JPS59220815A - 直流電源装置 - Google Patents
直流電源装置Info
- Publication number
- JPS59220815A JPS59220815A JP9460683A JP9460683A JPS59220815A JP S59220815 A JPS59220815 A JP S59220815A JP 9460683 A JP9460683 A JP 9460683A JP 9460683 A JP9460683 A JP 9460683A JP S59220815 A JPS59220815 A JP S59220815A
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- JP
- Japan
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- transistor
- capacitor
- voltage
- turned
- circuit
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- Pending
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/1563—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators without using an external clock
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は直流電源装置に関する。
従来技術
従来、第１図に示すような直流電源回路が知られている
。この回路においては、トランジスタＱ２のエミッタは
ツェナーダイオードＤＺのツェナー電圧の電位にアシ、
トランジスタ９のベースはこの電位よりベース・エミッ
タ間電圧だけ高い電位となるように出力電圧を抵抗Ｒ＋
、 Ｒ２で分割している。ここで、交流電源１００の
電圧が上昇して全波整流器１０１の出力が上昇したとす
ると、出力電圧が上昇傾向をもつが、これによって出力
電圧を抵抗用、几２で分割したトランジスタＱ２のベー
ス電位が上昇する。しかるに、トランジスタＱ２のエミ
ッタ電位はツェナーダイオードＤＺのツェナー電圧に固
定されているから、トランジスタＱ２のベース・エミッ
タ間の電圧が上がり、トランジスタＱ２のコレクタ電流
が増加する。この結果、あらかじめ抵抗Ｒを通ってトラ
ンジスタＱＩのベースへ流れていた電流が減少し、トラ
ンジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間電圧降下が増大し
て出力電圧の上昇傾向を押える。
。この回路においては、トランジスタＱ２のエミッタは
ツェナーダイオードＤＺのツェナー電圧の電位にアシ、
トランジスタ９のベースはこの電位よりベース・エミッ
タ間電圧だけ高い電位となるように出力電圧を抵抗Ｒ＋
、 Ｒ２で分割している。ここで、交流電源１００の
電圧が上昇して全波整流器１０１の出力が上昇したとす
ると、出力電圧が上昇傾向をもつが、これによって出力
電圧を抵抗用、几２で分割したトランジスタＱ２のベー
ス電位が上昇する。しかるに、トランジスタＱ２のエミ
ッタ電位はツェナーダイオードＤＺのツェナー電圧に固
定されているから、トランジスタＱ２のベース・エミッ
タ間の電圧が上がり、トランジスタＱ２のコレクタ電流
が増加する。この結果、あらかじめ抵抗Ｒを通ってトラ
ンジスタＱＩのベースへ流れていた電流が減少し、トラ
ンジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間電圧降下が増大し
て出力電圧の上昇傾向を押える。
しかるに、この回路においては、トランジスタＱ１を能
動領域で動作させるため、このトランジスタＱ１に多大
の電力損失（すなわち損失ＰＷ＃コレクタ電圧×コレク
ク電流）が発生していた。この電力損失は、特に入力電
圧が高くなるといっそう顕著になる。したがって、トラ
ンジスタの発熱が避けられず、素子の発熱を放散するた
めに大きな放熱器を必要としていた。
動領域で動作させるため、このトランジスタＱ１に多大
の電力損失（すなわち損失ＰＷ＃コレクタ電圧×コレク
