JPS59208934A - 波形変換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、回路の入力に加えた正弦波波形と同一周波
数の方形波をその出力に生じ、当該方形波は正弦波の最
高最低振幅レベル範囲内で２種σ与えられた振幅レベル
間のマーク／スペース比がはｒｌに等しい波形変換回路
に関わるものである。

上述の形の波形変換回路は、例えば２進の”ｌ”ならび
に０”ビット夫々に対応する異なった周波数の２ａの音
調信号を使用する周波数偏倚による２進データ伝送を再
生する回路装置に応用される。

かよる回路装置は電話線を介して端末にデータ源から音
調信号として伝送される表示情報を表わす２進データを
受信するテレテキスト端末に使用することができる。前
記回路装置の他の使用例としては、音声カセットテープ
プレーヤから家庭用゛コンピュータあるいは他のディジ
タル装作装置に音調信号の形で印加する２進データの受
信がある。

２種の音調信号を使用した周波数偏倚による２進データ
伝送技術はよく知られている。２進゛１′′ならびに”
０”′ビットを再生するために２椋の音調信号の検出が
、波形変換回路の出力における方形波で一定時間周期に
生ずるパルス数を数えたり、この方形波の相続くパルス
間周期を測定したりして行われる。この計数とか測定に
方形波の零クロス法を使用するのが便利である。それ故
２進デー、　　タの満足いく再生には方形波のマーク／
スペース比が正確に１であることが重要で、それはこの
マーク／スペース比からの偏倚は場合によっては計数あ
るいは測定値を変えてしまうからである。

方形波は振幅制限、次に入力正弦波の正と負のピークの
中点でスライスすることによって得られる。正弦波の最
高最低振幅や実際の直流レベルは変化するから、スライ
スレベル手法を適応することは便利で中点を自動的にセ
ットすることになる。

このスライスレベルが中点セットから偏倚すると要求さ
れるマーク／スペース比ｌが得られないことは明らかで
ある。

このスライスレベル適応制御は出力方形波から導出され
る正確な鎖点信号によって達成され、との鎖点信号は入
力正弦波の実際の直流レベルと関連するスライスレベル
を調整するために使用される。この鎖点信号は従って出
力方形波周波数における交流成分を取除くためフィルタ
されることが・一般に要求される。

かくて上述の形の波形変換回路の特別の形態は入力正弦
波の受信に接続する’４”ｙ　ｌの入力（例えば非反転
）と、スライスレベルを限定する鎖点信号の受信罠接続
する第２の入力（反転）と出力方形波の生成される出力
とを有する差動増幅器を含み、前記回路はまた当該増幅
器出力と当該第２の入力間に接続されたローパスフィル
タを含み、出力方形波は積分およびフィルタ機能をする
当該ローパスフィルタに鎖点され、当該フィルタの出力
信号は当該鎖点信号を構成する。

波形変換回路のこの特別な形態を集積回路化するため、
またその特殊な適用のため、檀分用ローパスフィルタを
容量比例関係にあるコンデンサを用いたスイッチ−コン
デンサフィルタとして形成することが考慮されてきた。

しかしながら、第１には相対的に低い周波数の交流成分
をフィルタするため、第２には相対的に大きな滴流レベ
ルに対し互換性のあるダイナミックレンヂならびに入力
正弦波の借高最低振幅しンヂを越えた鎖点信号を提供せ
ねばならぬため、過度に大きな容量比が要求され、か〜
る手段は実際的ではな（・ことがわかってきた。

本発明の目的は上述の困難を克服した上記の形の波形変
換回路を提供することである。

本発明によれば、人力正弦波の受信に接続する第１の入
力と、スライスレベルを限定する第１の鎖点信号を第１
のフィルタ手段から受信する第２の入力とを有する差動
増幅器を含む上述の形の波形変換回路にお（・て、前記
変換回路がさらにそれからの第２の鎖点信号が前記第１
の入力に印加される第２のフィルタ手段を含み、前記第
２の鎖点信号は前記増幅器第１の入力における入力正弦
波に関してその直流レベルが前記増幅器第２の入力にお
けるスライスレベルとほに同じ値で維持されるよう限定
し、前記鎖点信号の一方は前記方形波のマーク／スペー
ス比に比例し、もう一方は反比例することを特徴とする
ものである。

