JPS5927192B2 - 電動機の速度制御装置 - Google Patents
電動機の速度制御装置Info
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- JPS5927192B2 JPS5927192B2 JP51123063A JP12306376A JPS5927192B2 JP S5927192 B2 JPS5927192 B2 JP S5927192B2 JP 51123063 A JP51123063 A JP 51123063A JP 12306376 A JP12306376 A JP 12306376A JP S5927192 B2 JPS5927192 B2 JP S5927192B2
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- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/06—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current
- H02P7/18—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power
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- H02P7/28—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices
- H02P7/285—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only
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- H02P7/291—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only using pulse modulation with on-off control between two set points, e.g. controlling by hysteresis
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明の電動機の速度制御装置の第１の目的は簡単な構
成で、効率がきわめて高いスイツナング方式の速度制御
装置を得ることにある。
成で、効率がきわめて高いスイツナング方式の速度制御
装置を得ることにある。
本発明の第２の目的は電動機の駆動回路の入出力問に交
流帰還回路を挿入し、制御系の遮断周波数近傍の比較的
低い周波数に対しては前記交流帰還回路が負帰還として
働いて制御系の応答特注を改善し、スイッチング制御の
ためのキャリア信号として利用する高周波に対しては前
記交流帰還回路が正帰還として働いて前記キャリア信号
を前記駆動回路内で発生させることにある。
流帰還回路を挿入し、制御系の遮断周波数近傍の比較的
低い周波数に対しては前記交流帰還回路が負帰還として
働いて制御系の応答特注を改善し、スイッチング制御の
ためのキャリア信号として利用する高周波に対しては前
記交流帰還回路が正帰還として働いて前記キャリア信号
を前記駆動回路内で発生させることにある。
ます、第１図にこの種の装置として従来より多用されて
きた回路構成例をブロックダイアグラムにて示すととも
に、第２図にその具体的な回路例を示し、詳しく説明す
る。
きた回路構成例をブロックダイアグラムにて示すととも
に、第２図にその具体的な回路例を示し、詳しく説明す
る。
第１図において、電動機１に連続された交流発電機２の
出力信号は波形整形回路イに加えられ矩形波に整形され
てトリガパルス発生回路山こ加えられる。
出力信号は波形整形回路イに加えられ矩形波に整形され
てトリガパルス発生回路山こ加えられる。
前記矩形波はここでインパルス状のトリガパルスに変え
られ、このトリガパルスによつて次段の単安定回路ハを
トリガする。
られ、このトリガパルスによつて次段の単安定回路ハを
トリガする。
前記単安定回路ハの出力矩形波は一定のマークあるいは
スペース時間幅を有し、その繰り返し周波数は前記交流
発電機２の出力信号周波数と同じで、電動機１の回転速
度に依存し、このため前記電動機１の回転速度が変化す
ると前記出力矩形波のマーク・スペース比が変化し、次
段の積分回路二を通すことによつて、前記電動機１の回
転速度に依存して変化する直流電圧が得られる。
スペース時間幅を有し、その繰り返し周波数は前記交流
発電機２の出力信号周波数と同じで、電動機１の回転速
度に依存し、このため前記電動機１の回転速度が変化す
ると前記出力矩形波のマーク・スペース比が変化し、次
段の積分回路二を通すことによつて、前記電動機１の回
転速度に依存して変化する直流電圧が得られる。
尚、第１図では交流発電機２を含めて、波形整形回路イ
、トリガパルス発生回路口、単安定回路ハ、積分回路二
が回転速度の検出回路となる。
、トリガパルス発生回路口、単安定回路ハ、積分回路二
が回転速度の検出回路となる。
さて、前記積分回路二の出力電圧は、適当な繰り返し周
波数を有する鋸歯状波を発生する鋸歯状波発生回路ホの
出力信号とともに比較回路へに加えられている。さらに
、前記比較回路への出力信号は駆動回路卜に加えられ、
前記駆動回路卜によつて電動機１が駆動されている。
波数を有する鋸歯状波を発生する鋸歯状波発生回路ホの
出力信号とともに比較回路へに加えられている。さらに
、前記比較回路への出力信号は駆動回路卜に加えられ、
前記駆動回路卜によつて電動機１が駆動されている。
つぎに、第２図は第１図に示した装置の具体的な回路構
成を示す回路結線図で、波形整形回路イの入力端子ａ−
ｂ間に交流発電機２が接続され、出力端子ｄには給電線
路ｃ−ｂ間の給電電圧にほぼ等しい振幅を有し、繰り返
し周波数は前記交流発電機２の出力信号周波数に等しい
矩形波が得られる。
成を示す回路結線図で、波形整形回路イの入力端子ａ−
ｂ間に交流発電機２が接続され、出力端子ｄには給電線
路ｃ−ｂ間の給電電圧にほぼ等しい振幅を有し、繰り返
し周波数は前記交流発電機２の出力信号周波数に等しい
矩形波が得られる。
トリガパルス発生回路口はコンデンサ３と抵抗４による