ク電流）が発生していた。この電力損失は、特に入力電
圧が高くなるといっそう顕著になる。したがって、トラ
ンジスタの発熱が避けられず、素子の発熱を放散するた
めに大きな放熱器を必要としていた。
目的
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目
的は、トランジスタを飽和領域で動作させるように構成
して、電力損失とこれによる発熱を小さくした直流電源
装置を提供することである。
的は、トランジスタを飽和領域で動作させるように構成
して、電力損失とこれによる発熱を小さくした直流電源
装置を提供することである。
要旨
交流電源電圧のゼロボルト付近よりトランジスタをオン
させて平滑用コンデンサを電源電圧の上昇カーブに沿っ
て充電していく。このとき、トランジスタのコレクタ・
エミッタ間電圧は極めて低い電圧になっているので電力
損失は小さい。コンデンサの°充電電圧が一定値に達す
るとＳ ＣＲをターンオンさせて、トランジスタを電源
電圧がゼロボルト付近になるまでの期間遮断状態に保持
する。
させて平滑用コンデンサを電源電圧の上昇カーブに沿っ
て充電していく。このとき、トランジスタのコレクタ・
エミッタ間電圧は極めて低い電圧になっているので電力
損失は小さい。コンデンサの°充電電圧が一定値に達す
るとＳ ＣＲをターンオンさせて、トランジスタを電源
電圧がゼロボルト付近になるまでの期間遮断状態に保持
する。
このとき、トランジスタには電流がほとんど流れないの
で電力損失は小さい。
で電力損失は小さい。
実施例
以下、本発明の一実施例を説明する。
第２図に示すように、単相交流電源１が全波整流回路２
の入力端子ａ、ｂに接続される。全波整流回路２の出力
端子Ｃにトランジスタ３のコレクタが接続され、このト
ランジスタ３のコレクタとベースとの間に抵抗４が接続
される。
の入力端子ａ、ｂに接続される。全波整流回路２の出力
端子Ｃにトランジスタ３のコレクタが接続され、このト
ランジスタ３のコレクタとベースとの間に抵抗４が接続
される。
５は５ｃｒｔで、この８０１１５のアノードがトランジ
スタ３０ベースに接続され、５ＣＲ５のカソードが全波
整流回路２の出力端子ｄに接続される。
スタ３０ベースに接続され、５ＣＲ５のカソードが全波
整流回路２の出力端子ｄに接続される。
さらに、 ５ＣＲ５のゲートが抵抗６を介して端子 。
ｄに接続される。トランジスタ３のエミッタを端子ｄと
の間に抵抗７が接続され、さらに、トランジスタ３のエ
ミッタにダイオード８のアノードが接続される◇ ９はツェナーダイオードで、とのツェナーダイオード９
のカソードがダイオード８のカソードに接続され、ツェ
ナーダイオード９のアノードが抵抗１０を介してＳ Ｏ
Ｒ５のゲートに接続される。
の間に抵抗７が接続され、さらに、トランジスタ３のエ
ミッタにダイオード８のアノードが接続される◇ ９はツェナーダイオードで、とのツェナーダイオード９
のカソードがダイオード８のカソードに接続され、ツェ
ナーダイオード９のアノードが抵抗１０を介してＳ Ｏ
Ｒ５のゲートに接続される。
さらに、ツェナーダイオード９のカソードにコンデンサ
１１の十極が接続され、このコンデンサ１１の一極が端
子ｄに接続される。コンデンサ１１の」−極と一極の端
子間に負荷１２が接続される。
１１の十極が接続され、このコンデンサ１１の一極が端
子ｄに接続される。コンデンサ１１の」−極と一極の端
子間に負荷１２が接続される。
いま、全波整流回路２の入力端子ａ、ｂ間に電源１から
単相交流電圧が印加されると、−全波整流電圧のゼロボ
ルトであるＰ点から電圧が上昇しティくと、抵抗４→ト
ランジスタ３のベース→トランジスタ３のエミッタ→抵
抗７の経路で電流が流れ、トランジスタ３がオンして、
ダイオード８を通じてコンデンサ１１へ充電々流が流れ
る。このとき、コンデンサ１１の充電々圧は、全波整流
波形の点Ｐからの上昇曲線に沿って上昇する。
単相交流電圧が印加されると、−全波整流電圧のゼロボ
ルトであるＰ点から電圧が上昇しティくと、抵抗４→ト
ランジスタ３のベース→トランジスタ３のエミッタ→抵
抗７の経路で電流が流れ、トランジスタ３がオンして、
ダイオード８を通じてコンデンサ１１へ充電々流が流れ
る。このとき、コンデンサ１１の充電々圧は、全波整流
波形の点Ｐからの上昇曲線に沿って上昇する。