本発明による波形変換回路では、かくて第１の鎖点信号
によって限定されるスライスレベルにも・どのものとし
て受信される入力正弦波の直流レベルを動かす第２の鎖
点信号を提供する。これは事実上入力波のもとの直流レ
ベルに関連したスライスレベルの２重の適用割切〕とい
うことになる。増幅器第Ｉの入力における入力波の直流
レベルは、増幅器第２の入力におけるスライスレベルの
それとはｙ同一値にに（ｆ［持されるから、入力波の小
さな最高最低振幅でも入力波の高いもとの直流レベルの
存在に敏感であり得る。

本発明の実現に際し、好適にはそれを介して入力正弦波
が増幅器の第１入力に印加されるカップリングコンデン
サが提供される。このカップリングコンデンサは入力波
が受信される回路の入力と第２の鎖点信号が生成される
第２のフィルタ手段の出力間の直流分離をおこなう。

もはや入力正弦波の直流レベルの大きな変化に応じスラ
イスレベルを著しく変化させる必要はないので、波形変
換回路の集積回路化で、容梠比例したコンデンサを用い
、夫々のスイッチ−コンデンサフィルタとして第１およ
び第２のフィルタ手段を備えることが可能となる。

本発明による波形変換回路の特殊な実施態様は、差動増
幅器の出力Ｋｆｆｌ続するデータ入力と、その一方が第
１のフィルタ手段の入力に他方が第２のフィルタ手段の
入力に接続する反転ならびに非反転データ出力とを持つ
Ｄ形フリップ−フロップを有している。このＤ形のフリ
ップ−フロップは出力方形波に夫々比例ならびに反比例
する鎖点信号がフィルタ手段によって導出される波形を
もった該フィルタ手段の手軽な挿入を提供する。適合す
ればノリツブ−フロップの非反転データ出力における波
形は出力方形波を構成する。

好適には、スイッチ−コンデンサフィルタと同じような
構成で、第１ならびに第２のフィルタ手段は、Ｄ形フリ
ップ−フロップをスイッチするに用いられると同じクロ
ック速度でスイッチされる。

これはそのクロック周波数での偽似信号の）・イルタ漏
洩がおこりそうもないコヒーレントなスイッチを与える
。

各スイッチ−コンデンサフィルタは２相クロッ・クパル
スに応じて２者択一に装作される第１および第２のスイ
ッチ手段とともに、容量比例関係にあるサンプル用およ
びボールド用コンデンサの第１および第２のペアを有し
、第１ベアのサンプル用コンデンサは前Ｒ己第１のスイ
ッチ手段によってＤ形フリップ−フロップの（１’、！
Ｊ連した）データ出力と当該ベアのボールド用コンデン
サとに２者択一に接続し、第２ベアのサンプル用コンデ
ンサはｈ１１記第２のスイッチ手段によって第１ペアの
ホールド用コンデンサと第２ペアのホールド用コンデン
サとに２者択一に接続し、後のホールド用コンデンサの
７ト、圧は（関連する）鎖点信号を決定する。

