JPS59231921A - 電界効果トランジスタを用いた論理回路 - Google Patents
電界効果トランジスタを用いた論理回路Info
- Publication number
- JPS59231921A JPS59231921A JP58107032A JP10703283A JPS59231921A JP S59231921 A JPS59231921 A JP S59231921A JP 58107032 A JP58107032 A JP 58107032A JP 10703283 A JP10703283 A JP 10703283A JP S59231921 A JPS59231921 A JP S59231921A
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- Japan
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- gate
- electrode
- voltage
- diode
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- Pending
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/01—Modifications for accelerating switching
- H03K19/017—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits
- H03K19/01707—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits in asynchronous circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/02—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components
- H03K19/08—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices
- H03K19/094—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors
- H03K19/0952—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors using Schottky type FET MESFET
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、電界効果トランジスタを用いた論理回路に関
するものである。
するものである。
従来例の構成とその問題点
電界効果トランジスタ(FET)として以下ショットキ
ーゲート型GaAsMESFET を用いて説明する
。
ーゲート型GaAsMESFET を用いて説明する
。
第1図は、従来の駆動部、のFETとしてエンノ・ンス
メント型(ノーマリ・オフ型)FR:Tを用い、負荷部
としてディプレーション型(ノーマリ・オン型)FET
を用いたE / D 早インバータの等価回路を2段接
続したものを示している。図において1.3は駆動部の
ノーマリ・オフ型FET、2゜4は負荷となるノーマリ
・オン型FETであり、ゲートとソースは接続されてい
る。INは入力端、OUTは出力端、VDD は電源
を示す。第2図はFETI等の電流−電圧特性を示すク
ラ7である。
メント型(ノーマリ・オフ型)FR:Tを用い、負荷部
としてディプレーション型(ノーマリ・オン型)FET
を用いたE / D 早インバータの等価回路を2段接
続したものを示している。図において1.3は駆動部の
ノーマリ・オフ型FET、2゜4は負荷となるノーマリ
・オン型FETであり、ゲートとソースは接続されてい
る。INは入力端、OUTは出力端、VDD は電源
を示す。第2図はFETI等の電流−電圧特性を示すク
ラ7である。
図中の6はFET1のゲート、ソース間電圧VgsがV
Hのときの電流−電圧特性、6はVgs がVLのと
きの電流−電圧特性をそれぞれ示し、7はF ET2の
負荷線を、8は次段の’FET3のソース、ゲート間順
方向特性を示している。なおFET2はゲート電極とソ
ース電極が接続されていて定電流源として作用する。
Hのときの電流−電圧特性、6はVgs がVLのと
きの電流−電圧特性をそれぞれ示し、7はF ET2の
負荷線を、8は次段の’FET3のソース、ゲート間順
方向特性を示している。なおFET2はゲート電極とソ
ース電極が接続されていて定電流源として作用する。
この回路の動作を簡単に説明すれば、入力端INよりF
ET1のゲートにvHの信号が入力されると、FET1
はオンとなり、FET2を通って電流が流れ、出力端O
UTの電位はVL と々る。
ET1のゲートにvHの信号が入力されると、FET1
はオンとなり、FET2を通って電流が流れ、出力端O
UTの電位はVL と々る。
これとは逆に入力端INに加わる信号がVL となると
FET1はオフとなり出力端OUTの電位は、次段のF
