JPS59204319A - Ｐｌｌ同期復調回路 - Google Patents
Ｐｌｌ同期復調回路Info
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- JPS59204319A JPS59204319A JP7845683A JP7845683A JPS59204319A JP S59204319 A JPS59204319 A JP S59204319A JP 7845683 A JP7845683 A JP 7845683A JP 7845683 A JP7845683 A JP 7845683A JP S59204319 A JPS59204319 A JP S59204319A
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- H—ELECTRICITY
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- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
- H03D1/2236—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders using a phase locked loop
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明はＡＭステレオ受信機に好適するＰＬＬ同期復
調回路の改良に関する。
調回路の改良に関する。
近時、ＡＭステレオ変調波等の振幅変調波や位相変調波
をいわゆるＰＬＬ （位相同期ループ）回路を用いて復
調処理を行なうようにしたＰＬＬ同期復調回路が知られ
ている。
をいわゆるＰＬＬ （位相同期ループ）回路を用いて復
調処理を行なうようにしたＰＬＬ同期復調回路が知られ
ている。
すなわち、とのＰＬＬ同期復調回路は、復調すべき入力
信号がそのキャリア角周波数をωｃ１振幅変調信号をＡ
（ｔ）、位相変調波信号をψ（１）としてＡ（ｔ）ａｓ
（ωｃｔ ９’（ｔ） ） −
（１）で表わされるとき、該入力信号に対する同相キャ
リア魚ωａｔおよび直交キャリア画ωａｔ を再生し、
これらの再生出力をそれぞれ入力信号と乗算シた後でロ
ーノぐスフィルタを通すことによシ、次のような同相キ
ャリアによる復調出力Ｉ （ｔ）および直交キャリアに
よる復調出力Ｑ （ｔ）を得るようにしたものである。
信号がそのキャリア角周波数をωｃ１振幅変調信号をＡ
（ｔ）、位相変調波信号をψ（１）としてＡ（ｔ）ａｓ
（ωｃｔ ９’（ｔ） ） −
（１）で表わされるとき、該入力信号に対する同相キャ
リア魚ωａｔおよび直交キャリア画ωａｔ を再生し、
これらの再生出力をそれぞれ入力信号と乗算シた後でロ
ーノぐスフィルタを通すことによシ、次のような同相キ
ャリアによる復調出力Ｉ （ｔ）および直交キャリアに
よる復調出力Ｑ （ｔ）を得るようにしたものである。
に対して
Ｉ （ｔ） ＝ Ａ（ｔ）（２）ψ（１）
・・・（２）Ｑ（ｔ） ＝ Ａ（ｔ）ｇｉｎ
ψ（１） ・・・（３）で与えら
れることになる。
・・・（２）Ｑ（ｔ） ＝ Ａ（ｔ）ｇｉｎ
ψ（１） ・・・（３）で与えら
れることになる。
例えば、ＡＭステレオの一方式として知られているハリ
ス（Ｈａｒｒｉｓ）の直交変調波の場合には、変調和信
号をＭｃｏｓωａｔ、変調差信号を５ｃｏｓωａｔとし
て Ａ（ｔ）＝Ａｙ’（１＋Ｍｃｏｓωａｔ）”＋（Ｓｃｏ
ｓωａｔ）２＋＋・（４）で表わされ、そのベクトル図
は第１図に示すようになっている。
ス（Ｈａｒｒｉｓ）の直交変調波の場合には、変調和信