微分回路とダイオード５による検波回路を組み合わせた
もので、ｅ−ｃ間に接続された抵抗６の両端には前記交
流発電機２の出力信号周波数に応じた繰り返し周期を有
する負方向のトリガパルス列が得られる。
微分回路とダイオード５による検波回路を組み合わせた
もので、ｅ−ｃ間に接続された抵抗６の両端には前記交
流発電機２の出力信号周波数に応じた繰り返し周期を有
する負方向のトリガパルス列が得られる。
第２図に示した単安定回路ハの具体例は単安定マルチバ
イブレータの最も一般的なものであり出力端子ｆ（７）
電位は通常ほぼ零となつているが、入力端子ｅに負方向
のトリガパルスが印加される毎に、一定時間だけ給電線
路ｃの電位まで上昇する。
イブレータの最も一般的なものであり出力端子ｆ（７）
電位は通常ほぼ零となつているが、入力端子ｅに負方向
のトリガパルスが印加される毎に、一定時間だけ給電線
路ｃの電位まで上昇する。
積分回路二は抵抗７とコンデンサ８によつて構成されて
おり、前記コンデンサ８の両端には電動機１の回路速度
の上昇に応じて電位の上昇する信号が現われる。さて、
第２図に示した鋸歯状波発生回路ホではユニジヤンクシ
ヨントランジスタ９と、抵抗１０、コンデンサ１１によ
る弛張発振回路が構成され、出力信号の鋸歯状波は前記
ユニジヤンクシヨントランジスタ９のエミツタから取り
出されている。
おり、前記コンデンサ８の両端には電動機１の回路速度
の上昇に応じて電位の上昇する信号が現われる。さて、
第２図に示した鋸歯状波発生回路ホではユニジヤンクシ
ヨントランジスタ９と、抵抗１０、コンデンサ１１によ
る弛張発振回路が構成され、出力信号の鋸歯状波は前記
ユニジヤンクシヨントランジスタ９のエミツタから取り
出されている。
また、比較回路へは干ミツタ結合の差動増幅器によつて
構成され、比較用入力端子Ｇ，ｈにそれぞれ積分回路二
の出力電圧、鋸歯状波発生回路ホの出力信号を印加する
と、前記積分回路二の出力電圧よりも鋸歯状波の電位が
高くなつた区間だけ出力側のトランジスタ１２が導通す
る。さらに、駆動回路卜はダーリントン接続された２個
のＰＮＰトランジスタ１３および１４と、逆方向接続さ
れたアイドリンク用ダイオード１５、前記ダイオード１
５に並列に接続されたチヨークコイル１６とコンデンサ
１７の直列回路、前記コンデンサ１７に並列に接続され
た電動機１によつて構成されている。
構成され、比較用入力端子Ｇ，ｈにそれぞれ積分回路二
の出力電圧、鋸歯状波発生回路ホの出力信号を印加する
と、前記積分回路二の出力電圧よりも鋸歯状波の電位が
高くなつた区間だけ出力側のトランジスタ１２が導通す
る。さらに、駆動回路卜はダーリントン接続された２個
のＰＮＰトランジスタ１３および１４と、逆方向接続さ
れたアイドリンク用ダイオード１５、前記ダイオード１
５に並列に接続されたチヨークコイル１６とコンデンサ
１７の直列回路、前記コンデンサ１７に並列に接続され
た電動機１によつて構成されている。
いま、電動機１の回転速度が何らかの原因で上昇したと
すると、積分回路二の出力電圧も土昇するから、比較回
路への出力トランジスタ１２の導通区間が短かくなり、
そのために電動機１へのスイツチングサイクル中の給電
区間が短かくなり、この結果、電動機１の回転速度は下
降する。
すると、積分回路二の出力電圧も土昇するから、比較回
路への出力トランジスタ１２の導通区間が短かくなり、
そのために電動機１へのスイツチングサイクル中の給電
区間が短かくなり、この結果、電動機１の回転速度は下
降する。
また、電動機１の回転速度が下降したときには全く逆の
過程を経て、電動機１の回転速度が上昇するように制御
される。結局、第１図ならびに第２図に示した装置では
電動機の負荷の変動などに関わりなく、あらかじめ設定
された回転速度で電動機が回転するように制御されるわ
けである。
過程を経て、電動機１の回転速度が上昇するように制御
される。結局、第１図ならびに第２図に示した装置では
電動機の負荷の変動などに関わりなく、あらかじめ設定
された回転速度で電動機が回転するように制御されるわ
けである。
ところで、第１図あるいは第２図に示した従来の装置で
は、電動機１に印加される電力の断続、すなわちスイツ
チングによつて前記電動機１に供給される平均電力の制
御を行なうため、非常に効率が高くなると云う利点を有
しているが、その反面一般の速度制御装置に比べて、鋸
歯状波発生回路のような発振回路が余分に必要になり、
装置が複雑になると云う問題があつた。
は、電動機１に印加される電力の断続、すなわちスイツ
チングによつて前記電動機１に供給される平均電力の制
御を行なうため、非常に効率が高くなると云う利点を有
しているが、その反面一般の速度制御装置に比べて、鋸
歯状波発生回路のような発振回路が余分に必要になり、
装置が複雑になると云う問題があつた。
本発明の電動機の速度制御装置は以上のような問題を解
消するものである。
消するものである。
本発明の一実施例における電動機の速度制御装置の回路
結線図を第３図に示す。
結線図を第３図に示す。
尚、第３図において、第２図と全く同じプロツク、端子
、部品などは同一記号にて示し、詳細な説明は省略する
。
、部品などは同一記号にて示し、詳細な説明は省略する
。
第３図ではダーリントン接続された給電制御トランジス
タ１３および１４のコレクタとマイナス側給電線路ｂの
間には逆方向にダイオード１５が接続され、前記給電制
御トランジスタ１４のコレクタはチヨークコイル１６，
１８を介して電動機１に接続され、前記チヨークコイル
１６の電動機側と比較回路へを構成する入力トランジス
タ１９のベースの間にはコンデンサ２０が接続され、前
記コンデンサ２０に並列に抵抗２１とコンデンサ２２の
直列回路が接続されている。
タ１３および１４のコレクタとマイナス側給電線路ｂの
間には逆方向にダイオード１５が接続され、前記給電制
御トランジスタ１４のコレクタはチヨークコイル１６，
１８を介して電動機１に接続され、前記チヨークコイル
１６の電動機側と比較回路へを構成する入力トランジス
タ１９のベースの間にはコンデンサ２０が接続され、前
記コンデンサ２０に並列に抵抗２１とコンデンサ２２の
直列回路が接続されている。
また、プラスおよびマイナス給電線路ｃ−ｂ間には抵抗
２３と抵抗２４の直列回路からなる基準電圧発生回路チ
が接続され、その分割中点には比較回路へを構成するト