ET3のソース、ゲート間順方面立ち上り電圧V)Iま
で上昇して、そこでクランプされる。
FET1はオフとなり出力端OUTの電位は、次段のF
ET3のソース、ゲート間順方面立ち上り電圧V)Iま
で上昇して、そこでクランプされる。
よってVHはショットキー障壁電圧ぐらいで0.6〜0
.7 Vとなる。即ち出力端のHルベルはVM。
.7 Vとなる。即ち出力端のHルベルはVM。
Lo レベルはvLとなる。
このようなE / D 9Uインバータでは、FET1
はノーマリ・オフ型で、tET2はノーマリ・オン型で
あることが必要であり、しかも、第2図でF E T
1 (7)Vgs=VH(7)時oi和電流Ieと、F
ET2の飽和電流ILには、I e>I Lの関係が成
立することが必要である。特にIsとILの比率、I+
、/Ieは、インバータの遅延時間に関係しており、正
確な制御が必要である。
はノーマリ・オフ型で、tET2はノーマリ・オン型で
あることが必要であり、しかも、第2図でF E T
1 (7)Vgs=VH(7)時oi和電流Ieと、F
ET2の飽和電流ILには、I e>I Lの関係が成
立することが必要である。特にIsとILの比率、I+
、/Ieは、インバータの遅延時間に関係しており、正
確な制御が必要である。
製造の面から考えると、ノーマリ・オフ、7V1.1F
ETとノーマリ・オン型FETから構成されるためそれ
ぞれの活性層のキャリアプロフィールは異在り、エピタ
キシャル層から活性層を形成する場合は、活性層の厚さ
が異なり、又、イオン注入層で形成する場合は注入条件
が異なり、工程が複雑になり、しかもIL/I6の値を
、正確に制御することは、非常にガEしい。
ETとノーマリ・オン型FETから構成されるためそれ
ぞれの活性層のキャリアプロフィールは異在り、エピタ
キシャル層から活性層を形成する場合は、活性層の厚さ
が異なり、又、イオン注入層で形成する場合は注入条件
が異なり、工程が複雑になり、しかもIL/I6の値を
、正確に制御することは、非常にガEしい。
発明の目的
本発明は、かかる問題に鑑み、化合物半導体より構成さ
れる駆動部のFETと負荷部のFRTとを同一の工程で
形成可能とすることを目的とする。
れる駆動部のFETと負荷部のFRTとを同一の工程で
形成可能とすることを目的とする。
捷た、本発明は両FETのゲート長とゲート幅の比とい
うマスク設計上の値でI2/Ieの比を正確に制御する
ことが可能な論理回路を提供し、歩留シの向上をはかる
ものである。
うマスク設計上の値でI2/Ieの比を正確に制御する
ことが可能な論理回路を提供し、歩留シの向上をはかる
ものである。
発明の構成
本発明は、化合物半導体よりなる駆動部のFETと負荷
部のFE’J”が共にノーマリ・オフ型で、同一のキャ
リアプロフィールを持つ活性層で構成可能とし、負荷部
のFETのゲート電極にダイオードのアノードがソース
電極にダイオードのカソードが夫々接続され、かつ負荷
部のFETのドレイン電極、ゲート電極間に抵抗が接続
されている構造により、製造工程を簡略化し、マスク設
計上のゲート長とゲート幅の比により、第2図中のIe
とILの比を正確に制御し、歩留りの向上をはかるもの
である。
部のFE’J”が共にノーマリ・オフ型で、同一のキャ
リアプロフィールを持つ活性層で構成可能とし、負荷部
のFETのゲート電極にダイオードのアノードがソース
電極にダイオードのカソードが夫々接続され、かつ負荷
部のFETのドレイン電極、ゲート電極間に抵抗が接続
されている構造により、製造工程を簡略化し、マスク設
計上のゲート長とゲート幅の比により、第2図中のIe
とILの比を正確に制御し、歩留りの向上をはかるもの
である。
実施例の説明
第3図は、本発明の一実施例の論理回路を示したもので
ある。この回路はインバータを2段接続したものである
。図中で、10.12は負荷部のFETで、9,11は
駆動部のFETで共にノーマリ・オフ型でほぼ同一のキ
ャリアプロフィールを持つものとする。13,1°5は
抵抗、14.16はダイオードを示す。17 、1.8
、19は、それぞれFET10のドレイン電極、ゲー
ト電極、ソース電極を示す。
ある。この回路はインバータを2段接続したものである
。図中で、10.12は負荷部のFETで、9,11は
駆動部のFETで共にノーマリ・オフ型でほぼ同一のキ
ャリアプロフィールを持つものとする。13,1°5は
抵抗、14.16はダイオードを示す。17 、1.8
、19は、それぞれFET10のドレイン電極、ゲー
ト電極、ソース電極を示す。
上記FET9〜12は、すべてGaAs等の化合物半導
体層をチャンネル活性層とし、この活性層上にショット
キー接合ゲート電極を設けたGaAsMKSFETであ
って、活性層厚みは同一で前述のごとくキャリアプロフ
ィル(分布)も同一のものであり、化合物半導体層に一
体形成される。1だ、ダイオード14.抵抗13もこの
半導体層にFETとともに一体形成される。
体層をチャンネル活性層とし、この活性層上にショット
キー接合ゲート電極を設けたGaAsMKSFETであ
って、活性層厚みは同一で前述のごとくキャリアプロフ
ィル(分布)も同一のものであり、化合物半導体層に一
体形成される。1だ、ダイオード14.抵抗13もこの
半導体層にFETとともに一体形成される。