全波整流電圧が上昇してｑ点に達すると、コンデンサ１
１の充電々圧が定電圧ダイオード９のツェナー電圧以上
になり、定電圧ダイオード９−＝）抵抗１０→５ＣＲ５
のゲートの経路で電流が流れ、５ＣＲ５はトリガされて
オンする。Ｓ ＣＲ５は、一旦ターンオンすると、抵抗
４を通じてアノード電流が流れ、たとえゲート電流が消
滅してもオン状態を保持する。たソし、アノード電流は
ＳＣＣ５０保持電流よシ大である。
１の充電々圧が定電圧ダイオード９のツェナー電圧以上
になり、定電圧ダイオード９−＝）抵抗１０→５ＣＲ５
のゲートの経路で電流が流れ、５ＣＲ５はトリガされて
オンする。Ｓ ＣＲ５は、一旦ターンオンすると、抵抗
４を通じてアノード電流が流れ、たとえゲート電流が消
滅してもオン状態を保持する。たソし、アノード電流は
ＳＣＣ５０保持電流よシ大である。
５ＣＲ５のターンオンにより、それまでトランジスタ３
のベースに流れていた電流が８０ Ｒ５へ流れる。そし
て、トランジスタ３のベース電流が無くなると、トラン
ジスタ３はオンとなり、ダイオード８を通じて流れてい
たコンデンサ１１の充電々流が止まる。従って、コンデ
ンサ１１の充電々圧Ｕｑ点で上昇を停止する。以降、Ｓ
ＣＣ５０オン状態を保持しているので、トランジスタ３
はオフ状態を保持する。全波整流電圧がゼロボルトであ
るｒ点の近くに達すると、抵抗４を通じてＳＣＲ５へ流
れる電流が小さくなり、この電流が５ＯＲ５の保持電流
以下になると、５ＣＲ５はターンオフする。
のベースに流れていた電流が８０ Ｒ５へ流れる。そし
て、トランジスタ３のベース電流が無くなると、トラン
ジスタ３はオンとなり、ダイオード８を通じて流れてい
たコンデンサ１１の充電々流が止まる。従って、コンデ
ンサ１１の充電々圧Ｕｑ点で上昇を停止する。以降、Ｓ
ＣＣ５０オン状態を保持しているので、トランジスタ３
はオフ状態を保持する。全波整流電圧がゼロボルトであ
るｒ点の近くに達すると、抵抗４を通じてＳＣＲ５へ流
れる電流が小さくなり、この電流が５ＯＲ５の保持電流
以下になると、５ＣＲ５はターンオフする。
全波整流電圧がｒ点より上昇していくと、再び抵抗４→
トランジスタ３０ベース→トランジスタ３のエミッタ→
抵抗ブの経路で電流が流れ、トランジスタ３がオンする
。全波整流電圧が８点に達すると、ダイオード８を通じ
てコンデンサ１１へ充電々流が流れ、コンデンサ１１の
充電々圧が６点から全波整流電圧の上昇曲線に沿って上
昇する。
トランジスタ３０ベース→トランジスタ３のエミッタ→
抵抗ブの経路で電流が流れ、トランジスタ３がオンする
。全波整流電圧が８点に達すると、ダイオード８を通じ
てコンデンサ１１へ充電々流が流れ、コンデンサ１１の
充電々圧が６点から全波整流電圧の上昇曲線に沿って上
昇する。
そして、コンデンサ１１の充電々圧がｑ′点に達すると
、定電圧ダイオード９のツェナー電圧以上になシ、５ｃ
ｉｔ５のゲートに電流が流れてＳＣＢ・５がターンオン
し、トランジスタ３がオフしてコンデンサ１１の充電々
圧はｑ′点で上昇を停止する。
、定電圧ダイオード９のツェナー電圧以上になシ、５ｃ
ｉｔ５のゲートに電流が流れてＳＣＢ・５がターンオン
し、トランジスタ３がオフしてコンデンサ１１の充電々
圧はｑ′点で上昇を停止する。
以降、上述の動作を繰り返して、コンデンサ１１の電圧
は第３図の破線で示す波形になシ、したがって、負荷１
２に印加される電圧は第４図に示すような波形になる。
は第３図の破線で示す波形になシ、したがって、負荷１
２に印加される電圧は第４図に示すような波形になる。
この場合、トランジスタ３は、第３図に示すように、期
間Ａでオン状態になシ、期間Ｂでオフ状態になる。この
ように、トランジスタ３は、オンとオフを繰り返して常
に飽和領域で動作するので、電力損失が極めて小さくし
だがって発熱が小さい。
間Ａでオン状態になシ、期間Ｂでオフ状態になる。この
ように、トランジスタ３は、オンとオフを繰り返して常
に飽和領域で動作するので、電力損失が極めて小さくし
だがって発熱が小さい。
効果
以上説明したように、本発明においては、整流電圧がゼ
ロボルトから上昇するときにコンデンサの充電回路を構
成するトランジスタをオンして、整流電圧の上昇変化に
応じてコンデンサを充電し、コンデンサの充電々圧が一
定値以上になるとトランジスタをオフにしてコンデンサ
の充電を停止したから・ トランジスタを飽和領域で動
