１２．１５および時定
数回路１３のみによって決定され、一方眉特性は可変係
数器１４のみによって決定されるので、この両者は独立
に変化させることができる。

さらに本発明のフィルタは全体が負帰還系となっている
ため、歪率を最小限に抑えることができる。

第３図は本発明のより具体的な一実施例を示す図で、第
１図と対応する部分に同一符号を付して詳細な説明は省
略する。

なお第３図では可変係数器１４として可変減衰器を使用
しているが、可変利得増幅器を用いてもよく、要は時定
数回路１３の出力信号の振幅を任意の係数倍し、かつそ
の係数を可変し得るものであれよい。

また、図中に示した各部の信号の位相関係は８．９式に
示した伝達関数が得られる範囲で種々変えることができ
る。

さらに、高域側および低域側の出力信号ｖ）（、ＶＬは
直接スピーカに加えてもよいが、各出力側に増幅器また
は減衰器を付加してスピーカの能率を補正するよに構成
するこも可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
第１図のフィルタの低域側の伝達特性を示す図、第３図
は本発明のより具体的な一実施例を示す回路図である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 人力信号と低域側出力信号とを逆相で加算し高域側
   出力信号を得る加算器と、この加算器により得られた高
   域側出力信号を入力とする第１の積分器と、この積分器
   の出力信号と前記低域側出力信号とを逆相で加算した信
   号を入力とする一次の低域除去特性を有する時定数回路
   と、この回路の出力信号の振幅を任意の係数倍する可変
   係数器と、この係数器の出力信号と前記第１の積分器の
   出力信号とを同相で加算した信号を入力とし前記低域側
   出力信号を得る第２の積分器とを備えた周波数分割フィ
   ルタ。