ランジスタ１２のベースが接続されている。
２３と抵抗２４の直列回路からなる基準電圧発生回路チ
が接続され、その分割中点には比較回路へを構成するト
ランジスタ１２のベースが接続されている。
さて、前記トランジスタ１９のベースが接続されている
線路、すなわちｇ点は前記トランジスタ１４のコレクタ
が接続されている線路に対して位相が反転している。
線路、すなわちｇ点は前記トランジスタ１４のコレクタ
が接続されている線路に対して位相が反転している。
このため、交流発電機２、波形整形回路イ、トリガパル
ス発生回路口、単安定回路ハ、積分回路二からなる回転
速度検出回路と比較回路へ、駆動回路卜、電動機１から
なる電動機の，駆動回路によつて構成される制御系（電
動機１に負荷が連続された場合には、その負荷も制御系
の中に入る）の遮断周波数近傍の比較的低い周波数（ほ
ぼ数Ｈｚ程度）の外乱信号や交流発電機２の出力周波数
むら信号（回転速度検出器の出力周波数むらについては
、例えば、実開昭５０−８５２６４号公報に詳述されて
いる。
ス発生回路口、単安定回路ハ、積分回路二からなる回転
速度検出回路と比較回路へ、駆動回路卜、電動機１から
なる電動機の，駆動回路によつて構成される制御系（電
動機１に負荷が連続された場合には、その負荷も制御系
の中に入る）の遮断周波数近傍の比較的低い周波数（ほ
ぼ数Ｈｚ程度）の外乱信号や交流発電機２の出力周波数
むら信号（回転速度検出器の出力周波数むらについては
、例えば、実開昭５０−８５２６４号公報に詳述されて
いる。
）に対しては、コンデンサ２０、抵抗２１、コンデンサ
２２によつて構成された２端子網の交流帰環回路りとチ
ヨークコイル１６は交流負帰環回路として働き（なぜな
らば、そのような低い周波数に対しては、前記チヨーク
コイル１６と５駆動回路における位相の遅れの和が１８
００よりもはるかに小さく、直流領域と同じように一巡
の帰環ループは負帰還ループを形成するからである。）
、制御系のゲインの増大、過渡応答特性の改善に寄与す
る。つまり、低周波数領域においては比較回路へを構成
するトランジスタ１９のベースと、駆動回路卜を構成す
る給電制御トランジスタ１４のコレタタの間では、交流
帰還回路リを除去して考えると、信号的にはその回路構
成から１８０しの位相差があるが、チヨータコイル１６
や前記１駆動回路卜を通過することによる信号の位相変
化が１８００よりも充分小さい。
２２によつて構成された２端子網の交流帰環回路りとチ
ヨークコイル１６は交流負帰環回路として働き（なぜな
らば、そのような低い周波数に対しては、前記チヨーク
コイル１６と５駆動回路における位相の遅れの和が１８
００よりもはるかに小さく、直流領域と同じように一巡
の帰環ループは負帰還ループを形成するからである。）
、制御系のゲインの増大、過渡応答特性の改善に寄与す
る。つまり、低周波数領域においては比較回路へを構成
するトランジスタ１９のベースと、駆動回路卜を構成す
る給電制御トランジスタ１４のコレタタの間では、交流
帰還回路リを除去して考えると、信号的にはその回路構
成から１８０しの位相差があるが、チヨータコイル１６
や前記１駆動回路卜を通過することによる信号の位相変
化が１８００よりも充分小さい。
したがつて、前記コンデンサ２０は前記給電制御トラン
ジスタ１４のコレクタに現われる信号を前記トランジス
タ１９のベースに帰還して、リツプル成分などを相殺す
るように働く。また、比較的容量の大きいコンデンサ２
２と直流抵抗２１は直流モータ１の給電端に現われる逆
起電圧成分（一般には数１０Ｈｚ程度である。）を前記
トランジスタ１９のベースに帰還することによつて制御
系の過渡応答特性を向上させている。一方、高周波領域
の信号は前記１駆動回路卜と前記チヨークコイル１６を
通過することによつてその位相のシフト量がきわめて大
きくなり、前記シフト量が１８０量に達する周波数では
、前記トランジスタ１９のベースを回路から切り離して
信号を印加したとき、第３図のｇ点には３６００だけ位
相がシフトされた信号が現われるので、前記トランジス
タ１９のベースをｇ点に接続することによつて（第３図
の状態）、高周波発振が生じる。なお、高周波発振を生
ずる周波数において、積分回路二を構成するコンデンサ
８のインピーダンスが零であれは）高周波発振が停止す
るが、零にはなり得ないので、一巡のゲインが充分大き
ければ高周波発振が持続される。ちなみに、実際に高周
波発振のもようを観測したところ、チヨークコイル１６
のインダクタンスが２２０μＨ１チヨークコイル１８（
モータから発生する火花ノイズ抑止用）のインダクタン
スが２２μＨ１コンデンサ１７の容量が４．７μＦ１コ
ンデンサ２０の容量が２２００ＰＦ１コンデンサ２２の
容量が０．０２μＦ１抵抗２１の抵抗値が３．９ＭΩ、
コンデンサ８の容量が０．４７μＦのもとで、約８００
ｚのスイツチングキヤリアの発生が確認された。
ジスタ１４のコレクタに現われる信号を前記トランジス
タ１９のベースに帰還して、リツプル成分などを相殺す
るように働く。また、比較的容量の大きいコンデンサ２
２と直流抵抗２１は直流モータ１の給電端に現われる逆
起電圧成分（一般には数１０Ｈｚ程度である。）を前記
トランジスタ１９のベースに帰還することによつて制御
系の過渡応答特性を向上させている。一方、高周波領域
の信号は前記１駆動回路卜と前記チヨークコイル１６を
通過することによつてその位相のシフト量がきわめて大
きくなり、前記シフト量が１８０量に達する周波数では
、前記トランジスタ１９のベースを回路から切り離して
信号を印加したとき、第３図のｇ点には３６００だけ位
相がシフトされた信号が現われるので、前記トランジス
タ１９のベースをｇ点に接続することによつて（第３図
の状態）、高周波発振が生じる。なお、高周波発振を生
ずる周波数において、積分回路二を構成するコンデンサ
８のインピーダンスが零であれは）高周波発振が停止す
るが、零にはなり得ないので、一巡のゲインが充分大き
ければ高周波発振が持続される。ちなみに、実際に高周
波発振のもようを観測したところ、チヨークコイル１６
のインダクタンスが２２０μＨ１チヨークコイル１８（
モータから発生する火花ノイズ抑止用）のインダクタン
スが２２μＨ１コンデンサ１７の容量が４．７μＦ１コ
ンデンサ２０の容量が２２００ＰＦ１コンデンサ２２の
容量が０．０２μＦ１抵抗２１の抵抗値が３．９ＭΩ、