カップリングコンデンサは第２のスイッチ−コンデンサ
フィルタの第２の容量比例関係にあるコンデンサベアの
ホールド用コンデンサとして働くことができる。

前記第１ならびに第２のスイッチ手段はＭ　Ｏ８％、　
界効果トランジスタのような手段でもよい。

本発明をより十分に理解するために実施例により図面を
参照して詳糾１に説明する。

図面を参照するに、第１図に示された波形変換回路の基
本的な従来の形態は、入力端子２に接続する非反転入力
（月と出力端子８に接続するその出力とローパスフィル
タ４を介したその反転入力（−）とを有する差動増幅器
を含んでいる。入力端子２に印加される入力正弦波は第
１図の入力波形５と６によって示される最大値ＰｍａＸ
と最小値Ｐｍ１ｎとの間の最高最低振幅範囲を有してい
る。印加入力波に応じて、差動増幅器ｌはは！１″ｌの
マーク／スペース比とはｙ一定の振幅Ａを生じることが
要求される。出力方形波７の平均直流レベルＬｄｃは、
ローパスフィルタ４の積分作用にまり差動増幅器ｌの反
転入力（−）で参照電圧■ｒ８ｆとなる。このフィルタ
４は参照電圧■ｒｅｆから出力方形波絢波数における交
流成分を除去する。この参照電圧■ｒｅｆはマーク／ス
ペース比ｌを達成するために入力波の最高最低振幅間中
点をセットすべき効果的なスライスレベルである。しか
しなから入力正弦波（５，６）の直流レベルは最大値と
最小値ｖｌｒｒ］ａｘと■１ｍｉ。間で変化するかもし
れな（・し、加うるにこ・の入力波の最高最低振幅にも
変化がある。従って差動増幅器ｌの動的な応答はこの最
高最低振幅変化の与えられた範囲と同じその直流レベル
の与えられた範囲で入力波の振幅制限に効果的に適応せ
ねばならない。出力波７の平均直流レベルＬｄ、：、は
、この出力波７のマーク／スペース比が１から離れると
きは常に変化する傾向を有する。この逸脱は入力波（５
，６）の直流レベルにおける変化に帰因し、その結果参
照電圧■ｒｅｆはもはや入力波の最高最低振幅間中点を
セットしなくなるみ平均直流レベル”ｄｃが変化すれば
修正という意味で参照電圧■ｒｅｆが変わり、出力波の
マーク／スペース比１の調整が再びとられて中点セット
が再度要求される。しかしながら実際には直流レベルの
変化が比較的小さい時にのみ上述の事が可能である。

第２図にはローパスフィルタ４が抵抗８とコンデンサ９
からなる簡単なＲＣフィルタで示されている。第２図に
示されている回路の集積回路化のため、第８図に示され
るごとくコンデンサｌＯと電子スイッチ１１で抵抗８を
置換することがなされてきた。このスイッチ−コンデン
サ要素の基本的原理は第４図を参照して周期的にスイッ
チされるコンデンサの抵抗電荷転送動作の考え方で説明
される。第４図の回路要素ｆａｔと（ｂ）は電気的に全
く等価であり、各要素に周期Ｔで転送される電荷はニー
（ｖ、−ｖ２）・Ｃ＝　（（Ｖ、−Ｖ２）／Ｒｏｑ）・
Ｔ；それで　Ｒ６ｑ＝Ｔ六。

それ故ローパスフィルタ４はコンデンサ９とｌＯの容量
比とスイッチ１１のサンプル（スイッチ）速度によって
のみ決まる。

しかしながら、結局この稗波形変換回路の特殊な適用の
場合、入力波の最高最低振幅範囲は１８００Ｈｚの入力
波周波数で２０　ｍＶから２Ｖ（すなわち入力信号動的
範囲は−４１ｄＢｍから一１ｄＢｍの４０ｄＢ）である
。また入力波は５Ｖ、±ＩＶの直流レベルである。この
適用の場合フィルタ４のスイッチされるコンデンサ形式
で容量比９／ｉｏ　（第８図）はぼ３．’２００００　
：　ｌにもなりこれは現実の集積回路では実現が不可能
である。それ放水発明による波形変換回路はこの特殊な
適用妊適した、そのコンデンザ容鰯比が９００　：　１
になるよう工夫された。

第５図に示される波形変換回路の特殊の実施態様は差動
増幅器１２、Ｄ形フリップ−フロップ１８そして２個の
スイッチ−コンデンサフィルタ１４と１５とを有してい
る。フィルタ１５の１部を有効に形成する入力カップル
コンデンサ１６がまた提供されている。入力へ１４子１
８に印加される入力正弦波１７に応答して、回路は出力
端子２０ではｖｌのマーク／スペース比を持った出力方
形波１９を生成する。

さらに特別に、フリップ−フロップ１８は差動増幅器１
２の出力に接続するデータ人力りと、出力端子２０とフ
ィルタ１５とに接続する非反転データ出力Ｑと、フィル
タ１４に接続する反転データ出力Ｑと、受信クロックパ
ルスに２に接続するクロック人力Ｃとを有して（・る。