号をＭｃｏｓωａｔ、変調差信号を５ｃｏｓωａｔとし
て Ａ（ｔ）＝Ａｙ’（１＋Ｍｃｏｓωａｔ）”＋（Ｓｃｏ
ｓωａｔ）２＋＋・（４）で表わされ、そのベクトル図
は第１図に示すようになっている。
従って、上記（２）、（３）式はそれぞれＩ （ｔ）
＝ Ａ （１＋ＭｃｏＳωａｔ）
・（６）Ｑ（ｔ） ＝ Ａ−８ｃｏｓωａｔ
、 −・・（７）となって和信号および差信号
が分離復調されることになシ、以降マトリクス回路にか
けることによってステレオ復調（分離）することができ
るようになる。
＝ Ａ （１＋ＭｃｏＳωａｔ）
・（６）Ｑ（ｔ） ＝ Ａ−８ｃｏｓωａｔ
、 −・・（７）となって和信号および差信号
が分離復調されることになシ、以降マトリクス回路にか
けることによってステレオ復調（分離）することができ
るようになる。
第２図はこのようなＰＬＬ同期復調回路として従来よシ
知られているものを示すもので、図示しない前段部から
の入力信号をｍｌおよび第２の位相検波器ＰＤｉ、ＰＤ
ｚならびに第１および第２のローパスフィルタＬＰＦ
１ 、 ＬＰＦ ２に通すことによシ、上述した同相キ
ャリアによる復調出力Ｉ （ｔ）と直交キャリアによる
復調出力Ｑ （ｔ）を得ている。
知られているものを示すもので、図示しない前段部から
の入力信号をｍｌおよび第２の位相検波器ＰＤｉ、ＰＤ
ｚならびに第１および第２のローパスフィルタＬＰＦ
１ 、 ＬＰＦ ２に通すことによシ、上述した同相キ
ャリアによる復調出力Ｉ （ｔ）と直交キャリアによる
復調出力Ｑ （ｔ）を得ている。
この場合、前者の同相キャリアによる復調出力Ｉ （ｔ
）はローパスフィルタでなるＡＧＣ回路１１を介して図
示しない高周波段等のＡＧＣ用にも利用され、且つ後者
の直交キャリアによる復調出力Ｑ （ｔ）は第１および
第２の位相検波器ＰＤＪ、ＰＤ、？に与える同相キャリ
ア邸ωｃｔおよび直交キャリア廁ωｃｔを後述するよう
なＰＬＬ回路１ｏによって再生するのにも利用されてい
る。
）はローパスフィルタでなるＡＧＣ回路１１を介して図
示しない高周波段等のＡＧＣ用にも利用され、且つ後者
の直交キャリアによる復調出力Ｑ （ｔ）は第１および
第２の位相検波器ＰＤＪ、ＰＤ、？に与える同相キャリ
ア邸ωｃｔおよび直交キャリア廁ωｃｔを後述するよう
なＰＬＬ回路１ｏによって再生するのにも利用されてい
る。
すなわち、第２のルーツやスフィルタＬＰＦ ２から得
られる直交キャリアによる復調出方Ｑ （ｔ）はルーツ
フィルタ１２を介して取シ出されるそめ直流分によシミ
圧制御形でなる基準発振器１３を制御するのに供される
。そして、この基準発振器１３からの基準信号は位相周
波数比較器１４を介して局部発振器１５を制御するのに
供される。また、この局部発振器１５からの４ｆｃ（ｆ
ａはキャリア周波数）なる出力はプログラマブル分周器
１６によ、９Ｎ分周されて上記位相周波数比較器Ｊ４を
制御するのに供せられると供に、ジョンソンカウンタ１
８により４分周されて上記同相キャリア部ωａｔおよび
直交キャリア崗ωＣｔを再生するのに供せられている。
られる直交キャリアによる復調出方Ｑ （ｔ）はルーツ
フィルタ１２を介して取シ出されるそめ直流分によシミ
圧制御形でなる基準発振器１３を制御するのに供される
。そして、この基準発振器１３からの基準信号は位相周
波数比較器１４を介して局部発振器１５を制御するのに
供される。また、この局部発振器１５からの４ｆｃ（ｆ
ａはキャリア周波数）なる出力はプログラマブル分周器
１６によ、９Ｎ分周されて上記位相周波数比較器Ｊ４を
制御するのに供せられると供に、ジョンソンカウンタ１
８により４分周されて上記同相キャリア部ωａｔおよび
直交キャリア崗ωＣｔを再生するのに供せられている。
