JPS5920274B2

JPS5920274B2 - 同期電動機の速度制御装置

Info

Publication number: JPS5920274B2
Application number: JP52074012A
Authority: JP
Inventors: 健明朝枝
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1977-06-21
Filing date: 1977-06-21
Publication date: 1984-05-11
Also published as: JPS548819A

Description

【発明の詳細な説明】この発明はコンバータによる同期電動機の速度制御装置
に関するものである。

同期電動機の回転子軸に分配器を取り付村、回転磁界に
同期するように電機子電流の通期間を制御して駆動する
方式は、一般に無整流子電動機として知られている。そ
の中で電機子に正弦波電流を流すようにしてトルク脈動
を少なくした方式があり、従来この種の装置として、第
１図ａ又はｂに示すものがあつた。同図ａにおいて、１
０１は速度指令ＳＲと同期電動機１０９の軸に結合され
た指速発電機１１０の出力信号を比較増巾する速度調整
器、１０２は上記電動機の軸に結合され回転子の回転位
置を検出する位置検出器１１１の信号により、回転磁界
に同期した基準の正弦波信号を発生する基準回路、１０
３は上記速度調整器１０１の信号と基準回路１０２の信
号を掛算する掛算器、１０４は上記掛算器１０３の信号
と電動機の電機子電流検出装置１０６の信号を比較増巾
する電流調整器、１０５は上記電流調整器１０４の信号
により、逆並列接続された整流器群１０１、１０８に与
える点弧信号を発生するゲート回路、１０ａは上記基準
回路１０２、掛算器１０３、電流調整器１０４、ゲート
回路１０５、電流検出装置１０６、逆並列接続された整
流器群１０□｜１０８から構成されるＵ相電流制御回路
、１０ｂおよび１０ｃは同様に電動機のり相及びＷ相に
電流を供給するＶ相電流制御回路及びＷ相電流制御回路
である。又、別の従来例を示す第１図ｂにおいて、１１
２は位置検出器１１１の信号により、回転磁界に同期し
た基準の三角波状信号（正弦波の一部をサンプリングし
たもの）を発生する基準回路、１１３は上記基準回路１
１２の信号を電流指令として、電流調整器１０４で制御
される整流器、１１４ａおよびノ１１４ｂは上記位置
検出器１１１の信号により、論理回路１１６及びゲート
回路１１５を通して、回転磁界に同期するように導通制
御されるインバータ、１１ａは上記基準回路１１２、掛
算器１０３０電流調整器１０４、ゲート回路１０５、電
流検出；器１０６及び整流器１１３から構成される電
流制御回路、１１ｂは上記電流制御回路１１ａと同一の
構成を有し、かつこの電流制御回路１１ａの電流波形と
９０つ位相差の電流波形を有する電流制御回路である。
前記第１図ａに示した従来装置は、サイクロコンバータ
により、電動機の電機子に正弦波電流を供給する方式で
、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の各巻線毎に独立した電流制御回路１０
ａ，１０ｂ，１０ｃを有しているのに対し、第１図ｂの
方式は２組の整流器とインバータより成る回路を備え、
各インバータ１１ａ，１４ｂの交流端子の共通接続部に
正弦波電流を発生するようにした方式で、上記２組の整
流器で３角波状の９００位相差を有する電流波形を作り
、上記２組のインバータの導通制御により合成して正弦
波を作つており、２組の独立した電流制御回路１１ａ，
１１ｂを有する。