コンデンサ８の容量が０．４７μＦのもとで、約８００
ｚのスイツチングキヤリアの発生が確認された。
また、発振周波数は主として前記チヨークコイル１６の
インダクタンスに依存し、前記チヨークコイル１８や前
記コンデンサ８，１７を除いても発振が停止しないこと
が確認されている。
インダクタンスに依存し、前記チヨークコイル１８や前
記コンデンサ８，１７を除いても発振が停止しないこと
が確認されている。
なお、さらに詳しい発振のメカニズムは第８図を用いて
後述する。
後述する。
以上の説明からも明らかな如く、第３図の回路では、，
駆動回路卜と帰還回路リが一種の移相発振器として動作
する。
駆動回路卜と帰還回路リが一種の移相発振器として動作
する。
ただ一般の移相発振器と異なるところは、発振状態が回
転速度検出回路の出力電圧によつて制御されることであ
る。
転速度検出回路の出力電圧によつて制御されることであ
る。
第３図の装置では最終的に回転速度検出回路の出力電圧
である、コンデンサ８の両端の電圧と、基準電圧発生回
路チから得られる電圧、すなわち抵抗２４の両端の電圧
が等しくなるような回転速度に電動機１が制御されるの
であるが、いま、何らかの原因で前記電動機１の回転速
度が設定値よりも上昇したとすると、ｇ点の電位が上昇
し、トランジスタ１９のコレクタ電流も増加するから、
トランジスタ１２のエミツタ電位が上昇し、前記トラン
ジスタ１２は遮断状態になるか、あるいは遮断状態に近
づく。
である、コンデンサ８の両端の電圧と、基準電圧発生回
路チから得られる電圧、すなわち抵抗２４の両端の電圧
が等しくなるような回転速度に電動機１が制御されるの
であるが、いま、何らかの原因で前記電動機１の回転速
度が設定値よりも上昇したとすると、ｇ点の電位が上昇
し、トランジスタ１９のコレクタ電流も増加するから、
トランジスタ１２のエミツタ電位が上昇し、前記トラン
ジスタ１２は遮断状態になるか、あるいは遮断状態に近
づく。
トランジスタ１３，１４も同様に遮断状態になるか、あ
るいは遮断状態に近づくので、発振は停止するかあるい
は非常に弱い発振となる。
るいは遮断状態に近づくので、発振は停止するかあるい
は非常に弱い発振となる。
このため、電動機１には殆んど給電されなくな・り、回
転速度は下降する。
転速度は下降する。
反対に何らかの原因で電動機１の回転速度が設定値より
も減少すると、トランジスタ１２，１３，１４が飽和す
るかあるいは飽和に近づき、自動的に導通幅が広くなつ
で前記電動機１に供給される平均電力が増加し、回転速
度は上昇する。
も減少すると、トランジスタ１２，１３，１４が飽和す
るかあるいは飽和に近づき、自動的に導通幅が広くなつ
で前記電動機１に供給される平均電力が増加し、回転速
度は上昇する。
これらのもようを第８図に示した信号波形図を用いて詳
細に説明する。
細に説明する。
第８図ｇ１は第３図のｇ点に現われる電圧波形であり、
同１２１はトランジスタ１２のコレクタ電流波形であり
、同１４ｖはトランジスタ１４のコレクタに現われる電
圧波形であり、同ｊ１は第３図のｊ点に現われる電圧波
形であり、動作の説明の便宜上、前記トランジスタ１４
の飽和電圧は充分低いものとし、チヨークコイル１８の
インダクタンスはチヨークコイル１６のそれに比べて充
分小さいものとし、また、最終的にはｊ点とｇ点の信号
波形は殆んど同じになるが、ここではスイツチング動作
のもようをよりわかり易くするために第８図ｂの状態と
第８図ｃの状態においてはｊ点とｇ点の信号波形を異な
らせてある。まず、第８図のａの状態は電動機１が定常
回転をしているときのようすを示したもので、トランジ
スタ１４がスイツチング動作を行なつているとき、コレ
クタ電流は主としてチヨークコイル１６とコンデンサ１
７によつて平滑されるが、前記コンデンサ１７の両端の
インプーダンスは零ではないので第３図のｊ点にはリツ
プル信号が現われ、そのリツプル信号は主としてコンデ
ンサ２０によつて、コンデンサ８の両端に現われる速度
誤差電圧に重畳されて、第８図ｇ１の如くなる。
同１２１はトランジスタ１２のコレクタ電流波形であり
、同１４ｖはトランジスタ１４のコレクタに現われる電
圧波形であり、同ｊ１は第３図のｊ点に現われる電圧波
形であり、動作の説明の便宜上、前記トランジスタ１４
の飽和電圧は充分低いものとし、チヨークコイル１８の
インダクタンスはチヨークコイル１６のそれに比べて充
分小さいものとし、また、最終的にはｊ点とｇ点の信号
波形は殆んど同じになるが、ここではスイツチング動作
のもようをよりわかり易くするために第８図ｂの状態と
第８図ｃの状態においてはｊ点とｇ点の信号波形を異な
らせてある。まず、第８図のａの状態は電動機１が定常
回転をしているときのようすを示したもので、トランジ
スタ１４がスイツチング動作を行なつているとき、コレ
クタ電流は主としてチヨークコイル１６とコンデンサ１
７によつて平滑されるが、前記コンデンサ１７の両端の
インプーダンスは零ではないので第３図のｊ点にはリツ
プル信号が現われ、そのリツプル信号は主としてコンデ
ンサ２０によつて、コンデンサ８の両端に現われる速度
誤差電圧に重畳されて、第８図ｇ１の如くなる。
トランジスタ１９のベース電位がトランジスタ１２のベ
ースに供給されている基準電位ＥＳを越えたとき、前記
トランジスタ１９のコレクタ電流が急激に増加し、前記
トランジスタ１２のコレクタ電流は急激に減少する。
ースに供給されている基準電位ＥＳを越えたとき、前記
トランジスタ１９のコレクタ電流が急激に増加し、前記
トランジスタ１２のコレクタ電流は急激に減少する。
前記トランジスタ１９，１２はそれぞれ動作遅延時間を
有しており、その和をＴｄ（浮遊容量によつてかなり変
化するが、ほぼ数マイクロセカンド程度である。
有しており、その和をＴｄ（浮遊容量によつてかなり変
化するが、ほぼ数マイクロセカンド程度である。
）とすると、前記トランジスタ１２のコレクタ電流の変
化は第８図１２１に示す如くなる。前記トランジスタ１
２のコレクタ電流の殆んどがトランジスタ１３のベース
電流となり、前記トランジスタ１３とトランジスタ１４
はスイツチング動作を行なうが、前記トランジスタ１３
，１４がオン状態になつたときにはベース領域には過剰
のキヤリアが蓄積されるのでベース電流の供給がなくな
つてから前記トランジスタ１３，１４がオフ状態に移行
するまでにはＴｓｔｒだけの時間を要する。