しかるに、上述においてωａがループフィルタ１２で遮
断されないような低い周波数である場合には、再生キャ
リアの源となる基準発振器１３からの基準信号かのａに
よる位相変調成分を含んでいることになる。
断されないような低い周波数である場合には、再生キャ
リアの源となる基準発振器１３からの基準信号かのａに
よる位相変調成分を含んでいることになる。
このため、復調用再生直交キャリアはα〈１として、５
１１１（ωＣｔ−α５ｃｏｓωａｔ）となるから、これ
によって得られる直交キャリアによる復調出力Ｑ （ｔ
）は実際上 Ｑ（ｔ）＝ Ａ（ｔ）ｓ石（ψ（１）−α５ｃｏｓω
ａｔ ） −（８）となって（
３）式で与えられるものより小さくなると共に、歪んだ
ものとなってしまう。
１１１（ωＣｔ−α５ｃｏｓωａｔ）となるから、これ
によって得られる直交キャリアによる復調出力Ｑ （ｔ
）は実際上 Ｑ（ｔ）＝ Ａ（ｔ）ｓ石（ψ（１）−α５ｃｏｓω
ａｔ ） −（８）となって（
３）式で与えられるものより小さくなると共に、歪んだ
ものとなってしまう。
このことを仔細にみてみると、ループフィルタ１２とし
ていわゆる１号？−ル形のものを用いたとしてもＰＬＬ
回路１００基本將性によシ、上述した如＜ Ｑ（ｔ）出
力が低周波域で低下す５．る様子は第３図に示すように
２ポール形の伝達特性で与えられ、そのダンピングファ
クタ（０が小さいときは基準発振器１３が位相変調を受
ける変調周波数領域と位相変調を受けない変調周波数領
域の境界周波数（ｆｂ）においてＱ（ｔ）出力特性のピ
ークが現われてしまうようになる。
ていわゆる１号？−ル形のものを用いたとしてもＰＬＬ
回路１００基本將性によシ、上述した如＜ Ｑ（ｔ）出
力が低周波域で低下す５．る様子は第３図に示すように
２ポール形の伝達特性で与えられ、そのダンピングファ
クタ（０が小さいときは基準発振器１３が位相変調を受
ける変調周波数領域と位相変調を受けない変調周波数領
域の境界周波数（ｆｂ）においてＱ（ｔ）出力特性のピ
ークが現われてしまうようになる。
これは、例えばＡＭステレオの２４イロット信号抽出回
路を誤動作させたシする不具合を招くだけでなく、ＰＬ
Ｌ回路１０そのものの動作が不安定なものとなってしま
うので好ましくない。
路を誤動作させたシする不具合を招くだけでなく、ＰＬ
Ｌ回路１０そのものの動作が不安定なものとなってしま
うので好ましくない。
この場合、上述したダンピングファクタ（０および境界
周波数（ｆｂ）はルーツフィルタ１２の特性、基準発振
器１３の制御感度および位相検波器ＰＤ２の感度の３要
素によって決定されるようになるが、このうち位相検波
器ＰＤ２の感度は入力信号振幅Ａ （ｔ）に比例して変
化することになる。
周波数（ｆｂ）はルーツフィルタ１２の特性、基準発振
器１３の制御感度および位相検波器ＰＤ２の感度の３要
素によって決定されるようになるが、このうち位相検波
器ＰＤ２の感度は入力信号振幅Ａ （ｔ）に比例して変
化することになる。
また、ＰＬＬ回路Ｊｏ自体の同期引込み特性（キャブチ
ャ特性）も上述した３要素に依存している。
ャ特性）も上述した３要素に依存している。
ところで、通常のＰＬＬ同期復調回路においては、入力
信号振幅Ａ（ｔ）が１を中心にして０．１〜１．９の範
囲で変化するような９０％振幅変調波であってもあるい
は１００チを越えるような振幅変調波であっても、上述
のダンピングファクタ（０や同期引込み特性が悪化しな
いように維持することは可能であるが、例えば入力信号
が極端に小さくその振幅ｐ、（ｔ）が０．０１を中心に
してｏ、ｏｏｉ〜０．０１９の範囲で変化するような９
０％振幅変調波である場合にはそれを維持することが困