作させて電力損失を少なくし、しだがって発熱を小さく
することができる。また、コンデンサの充電が急峻な電
圧が行なわれないので、コンデンサの寿命が長くなる。
ロボルトから上昇するときにコンデンサの充電回路を構
成するトランジスタをオンして、整流電圧の上昇変化に
応じてコンデンサを充電し、コンデンサの充電々圧が一
定値以上になるとトランジスタをオフにしてコンデンサ
の充電を停止したから・ トランジスタを飽和領域で動
作させて電力損失を少なくし、しだがって発熱を小さく
することができる。また、コンデンサの充電が急峻な電
圧が行なわれないので、コンデンサの寿命が長くなる。
第１図は直流電源装置の従来例を示す回路図、第２図は
本発明の一実施例を示す回路図、第３図は第２図の回路
の要部の波形図、第４図は第２図の回路の出力電圧の波
形図である。 ３・・・トランジスタ、５．、、ＳＯＲ，９・・・定電
圧夕。 イオード、１１・・・コンデンサ。 特許出願人 シャープ株式会社 代 理 人 弁理士青白 葆外１名
本発明の一実施例を示す回路図、第３図は第２図の回路
の要部の波形図、第４図は第２図の回路の出力電圧の波
形図である。 ３・・・トランジスタ、５．、、ＳＯＲ，９・・・定電
圧夕。 イオード、１１・・・コンデンサ。 特許出願人 シャープ株式会社 代 理 人 弁理士青白 葆外１名
Claims (1)
- （１）整流電圧の上昇変化に応じてコンデンサを充電す
る充電々流′を供給する回路を構成するトランジスタと
、コンデンサの充電々圧が一定値以上であることを検出
する検出手段と、アノードとカンードとの間に上記整流
電圧が印加されるとともに記トランジスタをオフ状態に
するだめのＳＣＲとを備え、 整流電圧がゼロボルトから上昇するときにトランジスタ
をオンしてコンデンサを充電し、コンデンサの充電々圧
が一定値以上になると、ＳＣＲをオンしてトランジスタ
をオフにしてコンデンサの充電を停止し、整流電圧がゼ
ロボルドー付近になるとＳＣＲの電流が保持電流以下に
なって５ＣＩＬがオフになるようにしたことを特徴とす
る直流電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9460683A JPS59220815A (ja) | 1983-05-27 | 1983-05-27 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9460683A JPS59220815A (ja) | 1983-05-27 | 1983-05-27 | 直流電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59220815A true JPS59220815A (ja) | 1984-12-12 |
Family
ID=14114904
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9460683A Pending JPS59220815A (ja) | 1983-05-27 | 1983-05-27 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59220815A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AU670790B2 (en) * | 1992-04-20 | 1996-08-01 | Honeywell Inc. | Circuit arrangement for mitigating power switch capacitance |
-
1983
- 1983-05-27 JP JP9460683A patent/JPS59220815A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AU670790B2 (en) * | 1992-04-20 | 1996-08-01 | Honeywell Inc. | Circuit arrangement for mitigating power switch capacitance |
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