化は第８図１２１に示す如くなる。前記トランジスタ１
２のコレクタ電流の殆んどがトランジスタ１３のベース
電流となり、前記トランジスタ１３とトランジスタ１４
はスイツチング動作を行なうが、前記トランジスタ１３
，１４がオン状態になつたときにはベース領域には過剰
のキヤリアが蓄積されるのでベース電流の供給がなくな
つてから前記トランジスタ１３，１４がオフ状態に移行
するまでにはＴｓｔｒだけの時間を要する。
（Ｔｓｔｒ＞Ｔｄ）したがつて前記トランジスタ１４の
コレクタには第８図１４ｖに示すような電圧波形が現わ
れ（チヨークコイル１６のリアクシヨン電圧については
省略されているが、実際の動作時にはリアクシヨン電圧
が発生し、フライホイールダイオード１５によつて転流
される。
コレクタには第８図１４ｖに示すような電圧波形が現わ
れ（チヨークコイル１６のリアクシヨン電圧については
省略されているが、実際の動作時にはリアクシヨン電圧
が発生し、フライホイールダイオード１５によつて転流
される。
）、この電圧波形チヨークコイルとコンデンサ１７によ
つて平滑されるので、第３図ｊ点の電圧波形は第８図Ｊ
，の如くなるＯ第８図ａの状態において、ｇ１の波形と
ｊ１の波形は同相になつており、これは、１駆動回路と
チヨークコイル１６による位相遅れが１８０回であるこ
とを意味する。
つて平滑されるので、第３図ｊ点の電圧波形は第８図Ｊ
，の如くなるＯ第８図ａの状態において、ｇ１の波形と
ｊ１の波形は同相になつており、これは、１駆動回路と
チヨークコイル１６による位相遅れが１８０回であるこ
とを意味する。
したがつて、前記チヨータコイル１６の電動機側に現わ
れる信号を交流帰還回路リを介して駆動回路の反転入力
線路に接続されたトランジスタ１９のベースに帰還して
やることによつて、位相遅れが１８０にとなる高周波に
おいて発振が持続する。
れる信号を交流帰還回路リを介して駆動回路の反転入力
線路に接続されたトランジスタ１９のベースに帰還して
やることによつて、位相遅れが１８０にとなる高周波に
おいて発振が持続する。
つぎに、第８図ｂは負荷の増大などによつて電動機１の
回転速度が下降したときの遷移を示したもので、このと
き、コンデンサ８の両端に現われる速度誤差電圧は小さ
くなるからｇ１点の平均電位は下降し、トランジスタ１
２のコレクタ電流波形のデユーテイが変化し、平均電流
は増加する。
回転速度が下降したときの遷移を示したもので、このと
き、コンデンサ８の両端に現われる速度誤差電圧は小さ
くなるからｇ１点の平均電位は下降し、トランジスタ１
２のコレクタ電流波形のデユーテイが変化し、平均電流
は増加する。
それに伴なつてトランジスタ１４のオン期間が長くなる
ので電動機１に供給される電流が増加して前記電動機１
の回転速度は上昇する。また、電動機１の起動時とか、
非常に大きな負荷が印加されたときには、速度誤差電出
がＥＳよりもかなり小さくなるため、第８図Ｃに示すよ
うに、トランジスタ１２のコレクタ電流は連続して流れ
、トランジスタ１４もオン状態を続けるのでｊ点にはリ
ツプル信号が現われず、発振は停止し、スイツチング制
御のためのスイツチングキヤリアとなるｇ点の高周波リ
ツプル信号（第８図ｇ１）も消滅する。
ので電動機１に供給される電流が増加して前記電動機１
の回転速度は上昇する。また、電動機１の起動時とか、
非常に大きな負荷が印加されたときには、速度誤差電出
がＥＳよりもかなり小さくなるため、第８図Ｃに示すよ
うに、トランジスタ１２のコレクタ電流は連続して流れ
、トランジスタ１４もオン状態を続けるのでｊ点にはリ
ツプル信号が現われず、発振は停止し、スイツチング制
御のためのスイツチングキヤリアとなるｇ点の高周波リ
ツプル信号（第８図ｇ１）も消滅する。
第２図と第３図を比較すれば明らかなように、本発明で
は１駆動回路を一種の移相発振器として用いているので
鋸歯状波発生回路ホが不要になる。
は１駆動回路を一種の移相発振器として用いているので
鋸歯状波発生回路ホが不要になる。
ｙその代わりに増加した部品としては、基準電圧発生回
路チを構成する抵抗２３と抵抗２４、チヨークコイル１
８、交流帰還回路リを構成するコンデンサ２０，２２、
抵抗２１であるが、交流帰還回路リはもともと制御系の
ゲイン増大、過渡応答特性の改善に必要な部品であり、
チヨークコイル１８も電動機１の両端のインピーダンス
が極端に低くない場合は不要なので結局、抵抗２３と抵
抗２４が増加しただけである。
路チを構成する抵抗２３と抵抗２４、チヨークコイル１
８、交流帰還回路リを構成するコンデンサ２０，２２、
抵抗２１であるが、交流帰還回路リはもともと制御系の
ゲイン増大、過渡応答特性の改善に必要な部品であり、
チヨークコイル１８も電動機１の両端のインピーダンス
が極端に低くない場合は不要なので結局、抵抗２３と抵
抗２４が増加しただけである。
また、第３図に示した装置では交流帰還回路リが接続さ
れているトランジスタ１４のコレクタと反転入力線路ｇ
の間は直結増幅器となつているため、モノリシツクＩＣ
化する場合にはこの間から外部接続端子を引き出す必要
がなく、非常に都合が良い。
れているトランジスタ１４のコレクタと反転入力線路ｇ
の間は直結増幅器となつているため、モノリシツクＩＣ
化する場合にはこの間から外部接続端子を引き出す必要
がなく、非常に都合が良い。
ちなみに、第２図の装置ではたとえユニジヤンクシヨン
トランジスタを他のトランジスタ回路に置き換えたとし
ても、コンデンサ１１に相当するコンデンサが必要なの
で、コンデンサ接続端子を引き出す必要がある。
トランジスタを他のトランジスタ回路に置き換えたとし
ても、コンデンサ１１に相当するコンデンサが必要なの
で、コンデンサ接続端子を引き出す必要がある。
つぎに、第４図も本発明の一実施例を示す電動機の速度
制御装置の回路結線図であり、抵抗２５、抵抗２６、抵
抗２７、トランジスタ２８、ダイオード２９、ダイオー
ド３０によつて構成されたスイツチング回路と抵抗３１
、コンデンサ３２によつて構成された平滑回路と交流発
電機２によつて速度検出回路が構成され、前記速度検出
回路の出力側に接続されたドライブトランジスタ３３、
前記ドライブトランジスタ３３のコレクタとプラス側給
電線路ｃの間に接続された抵抗３４とチヨークコイル３
５、前記ドライブトランジスタ３３のエミツタにベース
が接続された給電制御トランジスタ３６、前記給電制御