難である。すなわち、通常では有限の平均入力信号振幅
Ａ （ｔ）の範囲に対して妥当な特性を与えるようにし
かできないものである。
信号振幅Ａ（ｔ）が１を中心にして０．１〜１．９の範
囲で変化するような９０％振幅変調波であってもあるい
は１００チを越えるような振幅変調波であっても、上述
のダンピングファクタ（０や同期引込み特性が悪化しな
いように維持することは可能であるが、例えば入力信号
が極端に小さくその振幅ｐ、（ｔ）が０．０１を中心に
してｏ、ｏｏｉ〜０．０１９の範囲で変化するような９
０％振幅変調波である場合にはそれを維持することが困
難である。すなわち、通常では有限の平均入力信号振幅
Ａ （ｔ）の範囲に対して妥当な特性を与えるようにし
かできないものである。
このため、従来は、実際上入力信号振幅Ａ （ｔ）の平
均レベル（入力キャリアレベル）が受信局によって大幅
に変化するのに対処し得るように、前段の中間周波段や
高周波段に十分なＡＧＣをかけることによシ、ＰＬＬ同
期復調回路に対する入力信号振幅Ａ（ｔ）の平均レベル
が一定の有限範囲に入るようにしていた。
均レベル（入力キャリアレベル）が受信局によって大幅
に変化するのに対処し得るように、前段の中間周波段や
高周波段に十分なＡＧＣをかけることによシ、ＰＬＬ同
期復調回路に対する入力信号振幅Ａ（ｔ）の平均レベル
が一定の有限範囲に入るようにしていた。
しかしながら、中間周波数に周波数変換を行わないダイ
レクト同期復調方式による場合には当然ながら高周波段
でしかＡＧＣをかけることができないので、そのＡＧＣ
範囲が狭く、結果的にＰＬＬ同期復調回路の動作範囲が
狭いものとなってしまうという問題を有してｂた。
レクト同期復調方式による場合には当然ながら高周波段
でしかＡＧＣをかけることができないので、そのＡＧＣ
範囲が狭く、結果的にＰＬＬ同期復調回路の動作範囲が
狭いものとなってしまうという問題を有してｂた。
また、中間周波同期彷調方式による場合でも、その前段
のＡＧＣが不十分なときには上述と同様の問題を生じて
しまうことになる。
のＡＧＣが不十分なときには上述と同様の問題を生じて
しまうことになる。
そこで、この発明は以上のような点に鑑みてなされたも
ので、前段のＡＧＣが不十分な場合でも動作範囲が狭く
なることなく良好な復調動作をなし得るようにしたＰＬ
Ｌ同期、復調回路を提供することを目的としている。
ので、前段のＡＧＣが不十分な場合でも動作範囲が狭く
なることなく良好な復調動作をなし得るようにしたＰＬ
Ｌ同期、復調回路を提供することを目的としている。
すなわち、この発明によるＰＬＬ同期復調回路は、被復
調用入力信号から同相ギヤリアによる第１の復調出力お
よび直交キャリアによる第２の復調出力を導出するもの
で、前記第２の復調出力から直流成分を抽出するループ
フィルタおよびこのルーゾフィ・ルタからの直流成分で
位相が制御される基準発振器を有して前記同相キャリア
および直交キャリアを再生するＰＬＬ回路と、前記第１
の復調出力から直流成分を抽出する第１の手段と、この
第１の手段による直流成分によシ前記ループフィルタを
逆比例の関係で利得制御する第２の手段とを具備してな
ることを特徴としている。
調用入力信号から同相ギヤリアによる第１の復調出力お
よび直交キャリアによる第２の復調出力を導出するもの
で、前記第２の復調出力から直流成分を抽出するループ
フィルタおよびこのルーゾフィ・ルタからの直流成分で
位相が制御される基準発振器を有して前記同相キャリア
および直交キャリアを再生するＰＬＬ回路と、前記第１
の復調出力から直流成分を抽出する第１の手段と、この
第１の手段による直流成分によシ前記ループフィルタを
逆比例の関係で利得制御する第２の手段とを具備してな