フリップ−フロップ１８は各クロックパルスに２の負に
向う端部で駆動され、そこでこの端部が生ずる時データ
入力ＤＫ存在する論理レベル（高または低）はデータ出
力Ｑに発生し、一方反対の論理レベルがデータ出力６に
発生する。データ出力レベルは次のり　　　　゛ロック
パルス端部まで保持され、その后優勢なデータ入力レベ
ルによって決められてレベルが維持されたり反転したり
する。高または低論理レベルは夫々＋Ｖと０■で出力方
形波１９はこれら２種の論理レベル間を交互に変わる。

フィルタ１４・−はサンプル用コンデンサ２１とホール
ド用コンデンサ２２とを有し、これらは関連する電荷転
送用スイッチ２８をともなう容量比例の第１のベアを形
成し、ならびにサンプル用コンデンサ２４とホールド用
コンデンサ２５とを有し、これらは関連する電荷転送用
スイッチ３６をともなう容量比例の第２のベアを形成す
る。フィルタ１５はサンプル用コンデンサ２７とホール
ド用コンデンサ２８とを有し、これらは関連する電荷転
送用スイッチ２９をともなう容量比例の第１のベアを形
成し、また第２のサンプル用コンデンサ８０はカップリ
ングコンデンサ１６とともに第２の容１゛比例のベアを
形成する。電荷転送用スイッチ８１はこの後者の比例容
量ベアと関連している。

差動増幅器１２はその非反転入力（＋）における電位が
その反転入力（＝）における電位より高い時はその出力
に高い論理レベル＋Ｖを生じ、入力電位が他の関係にあ
る時は低（・論理レベルＯＶが増幅器出力に生じるとい
う比較器として作動する。

回路の動作において、仮定される最初の直流レベル（回
路に印加される入力波１７に関する）は高（・論理レベ
ル＋■でこれは類似的接地レベル（アナロググラウンド
）と考えられる。それ数回路が最初動作する時は、高い
論理レベル＋Ｖはカップリングコンデンサ１６に電荷が
な（・ので増幅器反転入力（−）に印加されるであろう
。低い論理レベルＯｖは増幅器非反転入力（利にコンデ
ンサ２５を介して印加され、２５はこの時放電する。そ
の結果低論理レベル０■が増幅器出力からフリップ−フ
ロップＤ入力に印加される。フリップ−フロップＱ出力
忙おけるイ氏論狸レベル０■はフィルタ１５に印加され
、フリップ−フロップ賞出力における高論理レベル＋Ｖ
はフィルタ１４に印加される。これらフィルタ１４と１
５とはフリップ−フロップ１Ｂを駆動するに使用される
同じクロック速度の２相クロツクパルスに１とに２で周
期的にスイッチされる。フィルタ１４の出力に現われる
電圧は増幅器非反転入力（＋）における電位を低論理レ
ベル０■から高論理レベル＋Ｖ方向に次第に増加させる
ようにコンデンサ２５を累進的に充電する。反対に、フ
ィルタ１５の出力に現われる電圧は増幅器反転入力←）
における電位を高論理レベル十■から低論理レベル０■
方向に次第に減少させるようにコンデンサ１６を累進的
に放電する。非反転入力（＋）Ｋおける電位が反転入力
（−）忙おける電位より畠くなると、増幅器出力は低論
理レベル０■から高論理レベル＋Ｖに変化し、フリップ
−フロップのる出力とＱ出力とにおける論理レベルは反
転する。この装作全般の効果は増幅器入力（＋）、（＝
）両者をはｙ同じ電位に保持する適応ル、１整であると
貼ることができる。

増幅器非反転入力（利における最終電位はフィルタ１４
を含む鎖点路によって適応的な値に＃Ｆ！１整され得る
参照電位８２として貢献する。入力波１７が類似的接地
レベル＋Ｖで回路に印加されると、増幅器反転入力１−
１で印加される結果的にレベル調整された波形８８は、
この波形８８の引続く半サイクルに参照電位が超過した
りしなかったりにつれて高そして低論理レベル間を切換
って増幅器の出力に表われる。