トランジスタ３６のベース・エミツタ間に接続された抵
抗３７、前記給電制御トランジスタ３６のコレクタとプ
ラス側給電線路ｃの間に接続されたダイオード３８、前
記給電制御トランジスタ３６のコレクタと電動機１の間
に挿入されたチヨークコイル３９、前記チヨークコイル
３９の電動機側とブラス側給重線路ｃの間に接続された
コンデンサ４０によつて駆動回路が構成され、前記チヨ
ークコイル３９の電動機側と反転入力線路上にあるｋ点
の間にはコンデンサ４１と抵抗４２の直列回路、前記抵
抗４２に並列に接続されたコンデンサ４３からなる交流
帰還回ＩＵ路が接続されている。
制御装置の回路結線図であり、抵抗２５、抵抗２６、抵
抗２７、トランジスタ２８、ダイオード２９、ダイオー
ド３０によつて構成されたスイツチング回路と抵抗３１
、コンデンサ３２によつて構成された平滑回路と交流発
電機２によつて速度検出回路が構成され、前記速度検出
回路の出力側に接続されたドライブトランジスタ３３、
前記ドライブトランジスタ３３のコレクタとプラス側給
電線路ｃの間に接続された抵抗３４とチヨークコイル３
５、前記ドライブトランジスタ３３のエミツタにベース
が接続された給電制御トランジスタ３６、前記給電制御
トランジスタ３６のベース・エミツタ間に接続された抵
抗３７、前記給電制御トランジスタ３６のコレクタとプ
ラス側給電線路ｃの間に接続されたダイオード３８、前
記給電制御トランジスタ３６のコレクタと電動機１の間
に挿入されたチヨークコイル３９、前記チヨークコイル
３９の電動機側とブラス側給重線路ｃの間に接続された
コンデンサ４０によつて駆動回路が構成され、前記チヨ
ークコイル３９の電動機側と反転入力線路上にあるｋ点
の間にはコンデンサ４１と抵抗４２の直列回路、前記抵
抗４２に並列に接続されたコンデンサ４３からなる交流
帰還回ＩＵ路が接続されている。
第４図に示した装置も第３図の場合と同様、駆動回路が
一種の移相発振器となつているので、電動機１の負荷に
応じた電力を給電制御トランジスタ３６がスイツチング
によつて供給する。
一種の移相発振器となつているので、電動機１の負荷に
応じた電力を給電制御トランジスタ３６がスイツチング
によつて供給する。
尚、ドライブトランジスタ３３のコレクタ側に挿入され
ているチヨークコイル３５はスイツチング波形をよりシ
ヤープにしてスイツチング効率をより高めるためのもの
であり、エミツタ側に挿入しても、同様の効果を得るこ
とができる。
ているチヨークコイル３５はスイツチング波形をよりシ
ヤープにしてスイツチング効率をより高めるためのもの
であり、エミツタ側に挿入しても、同様の効果を得るこ
とができる。
また、前記チヨークコイル３５と直列に挿入されている
抵抗３４は給電制御トランジスタ３６のベースに過大電
流が流れるのを防止するための限流抵抗であり、前記チ
ヨークコイル３５が適当な直流抵抗を有していれば必要
ない。
抵抗３４は給電制御トランジスタ３６のベースに過大電
流が流れるのを防止するための限流抵抗であり、前記チ
ヨークコイル３５が適当な直流抵抗を有していれば必要
ない。
さらに、第４図の装置では交流帰還回路はコンデンサ４
１と抵抗４２の直列回路と、前記抵抗４２に並列に接続
されたコンデンサ４３によつて構成されているが、第３
図に示した交流帰還回路と同じ構成にしても電気的には
同じであるし、制御系の過渡応答特性を問題にしないな
ら、コンデンサ４１、抵抗４２を省いてコンデンサ４３
のみにすることも可能であるし、反対に制御系の過渡応
答特性、制御ゲイン、効率などを追求する場合には第５
図に示すような３端子網、すなわち、部接地型の２端子
網を構成することもできる。
１と抵抗４２の直列回路と、前記抵抗４２に並列に接続
されたコンデンサ４３によつて構成されているが、第３
図に示した交流帰還回路と同じ構成にしても電気的には
同じであるし、制御系の過渡応答特性を問題にしないな
ら、コンデンサ４１、抵抗４２を省いてコンデンサ４３
のみにすることも可能であるし、反対に制御系の過渡応
答特性、制御ゲイン、効率などを追求する場合には第５
図に示すような３端子網、すなわち、部接地型の２端子
網を構成することもできる。
また、コンデンサ３２の容量が大きくてｋ点のインピー
ダンスが低くなりすぎると発振をおこさなくなるが、こ
の場合には前記コンデンサ３２に直列にチヨークコイル
を挿入するなどしてインピーダンスを上げれば問題は解
決することができる。ところで、第３図および第４図は
いずれもフイールドに永久磁石を用いた直流電動機を用
いた例であるが、フイールドコイルを有する直流電動機
では、前記フイールドコイルを第３図ではチヨークコイ
ル３９の代わりにすることができる。また、直流無整流
子電動機の速度制御装置に本発明を適用する場合は、前
記無整流子電動機の駆動部を第３図および第４図の電動
機１の箇所に挿入すれはよいし、交流電動機の速度制御
装置に本発明を適用する場合は、第６図に示すように、
交流電源４４の間に交流電動機４５と、ダイオード４６
，４７，４８，４９によつて構成されたダイオードブリ
ツジの入力端子間の直列回路を接続し前記ダイオードブ
リツジの出力端子間にチヨークコイル５０，５１と給電
制御素子５２の直列回路を接続すればよい。尚、第６図
において、５３は回転速度検出回路であり、５４は増幅
器、５５は交流帰還回路であり、前記給電制御素子５２
は普通のトランジスタでもよいし、適当なターンオフ回
路を付加すればサイリスタでもよいし、その他の能動素
子を用いることも可能である。
ダンスが低くなりすぎると発振をおこさなくなるが、こ
の場合には前記コンデンサ３２に直列にチヨークコイル
を挿入するなどしてインピーダンスを上げれば問題は解
決することができる。ところで、第３図および第４図は
いずれもフイールドに永久磁石を用いた直流電動機を用
いた例であるが、フイールドコイルを有する直流電動機
では、前記フイールドコイルを第３図ではチヨークコイ
ル３９の代わりにすることができる。また、直流無整流
子電動機の速度制御装置に本発明を適用する場合は、前
記無整流子電動機の駆動部を第３図および第４図の電動
機１の箇所に挿入すれはよいし、交流電動機の速度制御
装置に本発明を適用する場合は、第６図に示すように、
交流電源４４の間に交流電動機４５と、ダイオード４６
，４７，４８，４９によつて構成されたダイオードブリ