ることを特徴としている。
以下図面を参照してこの発明の一実施例につき詳細に説
明する。
明する。
すなわち、第４図はダイレクト同期復調方式のものに適
用する場合（ダイレフ） ＰＬＬ同期復調デジタルチュ
ーニングシステム）を示すもので、前述した第２図と同
様に構成される部分については同一符号を付してその説
明を省略すると、第４図では第２図のＡＧＣ回路１ノか
らの直流成分出力をルーツフィルタ１２に供給して後述
するような利得制御をなすように構成した点が第２図と
異なる新規な点である。
用する場合（ダイレフ） ＰＬＬ同期復調デジタルチュ
ーニングシステム）を示すもので、前述した第２図と同
様に構成される部分については同一符号を付してその説
明を省略すると、第４図では第２図のＡＧＣ回路１ノか
らの直流成分出力をルーツフィルタ１２に供給して後述
するような利得制御をなすように構成した点が第２図と
異なる新規な点である。
而して、以上の構成においてＰＬＬ回路１ｏを構成する
基準発振器１３は前述したように電圧制御形でなるもの
であって、その自走周波数がｆｏであるとする。また、
局部発振器１５０周波数ｆＬ （＝ ４ｆｃ ）は外部
よシ制御されるグログラマブル分周器Ｊ６でＮ分周され
た成分が、上記ｆ。
基準発振器１３は前述したように電圧制御形でなるもの
であって、その自走周波数がｆｏであるとする。また、
局部発振器１５０周波数ｆＬ （＝ ４ｆｃ ）は外部
よシ制御されるグログラマブル分周器Ｊ６でＮ分周され
た成分が、上記ｆ。
と等しくなるように（デジタル）位相・周波数なる関係
になされているものとする。
になされているものとする。
そして、局部発振器１５の出力はジョンソンカウンタ１
８で４分周され、互に９００の位相差を有した２つの再
生同期キャリア房ωｃｔおよび５ＩＩＩωｃｔが得られ
るように、第２の位相検波器ＰＤ２およびローパスフィ
ルタＬＰＦ ２ ’ｆｚらびにループフィルタ１２でも
って上記基準発振器１３の位相が制御されるもので、こ
のようなＰＬＬ回路は ｆＬ ＝ ４ｆｃ ・”
（ｉＩなる関係で位相同期を行なっていることになる
。
８で４分周され、互に９００の位相差を有した２つの再
生同期キャリア房ωｃｔおよび５ＩＩＩωｃｔが得られ
るように、第２の位相検波器ＰＤ２およびローパスフィ
ルタＬＰＦ ２ ’ｆｚらびにループフィルタ１２でも
って上記基準発振器１３の位相が制御されるもので、こ
のようなＰＬＬ回路は ｆＬ ＝ ４ｆｃ ・”
（ｉＩなる関係で位相同期を行なっていることになる
。
また、ダイレフ） ＰＬＬ同期復調回路系からみれば、
上記ｆＯとｆｃｃ受信受信ジャ９フ（９） 、 （１０
式よシ カる関係にある。
上記ｆＯとｆｃｃ受信受信ジャ９フ（９） 、 （１０
式よシ カる関係にある。
さらに、第１および第２の位相検波器ｐＤ１。
ＰＤ２に対してスイッチング用の前述した再生同期キャ
リア部ωＣｔおよびｓｉｎωｃｔが与えられることによ
り、第１および第２のロー・（スフイルりＬＰＦ Ｊ
、 ＬＰＦ ２を介して前述した（２） 、 （３）式
で与えられる復調出力Ｉ （ｔ） 、 Ｑ（ｔ）が得ら
れる。
リア部ωＣｔおよびｓｉｎωｃｔが与えられることによ
り、第１および第２のロー・（スフイルりＬＰＦ Ｊ
、 ＬＰＦ ２を介して前述した（２） 、 （３）式
で与えられる復調出力Ｉ （ｔ） 、 Ｑ（ｔ）が得ら
れる。
この場合、一方の復調出力Ｑ （ｔ）は前述したように
ＰＬＬ回路を介して同期復調用のキャリアを再生するの
に供され、他方の復調出力Ｉ（ｔ）はＡＧＣ回路１ノを
介して高周波段のＡＧＣに供されていること壕では第２
図の場合と同様であるが、この発明ではさらにＩ （ｔ