負荷部のFET10.抵抗13.ダイオード14を含む
回路のみを考える。FET10のドレイン電極17に、
電源VDD を印加し、ソース電極19を接地し、v
tID を増加すると、ゲート電極18の電位がソー
ス電極19に対してしだいに増加し、FETのしきい値
電圧vth をこえるとFET10がノーマリ・オフ
型のためドレイン電極17からソース電極19に電流が
流れ始める。
回路のみを考える。FET10のドレイン電極17に、
電源VDD を印加し、ソース電極19を接地し、v
tID を増加すると、ゲート電極18の電位がソー
ス電極19に対してしだいに増加し、FETのしきい値
電圧vth をこえるとFET10がノーマリ・オフ
型のためドレイン電極17からソース電極19に電流が
流れ始める。
さらにVnn を増加し、ダイオード14の順方向立
ち上シミ圧Vfより大きくなると、抵抗13を介してダ
イオード14に電流が流れ、FKTloのゲート電極1
8とソース電極19間はダイオード14の順方向立ち上
り電圧Vfにクランプされて、■DD を増加しても変
化しないので、FET1oを流れる電流も飽和する。そ
の電流−電圧特性を示しだのが第4図である。なおダイ
オード14を流れる電流をFET1oを流れる電流に比
して小さくするには、抵抗13を大きくする必要がある
。なおダイオードとして、FET9のゲート電極と同じ
ショットキー接合を用いると、第2図中のV)I とV
fは同じになり、0.7〜0.8vぐらいである。
ち上シミ圧Vfより大きくなると、抵抗13を介してダ
イオード14に電流が流れ、FKTloのゲート電極1
8とソース電極19間はダイオード14の順方向立ち上
り電圧Vfにクランプされて、■DD を増加しても変
化しないので、FET1oを流れる電流も飽和する。そ
の電流−電圧特性を示しだのが第4図である。なおダイ
オード14を流れる電流をFET1oを流れる電流に比
して小さくするには、抵抗13を大きくする必要がある
。なおダイオードとして、FET9のゲート電極と同じ
ショットキー接合を用いると、第2図中のV)I とV
fは同じになり、0.7〜0.8vぐらいである。
よって駆動部のFET9でゲート電圧Vgs=Vaのと
きの飽和電流と負荷部のFET10での飽和電流とは、
どちらもほぼ同一のキャリアプロフィールを持つ活性層
から形成され、ソース、ゲート□ 電極間のバイアス電
圧がVH=Vfと等しいので1、 F
ET9とFET10のゲート長、ゲート幅の比1′ という素子寸法のみで決丑っでくる。
きの飽和電流と負荷部のFET10での飽和電流とは、
どちらもほぼ同一のキャリアプロフィールを持つ活性層
から形成され、ソース、ゲート□ 電極間のバイアス電
圧がVH=Vfと等しいので1、 F
ET9とFET10のゲート長、ゲート幅の比1′ という素子寸法のみで決丑っでくる。
第5図は、本発明の第3図の電流−電圧特性を示したも
のである。図中で23はFET11のソース、ゲート電
極順方向電流−電圧特性、20゜21はそれぞれFET
9のVgs=VH,Vgs=VLのときの電流−電圧特
性を示す。22はFE’l’10の電流−電圧特性(負
荷線)を示す。図中のvthはFET10のしきい値電
圧である図中のIe’。
のである。図中で23はFET11のソース、ゲート電
極順方向電流−電圧特性、20゜21はそれぞれFET
9のVgs=VH,Vgs=VLのときの電流−電圧特
性を示す。22はFE’l’10の電流−電圧特性(負
荷線)を示す。図中のvthはFET10のしきい値電
圧である図中のIe’。
IL’はそれぞれFET9.FET10の飽和電流を示
し、FET9.Fli:T10のゲート長をそれぞれ、
Lge、Lge、ゲート幅をそれぞれWge 。
し、FET9.Fli:T10のゲート長をそれぞれ、
Lge、Lge、ゲート幅をそれぞれWge 。
Wge とすると、次式の関係が成立する。
よって、インバータの遅延時間等の設削に必要なIL’
/re’の値を、ゲート長、ゲート幅のマスク上の設計
で正確に制御できる。
/re’の値を、ゲート長、ゲート幅のマスク上の設計
で正確に制御できる。
なお、以上の説明ではショットキー接合のMESFET
について述べたが、本発明はP告接合型電界効果トラン
ジスタに対しても適用できることは勿論である。
について述べたが、本発明はP告接合型電界効果トラン
ジスタに対しても適用できることは勿論である。
発明の効果
以上のように本発明は、インバータを構成する化合物半
樽体よりなる駆動部のFETと負荷部のFETがほぼ同
じキャリアプロフィールを持つ活性層で形成可能であり
、同一のプロセスで同時に形成することができ、製造工
程が簡略化し、しかも、インバータの遅延時間等の設計
に必要彦、駆動部FETの飽和電流と負荷部FETの飽
和電流の比を、ゲート長、ゲート幅という素子寸法だけ
で正確に制御が可能で、論理回路の歩留りの向上をはか
ることができる。
樽体よりなる駆動部のFETと負荷部のFETがほぼ同
じキャリアプロフィールを持つ活性層で形成可能であり
、同一のプロセスで同時に形成することができ、製造工
程が簡略化し、しかも、インバータの遅延時間等の設計
に必要彦、駆動部FETの飽和電流と負荷部FETの飽
和電流の比を、ゲート長、ゲート幅という素子寸法だけ