ツジの入力端子間の直列回路を接続し前記ダイオードブ
リツジの出力端子間にチヨークコイル５０，５１と給電
制御素子５２の直列回路を接続すればよい。尚、第６図
において、５３は回転速度検出回路であり、５４は増幅
器、５５は交流帰還回路であり、前記給電制御素子５２
は普通のトランジスタでもよいし、適当なターンオフ回
路を付加すればサイリスタでもよいし、その他の能動素
子を用いることも可能である。
さて、以上に述べた本発明の実施例をまとめると第７図
のようになる。
のようになる。
すなわち、電動機の回転速度を検出する回転速度検出回
路５３と電源間に前記電動機の，駆動部５６と直列に接
続された給電制御素子５７を含み前記回転速度検出回路
５３の出力信号によつて増幅器５８を介して前記電動機
を駆動する駆動回路を備え、前記給重制御素子５７の出
力電極であるｐ点からチヨークコイル５９を介して前記
電動機の５駆動部５６に給電し、前記チヨークコイル５
９の電動機側と前記１駆動回路の反転入力線路すなわち
ｑ点の間に交流帰還回路５５を挿入したものである。
路５３と電源間に前記電動機の，駆動部５６と直列に接
続された給電制御素子５７を含み前記回転速度検出回路
５３の出力信号によつて増幅器５８を介して前記電動機
を駆動する駆動回路を備え、前記給重制御素子５７の出
力電極であるｐ点からチヨークコイル５９を介して前記
電動機の５駆動部５６に給電し、前記チヨークコイル５
９の電動機側と前記１駆動回路の反転入力線路すなわち
ｑ点の間に交流帰還回路５５を挿入したものである。
尚、，駆動回路の反転入力線路は必らずしも回転速度検
出器の出力側が直接接続されている箇所でなくともよく
、第３図について云えば、ｑ点の代わりにｉ点に交流帰
還回路の一端を接続しても効果がある。
出器の出力側が直接接続されている箇所でなくともよく
、第３図について云えば、ｑ点の代わりにｉ点に交流帰
還回路の一端を接続しても効果がある。
また、回転速度検出回路５３は必らずしも交流発電機を
含んでいる必要はなく、例えば、給電制御トランジスタ
あるいは給電制御素子が不導通になつている間に適当な
方法で、直流電動機の給電端子間の電圧を検出するなど
の方法を用いれば、回転速度検出用の発電機は不要にな
る。
含んでいる必要はなく、例えば、給電制御トランジスタ
あるいは給電制御素子が不導通になつている間に適当な
方法で、直流電動機の給電端子間の電圧を検出するなど
の方法を用いれば、回転速度検出用の発電機は不要にな
る。
以上に示したように、本発明の電動機の速度制御装置で
は、亀動機の回転速度を検出する回転速度検出回路と、
前記電動機に給電する給電制御素子を有していて前記回
転速度検出回路の出力信号によつて前記電動機を，駆動
する１駆動回路と、前記給電制御素子と」記電動機の間
に接続されたチヨークコイルと、前記電動機に対して並
列に接続された第１のコンデンサと、前記駆動回路の入
力線路であつて、前記１駆動回路の出力信号に対して１
８０つの信号位相差を有する入力線路と前記チヨークコ
イルの電動機側の端子との間に接続された第２のコンデ
ンサと、前記第２のコンデンサに対して並列に接続され
た第３のコンデンサと抵抗の直列回路を具備し、前記５
駆動回路の出力側から前記チヨークコイルと前記第２の
コンデンサを経由する帰還路によつてスイッチングキャ
リアを発生させるように構成されているのでスイツチン
グ制御のためのキヤリア信号すなわち高周波信号を１駆
動回路で発生させることができ、簡単な構成で効率のき
わめて高いスイツチング方式の速度制御装置を得ること
ができるなど、大なる効果を奏する。
は、亀動機の回転速度を検出する回転速度検出回路と、
前記電動機に給電する給電制御素子を有していて前記回
転速度検出回路の出力信号によつて前記電動機を，駆動
する１駆動回路と、前記給電制御素子と」記電動機の間
に接続されたチヨークコイルと、前記電動機に対して並
列に接続された第１のコンデンサと、前記駆動回路の入
力線路であつて、前記１駆動回路の出力信号に対して１
８０つの信号位相差を有する入力線路と前記チヨークコ
イルの電動機側の端子との間に接続された第２のコンデ
ンサと、前記第２のコンデンサに対して並列に接続され
た第３のコンデンサと抵抗の直列回路を具備し、前記５
駆動回路の出力側から前記チヨークコイルと前記第２の
コンデンサを経由する帰還路によつてスイッチングキャ
リアを発生させるように構成されているのでスイツチン
グ制御のためのキヤリア信号すなわち高周波信号を１駆
動回路で発生させることができ、簡単な構成で効率のき
わめて高いスイツチング方式の速度制御装置を得ること
ができるなど、大なる効果を奏する。
第１図および第２図はそれぞれ従来の電動機の速度制御
装置の一例を示すプロツク図および回路結線図、第３図
、第４図はそれぞれ本発明の電動機の速度制御装置の実
施例における回路結線図、第５図は交流帰還回路の他の
実施例を示す回路結線図、第６図、第７図は本発明の他
の実施例における回路結線図、第８図は第３図の回路に
おいてスイツチング制御が行なわれるもようを説明する
信号波形図である。 イ・・・・・・波形整形回路、口・・・・・・トリガパ
ルス発生回路、ハ・・・・・・単安定回路、二・・・・
・・積分回路、へ・・・・・・比較回路、チ・・・・・
・基準電圧発生回路、り・・・・・・交流帰還回路、１
・・・・・・電動機、２・・・・・・交流発電機。
装置の一例を示すプロツク図および回路結線図、第３図
、第４図はそれぞれ本発明の電動機の速度制御装置の実
施例における回路結線図、第５図は交流帰還回路の他の
実施例を示す回路結線図、第６図、第７図は本発明の他
の実施例における回路結線図、第８図は第３図の回路に
おいてスイツチング制御が行なわれるもようを説明する
信号波形図である。 イ・・・・・・波形整形回路、口・・・・・・トリガパ
ルス発生回路、ハ・・・・・・単安定回路、二・・・・
・・積分回路、へ・・・・・・比較回路、チ・・・・・
・基準電圧発生回路、り・・・・・・交流帰還回路、１
・・・・・・電動機、２・・・・・・交流発電機。
Claims (1)
- １ 電動機の回転速度を検出する回転速度検出回路と、
前記電動機に給電する給電制御素子を有していて前記回
転速度検出回路の出力信号によつて前記電動機を駆動す
る駆動回路と、前記給電制御素子と前記電動機の間に接
続されたチョークコイルと、前記電動機に対して並列に