）の直流成分によってＰＬＬ回路１０に含まれるループ
フィルタ１２の利得制御をなすようにしているものであ
る。
ＰＬＬ回路を介して同期復調用のキャリアを再生するの
に供され、他方の復調出力Ｉ（ｔ）はＡＧＣ回路１ノを
介して高周波段のＡＧＣに供されていること壕では第２
図の場合と同様であるが、この発明ではさらにＩ （ｔ
）の直流成分によってＰＬＬ回路１０に含まれるループ
フィルタ１２の利得制御をなすようにしているものであ
る。
そして、かかるループフィルタ１２の利得制御は前述し
た（６） 、 （７）式中に示される直流成分の大きさ
に逆比例させて行うようになされているものとする。
た（６） 、 （７）式中に示される直流成分の大きさ
に逆比例させて行うようになされているものとする。
すなわち、先ずＳ＝０なるモノラル変調波の場合は、前
述した（４） ＃ （５）式および（６） 、 （７）
式よシ、Ｉ （ｔ）＝ Ａ （ｔ）であるから、ループ
フィルタ１２の利得は入力信号振幅Ａ （ｔ）の平均に
逆比例することになる。これによって第２の位相検波器
ＰＤ２の感度が入力信号振幅Ａ（ｔ）の平均値に比例し
て変化するのを補償する°ことになる。
述した（４） ＃ （５）式および（６） 、 （７）
式よシ、Ｉ （ｔ）＝ Ａ （ｔ）であるから、ループ
フィルタ１２の利得は入力信号振幅Ａ （ｔ）の平均に
逆比例することになる。これによって第２の位相検波器
ＰＤ２の感度が入力信号振幅Ａ（ｔ）の平均値に比例し
て変化するのを補償する°ことになる。
つまり、ＰＬＬ回路１０の特性を曲設のＡＧＯが不十分
で入力信号振幅Ａ （ｔ）が小さい場合でも常に不変状
態に保って、ＰＬＬ同期復調回路の動作範囲が狭くなさ
れるようなことを未然に防止し、延いては良好なＰＬＬ
同期復調動作をなさしめるのに寄与することができる。
で入力信号振幅Ａ （ｔ）が小さい場合でも常に不変状
態に保って、ＰＬＬ同期復調回路の動作範囲が狭くなさ
れるようなことを未然に防止し、延いては良好なＰＬＬ
同期復調動作をなさしめるのに寄与することができる。
また、ステレオ変調波に対しては、（１） ｅ （２）
ｅ（３）式中のψ（１）がψ（ｔ）＋０であることに
よって、（２）。
ｅ（３）式中のψ（１）がψ（ｔ）＋０であることに
よって、（２）。
（３）式から
Ａ（ｔ） ＝ ｙ’百Ｍ）’＋（Ｑ面Ｙ ・・
・Ｈで与えられることになるので％ Ｉ（ｔ）の直流
成分に逆比例せしめる如くしたループフィルタ１２の利
得制御は、入力信号振幅Ａ （ｔ）の直流分に比例した
動作を行なう第２の位相検波器ＰＤ２の感度変化を完全
には補償し得ないが、０や式の如き演算を行なったＡＧ
Ｃをかけなくとも、近似的に十分な補償を与えることが
できる。これによって、上述したモノラル変調波の場合
と同様に常に良好なＰＬＩ，同期復調動作をなさしめる
のに寄与することができる。
・Ｈで与えられることになるので％ Ｉ（ｔ）の直流
成分に逆比例せしめる如くしたループフィルタ１２の利
得制御は、入力信号振幅Ａ （ｔ）の直流分に比例した
動作を行なう第２の位相検波器ＰＤ２の感度変化を完全
には補償し得ないが、０や式の如き演算を行なったＡＧ
Ｃをかけなくとも、近似的に十分な補償を与えることが
できる。これによって、上述したモノラル変調波の場合
と同様に常に良好なＰＬＩ，同期復調動作をなさしめる
のに寄与することができる。
第５図は他の実施例を示すもので、この場合第４図のよ
うにＡＧＣ回路１ノからの直流成分でもって直接的にル
ーゾフイ）レタ１２の利得制御をなすのでなく、ループ
フィルタ１２からの出力を除算器２０でもつ−ご除算せ
しめるようにしたものでおる。つまり、これはループフ
ィルタ１２の利得をＩ （ｔ）の直流成分で逆比例的に