参照電位８２は波形８８の最高最低振幅間の中点にある
から、フリップ−フロップＱ出力における結果的方形波
１９はマーク／スペース比がはｙｌにブよるだろう。

入力波１７のｉ自流レベルの類似的接地からの変化は、
参照電位８２をその中点セットで維持するために、参照
電位８２とレベル調整波８８の直流レベル両者の適応矯
正によって急速に補償される。

第６図から８図は第５図の回路の異なった応答波形を示
す。＠６図ＫＩＶの最高最低振幅と高論理レベルである
＋５■の直流レベル（類似的接地）とからなる印加入力
波１７が示されて（・る。結果少する直流レベルを持っ
ており、＋２７Ｖは参照電位８２によっても到達される
。参照πＬ位８２が波形８８のこの中点にセットされる
と、出力方形波１９はマーク／スペース比がはｙｌとな
る。第７図にほんの０．１■の最高最低振幅を持った印
加入力波１７が示されている。この例では、結果的波形
８８の電位と参照電位８２の最初のオーバーシュートが
出力方形波１９の最初のマーク／スペース比により著し
い影響を与えるが、このマーク／スペース比は２重の適
応修正の結果速やかにＩＫ安定させられる。

第５図の回路の可能な変形として、参照電位８２が最初
高論理レベル＋■にある場合があり得る。これは回路が
最初動作する時コンデンサ２５を前板って充電すること
釦よって達成される。このため回路短絡スイッチ８４の
数ｍｓ間動作が提供される。種々の波形でのこの変形の
効果が第８図に示されて（・る。参照電位８２は今や結
果としての波形８Ｂの最高最低振幅間中点を直接セット
し、出力方形波１９はほとんど最初からマーク／スペー
ス比が１となる。

フィルタ１４と１５との各々で容量比例コンデンサの２
個のペアは第９図に示される。この図で、入力８５の電
位は電界効果トランジスタ８７がクロックパルスＫｌ　
（第１０図）によって導通する期間サンプルコンデンサ
８６に電荷を生ずる。サンプルコンデン’９−８６のこ
の電荷は電界効果トランジスタ８９がクロックパルスに
１よりおくれだ位相のクロックパルスＫＪ（１４１０図
）例よって導通する期間ホールド用コンデンサ８８に転
送される。さらに２個の電界効果トランジスタ４０と４
１とはクロックパルスに１とに２夫々によって導通され
る。コンデンサ８８の電荷はトランジスタ４０が導通す
る時コンデンサ４２に転送され、コンデンサ４２の電荷
はトランジスタ４１が導通する時コンデンサ４Ｂに転送
される。コンデンサ４Ｂの電荷は出力４４に出力型１位
を提供する。