で正確に制御が可能で、論理回路の歩留りの向上をはか
ることができる。
第1図は従来のE/D型インバータの回路図、第2図は
第1図の電流−電圧特性図、第3図は本発明の一実施例
の論理回路(インバータ)図、第4図は本発明の負荷部
FETの電流−電圧特性図、第5図は第3図の電流−電
圧特性図である。 9.11・・・・・・駆動部FET (ノーマリ・オフ
型)、10.12・・・・・・負荷部FET(ノーマリ
・オフ型\13.15・・・・・・抵抗、14,16・
・・・・ダイオード、17・・・・・トL/イン電極、
18・・・・パゲート電極、19・・・・・・ソース電
極。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 はが1名第1
図 第2図 第3図 第4図 嘔 V4 る。
第1図の電流−電圧特性図、第3図は本発明の一実施例
の論理回路(インバータ)図、第4図は本発明の負荷部
FETの電流−電圧特性図、第5図は第3図の電流−電
圧特性図である。 9.11・・・・・・駆動部FET (ノーマリ・オフ
型)、10.12・・・・・・負荷部FET(ノーマリ
・オフ型\13.15・・・・・・抵抗、14,16・
・・・・ダイオード、17・・・・・トL/イン電極、
18・・・・パゲート電極、19・・・・・・ソース電
極。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 はが1名第1
図 第2図 第3図 第4図 嘔 V4 る。
Claims (2)
- (1)駆動部と負荷部の電界効果トランジスタが共に化
合物半導体でかつノーマリオフ型のP肴接合型又はショ
ットキーゲート型電界効果トランジスタで構成され、前
記負荷部のトランジスタのゲート電極にダイオードのア
ノードが同トランジスタのソース電極に前記ダイオード
のカンードが夫々接続され、前記負荷部のトランジスタ
のドレイン電極とゲート電極間に抵抗が接続されている
ことを特徴とする電界効果トランジスタを用いた・論理
回路。 - (2)駆動部のトランジスタと負荷部のトランジスタの
活性層がほぼ同一のキャリア分布を持ち、前記両トラン
ジスタのゲート幅とゲート長の比が相違していることを
特徴とする特許請求の範囲第1項記載の電界効果トラン
ジスタを用いた論理回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP58107032A JPS59231921A (ja) | 1983-06-15 | 1983-06-15 | 電界効果トランジスタを用いた論理回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP58107032A JPS59231921A (ja) | 1983-06-15 | 1983-06-15 | 電界効果トランジスタを用いた論理回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS59231921A true JPS59231921A (ja) | 1984-12-26 |
Family
ID=14448785
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP58107032A Pending JPS59231921A (ja) | 1983-06-15 | 1983-06-15 | 電界効果トランジスタを用いた論理回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS59231921A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4752701A (en) * | 1984-11-21 | 1988-06-21 | Sony Corporation | Direct coupled semiconductor logic circuit |
US4926071A (en) * | 1987-05-19 | 1990-05-15 | Gazelle Microcircuits, Inc. | Compound semiconductor integrated circuit compatible standard logic signals |
-
1983
- 1983-06-15 JP JP58107032A patent/JPS59231921A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4752701A (en) * | 1984-11-21 | 1988-06-21 | Sony Corporation | Direct coupled semiconductor logic circuit |
US4926071A (en) * | 1987-05-19 | 1990-05-15 | Gazelle Microcircuits, Inc. | Compound semiconductor integrated circuit compatible standard logic signals |
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