制御せしめるのと全く等価なものである。
うにＡＧＣ回路１ノからの直流成分でもって直接的にル
ーゾフイ）レタ１２の利得制御をなすのでなく、ループ
フィルタ１２からの出力を除算器２０でもつ−ご除算せ
しめるようにしたものでおる。つまり、これはループフ
ィルタ１２の利得をＩ （ｔ）の直流成分で逆比例的に
制御せしめるのと全く等価なものである。
つまシ、以上のよりなＰＬＬ同期復調回路によれば、同
期引込み特性や直交キャリアによる復調出力の応答特性
を入力信号のキャリアレベルに無関係に一定に保つこと
ができるので、前段のＡＧＣ能力を越えた小さな入力信
号時であっても高感度で且つ高安定の受信を可能とする
ＰＬＬＮ期復調受信機の実現に寄与し得るものである。
期引込み特性や直交キャリアによる復調出力の応答特性
を入力信号のキャリアレベルに無関係に一定に保つこと
ができるので、前段のＡＧＣ能力を越えた小さな入力信
号時であっても高感度で且つ高安定の受信を可能とする
ＰＬＬＮ期復調受信機の実現に寄与し得るものである。
なお、この発明は上記し且つ実施例のみに限定されるこ
となく、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変形
や適用が可能であることは言う迄もない。
となく、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変形
や適用が可能であることは言う迄もない。
例えば、中間周波式同期復調系の場合でーあっても上述
したダイレクト式同期復調系の場合に準じて同様に適用
し得るものである。この場合、特に中間周波フィルタに
よる選択特性によって隣接妨害波のＡｔｒ （ｔ）等が
入力信号に含まれる度合いが低いので、入力信号の包絡
，線復調を行なって得られるＡ（ｔ）によシ、ループフ
ィルタ１２にＡＧＣをかけるようにしてもよい。つ−１
シ、入力信号の包絡線復調出力の平均直流分（入力信号
の平均値検波出力）をループフィルタ１２の利得制御に
用いて、その利得制御が平均直流分に逆比例するように
なしてやればよい。
したダイレクト式同期復調系の場合に準じて同様に適用
し得るものである。この場合、特に中間周波フィルタに
よる選択特性によって隣接妨害波のＡｔｒ （ｔ）等が
入力信号に含まれる度合いが低いので、入力信号の包絡
，線復調を行なって得られるＡ（ｔ）によシ、ループフ
ィルタ１２にＡＧＣをかけるようにしてもよい。つ−１
シ、入力信号の包絡線復調出力の平均直流分（入力信号
の平均値検波出力）をループフィルタ１２の利得制御に
用いて、その利得制御が平均直流分に逆比例するように
なしてやればよい。
なお、隣接妨害が小さい場合でＰＬＬ回路１０の動作に
実害を与えない限シでは、第２の位相検波器ＰＤ２また
は第２のローパスフィルタＬＰＦ ２に上述したＩ （
ｔ）の直流成分によるＡＧＯをかけるようにすることも
できる。
実害を与えない限シでは、第２の位相検波器ＰＤ２また
は第２のローパスフィルタＬＰＦ ２に上述したＩ （
ｔ）の直流成分によるＡＧＯをかけるようにすることも
できる。
従って、以上詳述したようにこの発明によれば、前段の
ＡＧＣが不十分な場合でも動作範囲が狭くなることなく
良好な復調動作をなし得るようにしたＰＬＬ同期復調回
路を提供することが可能となる。
ＡＧＣが不十分な場合でも動作範囲が狭くなることなく
良好な復調動作をなし得るようにしたＰＬＬ同期復調回
路を提供することが可能となる。
第１図はハリス方式ＡＭステレオ変調波の入力信号ベク
トル図、第２図は従来のＰＬＬ同期復調回路を示す構成
図、第３図は第２図の動作を説明するだめの直交変調特
性曲線図、第４図、第５図はこの発明に係るＰＬＬ同期