接続された第１のコンデンサと、前記駆動回路の入力線
路であつて、前記駆動回路の出力信号に対して１８０°
の信号位相差を有する入力線路と前記チョークコイルの
電動機側の端子との間に接続された第２のコンデンサと
、前記第２のコンデンサに対して並列に接続された第３
のコンデンサと抵抗の直列回路を具備し、前記駆動回路
の出力側から前記チョークコイルと前記第２のコンデン
サを経由する帰還路によつてスイッチングキャリアを発
生させるよう構成した電動機の速度制御装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP51123063A JPS5927192B2 (ja) | 1976-10-13 | 1976-10-13 | 電動機の速度制御装置 |
| GB41093/77A GB1588738A (en) | 1976-10-13 | 1977-10-04 | Electrical motor speed regulators |
| US05/839,497 US4153864A (en) | 1976-10-13 | 1977-10-05 | Motor speed regulator |
| CA288,530A CA1109122A (en) | 1976-10-13 | 1977-10-12 | Speed regulator |
| FR7730689A FR2368177A1 (fr) | 1976-10-13 | 1977-10-12 | Regulateur de vitesse, notamment pour moteurs electriques |
| DE2746111A DE2746111C3 (de) | 1976-10-13 | 1977-10-13 | Schaltungsanordnung zum Regeln der Drehzahl eines Elektromotors |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP51123063A JPS5927192B2 (ja) | 1976-10-13 | 1976-10-13 | 電動機の速度制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5347911A JPS5347911A (en) | 1978-04-28 |
| JPS5927192B2 true JPS5927192B2 (ja) | 1984-07-04 |
Family
ID=14851269
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP51123063A Expired JPS5927192B2 (ja) | 1976-10-13 | 1976-10-13 | 電動機の速度制御装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4153864A (ja) |
| JP (1) | JPS5927192B2 (ja) |
| CA (1) | CA1109122A (ja) |
| DE (1) | DE2746111C3 (ja) |
| FR (1) | FR2368177A1 (ja) |
| GB (1) | GB1588738A (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA1147798A (en) * | 1979-02-08 | 1983-06-07 | Yoshio Nagakubo | Helical scan recorder having capstan motor speed responsive to a frequency of a command signal |
| JPS576582A (en) * | 1980-06-11 | 1982-01-13 | Olympus Optical Co Ltd | Controller for speed of motor |
| US4445880A (en) * | 1981-07-20 | 1984-05-01 | The International Paper Box Machine Co. | Speed control for manufacturing process |
| DE3377849D1 (en) * | 1982-09-17 | 1988-09-29 | Kudelski Sa | Control system for an electric motor |
| US4598239A (en) * | 1983-12-28 | 1986-07-01 | Papst-Motoren Gmbh & Co. Kg | Circuit for regulating the rpm and phase of a motor |
| DE3539556A1 (de) * | 1985-11-07 | 1987-05-14 | Papst Motoren Gmbh & Co Kg | Schaltungsanordnung zur erzeugung eines der frequenz eines wechselstromsignals zugeordneten gleichspannungsnutzsignals, insbesondere fuer die gleichlaufregelung eines elektromotors |
| JPH02225549A (ja) * | 1989-02-27 | 1990-09-07 | Yazaki Corp | 電線コア用ゴム組成物 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3522503A (en) * | 1967-09-05 | 1970-08-04 | Retobobina Handelsanstalt | Electronic speed synchronizing regulator for direct current motors |
| NL6903439A (ja) * | 1969-03-06 | 1970-09-08 | ||
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