【図面の簡単な説明】

第１図は波形変換回路の基本的従来形を示し、第２図は
ＲＣフィルタを設えた第１図の回路を示し、 第８図はスイッチ−コンデンサフィルタを設えた第１図
の回路を示し、 第４図は基本的スイッチ−コンデンサの原理を示し、 第５図は本発明に適合した波形変換回路を示し、第６図
から８図は第す図の回路につ（・て異なった応答波形を
示し、 第９図は簡単なスイッチ−コンデンサ回路を示し、そし
て 第１０図は第９図の回路での２相クロツクパルスを示す
。 ｌ・・・差動増幅器　　　　２・・・入力端子８・・・
出力端子　　　　　４・・・ローパスフィルタ５．６・
・・入力波形　　　　？・・・出力方形波８・・・抵抗
　　　　　　　９　、１０・・・コンデンサ１１・・・
電子スイッチ　　　１２・・・差動増幅器１８・・・Ｄ
形フリップ−フロップ １４　、１５・・・スイッチーコンデンザフィルタｌ６
・・・入力カップリングコンデンサ】７・・・入力正弦
波　　　　１８・・・入力端子１９・・・出力方形波　
　　　２０・・・出力端子２１　、２４　、２７　、８
０・・・サンプル用コンデンサ１　、２５　、２８・・
・ホールド用コンデンサ２８　、２６　、２９　、８１
・・・電荷転送用スイッチ８２・・・参照電位　　　　
　８８・・・レベル調整波８４・・・回路帰路スイッチ
　８５・・・入力４４・・・出力 ８７　、８９　、４０　、４１・・・電界効果トランジ
スタ８６　、４２・・・サンプル用コンデンサ８８　、
４８・・・ホールド用コンデンサ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、　回路の入力に印加した正弦波と同一の周波数を有
   する方形波をその出力Ｋ　（！＋　、当該方形波はまた
   ｉＩＩ記正弦波の最高最低振幅レベルの範囲で２種の与
   えられた振幅レベル間のマーク／スペース比がはｒｉで
   あり、前記回路は入力正弦波の受信に接ｉ４Ｑする第１
   の入力と、スライスレベルを１す（定する第１の鎖点信
   号を第１のフィルタ手段から受信しそれに接続する第２
   の入力とを有する差動増幅器を含む波形変換回路におい
   て、前記変換回路がさらＫそれからの第２の鎖点信号が
   前記第、１の入力に印加されろ第２のフィルタ手段を含
   み、前記第２の鎖点信号は前記増幅器第１の入力におけ
   る入力正弦波にｌ￥ｌ　Ｌ　’−その直流レベルが前記
   増幅器第２の入力におけるスライスレベルとはＶ同じ値
   で維持されるよう限定し、前記鎖点信号の一方は前記方
   形波のマーク／スペース比に比例し、もう一方は反比例
   することを特徴とする波形変換回路。 特許請求の範囲第１項に記載の変換回路において、前記
   差動増幅器の出力に接続するデータ入力と反転および非
   反転出力とを有し、その一方は前記第１のフィルタ手段
   の入力に他の一方は前記第２のフィルタ手段の入力に接
   続するＤ形フリップ〜フロップを含むことを特徴とする
   波形変換回路。 特許請求の範囲第２項に記載の変換回路において、前記
   フリップへフロップ非反転データ出力における波形が前
   記出力方形波であることを特徴とする波形変換回路。 特許請求の範囲第１項から第８項何れかに記載の変換回
   路において、前記第１および第２のフィルタ手段は、前
   記回路を集積回路構成にするために１容量比例のコンデ
   ンサを用いたスイッチ−コンデンサフィルタで夫々を構
   成したことを特徴とする波形変換回路。 特許請求の範囲第２項から第４項何れかに記載の変換回
   路において、前記スイッチ−コンデンサフィルタは前記
   り形フリップーフロップをスイッチするに使用されると
   同じクロック速度でスイッチされることを特徴とする波
   形変換回路。 ａ　特許請求の範囲第２項から第５項何れかに記載の変
   換回路において、各スイッチコンデンサフィルタは２相
   クロツクパルスに応じて交互に動作する第１および第２
   のスイッチ手段とともへ第１および第２の容量比例のサ
   ンプル用およびホールド用コンデンサのペアを有し、当
   該第１ペアのサンプル用コンデンサは前記第１のスイッ
   チ手段によってＤ形フリップ−フロップの（関連した）
   データ出力と当該ペアのホールド用コンデンサに交互に
   接続し、当該第２ベアのサンプル用コンデンサは前記第
   ２のスイッチ手段によって前記第１ベアのホールド用コ
   ンデンサと前記第２ベアのホールド用コンデンサに交互
   に接続し、当該後者のコンデンサの電圧は（関連した）
   鎖点信号を決定することを特徴とする波形変換回路。 〃　特許請求の範囲第６項に記載の変換回路において前
   記第１および第２のスイッチ手段はＭＯ３電界効果トラ
   ンジスタで構成されることを特徴とする波形変換回路。 ８　特許請求の範囲第１項から第７項何れかに記載の変
   換回路において、それを介して前記入力正弦波が前記増
   幅器第１の入力に印加されるカップリングコンデンサが
   追加されることを特徴とする波形変換回路。 ９、　特許請求の範囲第６項から第８項何れ力・に記載
   の変換回路において、当該カップリングコンデンサは前
   記第２のスイッチコンデンサフィルタの前記第２の容量
   比例コンデンサペアのホールド用コンデンサとして動作
   することを特徴とする波形変換回路。