復調回路の一実施例および他の４実施例を示す構成図で
ある。 ＰＤＩ、ＰＤ２・・・位相検波器、ＬＰＦ ｉ 、 Ｌ
ＰＦ ｚ・・・ロー／Ｊ？スフィルタ、１１・・・ＡＧ
Ｃ回路、１２・・・ループフィルタ、１３・・・基準発
振器、１４・・・位相周波数比較器、１５・・・局部発
振器、１６・・・プログラマブル分周器、１７・・・ゾ
曽ンソンヵウンタ、２０・・・除算器、１０・・・ＰＬ
Ｌ回路。
トル図、第２図は従来のＰＬＬ同期復調回路を示す構成
図、第３図は第２図の動作を説明するだめの直交変調特
性曲線図、第４図、第５図はこの発明に係るＰＬＬ同期
復調回路の一実施例および他の４実施例を示す構成図で
ある。 ＰＤＩ、ＰＤ２・・・位相検波器、ＬＰＦ ｉ 、 Ｌ
ＰＦ ｚ・・・ロー／Ｊ？スフィルタ、１１・・・ＡＧ
Ｃ回路、１２・・・ループフィルタ、１３・・・基準発
振器、１４・・・位相周波数比較器、１５・・・局部発
振器、１６・・・プログラマブル分周器、１７・・・ゾ
曽ンソンヵウンタ、２０・・・除算器、１０・・・ＰＬ
Ｌ回路。
Claims (1)
- 被復調用入力信号から同相キャリアによる第１の復調出
力および直交キャリアによる第２の復調出力を導出する
もので、前記第２の復調出力から直流成分を抽出するル
ープフィルタおよびこのループフィルタからの直流成分
で位相が制御される基準発振器を有して前記同相キャリ
アおよび直交キャリアを再生するＰＬＬ回路と、前記第
１の復調出力から直流成分を抽出する第１の手段と、こ
の第１の手段による直流成分により前記ループフィルタ
を逆比例の関係で利得制御する第２の手段とを具備して
なることを特徴とするＰＬＬ同期復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7845683A JPS59204319A (ja) | 1983-05-04 | 1983-05-04 | Ｐｌｌ同期復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7845683A JPS59204319A (ja) | 1983-05-04 | 1983-05-04 | Ｐｌｌ同期復調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59204319A true JPS59204319A (ja) | 1984-11-19 |
Family
ID=13662533
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7845683A Pending JPS59204319A (ja) | 1983-05-04 | 1983-05-04 | Ｐｌｌ同期復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59204319A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0511521U (ja) * | 1991-07-17 | 1993-02-12 | 富士通テン株式会社 | 直交復調回路 |
-
1983
- 1983-05-04 JP JP7845683A patent/JPS59204319A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0511521U (ja) * | 1991-07-17 | 1993-02-12 | 富士通テン株式会社 | 直交復調回路 |
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