第１図ａ、第１図ｂに示す従来の装置の各電流制御回路
１０ａ、１０ｂ，１０ｃ及び１１ａ，１１ｂは同様な回
路構成である。それぞれ、基準回路１０２及び１１２の
信号は電動機の回転磁界に同期した、一定の大きさの正
弦波及び三角波状波形であり、速度調整器１０１の信号
と掛算器１０３で掛算されると、その出力信号は回転磁
界に同期して、大きさは速度調整器１０１の出力信号に
比例したものとなり、電流指令信号として電流調整器１
０４へ与えられる。電流調整器１０４は電流検出器１０
６で検出した電流と上記電流指令信号を比較増巾してゲ
ート回路１０５を通して整流器を位相制御し、指令値通
りの電流波形を得るものである。電流検出器１０６の検
出箇所としては図示の整流器の交流電流以外に、第１図
ａでは電動機の電機子電流、第１図ｂでは整流器とイン
バータの中間の直流電流を検出してもよい。上記の各従
来の装置では、電流指令値に対し、時間遅れを少なくす
るように電流調整器１０４には遅れ要素をほとんど持た
せず、比例要素で動作させていて、負荷外乱、電流リツ
プルにより電流制御系の不安定性を生じるため、電流調
整器１０４のゲインを小さくして安定化をはかつていた
が、その結果、電流指令値と電流フードパック値との偏
差が大きくなり、制御性能上、速度応答が悪く、また電
機子電流の三相不平衡の原因となり、トルク脈動が生じ
るなどの欠点があつた。

この発明は上記のような従来のものの欠点を除去するた
めになされたもので、上記速度調整器と電流調整器の間
に第２の電流調整器を設けて、等価的な電流制御系のゲ
インを増大させて、速度応答がよく、トルク脈動が少な
くなる電流制御装置を提供することを目的としている。

以下この発明の一実施例を図について説明する。

第２図において２０１は横軸電流演算器、２０２は速度
調整器１０１の信号と横軸電流演算器２０１の信号を比
較増巾し、その出力信号を各相の正弦波電流制御回路１
０ａ，１０ｂ，１０ｃの掛算器１０３へ与える第２電流
調整器である。その他の構成は第１図ａと同様である。
周知の如く、同期電動機の電機子起磁力は、ベクトル表
示で界磁起磁力と同方向の直軸成分と、その直角方向の
横軸成分に分けられるが、トルクに寄与するのは横軸成
分のみで、次の変換式で得られるのはよく知られている
。

今、零相分をＩ。

、直軸成分をＩｄ、横軸成分をＩｑとすれば、３相電機
子巻線電流１ｕ，ｉｖ，ｉｗのＵｎｉｔ＆Ｒｙ変換式は
となり、横軸電流成分Ｉｑについて上式（１）を展開す
れば、となる。

ここでＫ＝−／÷ ，θ＝ωｔ（ω；電機子電流の角速
度→である。

各相の電機子電流が３相平衡した正弦波電流とすると、
電流の式は次のように表わされる。

ここで、φは各電機子電流と各横軸電流成分の位相差を
示し、Ｉｍは電機子電流のピーク値を示す。

（３）式を（２）式に代入すればとなり、直流成分のみ
が得られる。

電機子電流が３相不平衡になると、不平衡分が（４）式
の直流成分の他に交流成分を生じる。

横軸電流演算器２０１は（２）式の演算を行なわせるも
ので、その構成例を第３図に示す。図においてＩｕ，Ｉ
ｖ，Ｉｗは各相の電流制御回路１０ａ，１０ｂ，１０ｃ
内の基準回路１０２の信号、Ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは上記各
相の電流制御回路内の電流検出器１０６の信号、３０１
ａ，３０１ｂ，３０１ｃは掛算器、３０２は加算器であ
る。Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは電動機の無負荷誘起電圧位相と
同相となるように固定されているとき、となり、横軸電
流演算器２０１は（２成の演算を行なう。

トルクに比例した横軸電流演算器２０１の信号と速度調
整器１０１の信号を第２電流調整器２０２で比較増巾し
て各相の正弦波電流制御回路１０ａ，１０ｂ，１０ｃへ
出力するため、第２電流調整器２０２はトルク制御を行
なうことになる。これにより、上記電流制御回路１０ａ
，１０ｂ，１０ｃによる電流制御応答の悪さをカバーし
て、速度調整器１０１の出力信号で与えられるトルク指
令に対する電動機出力トルクの関係が線形化され、速度
制御性能が向上する。正弦波電流制御用領域のゲインを
上げることができ、そのとき電機子電流の指令値に対す
る位相遅れ角φを生じ、トルクがＣＯｓφだけ減少する
が、第２電流調整器２０２の作用により、その減少分だ
け電流指令値を大きくして（４）式のＩｍを増加させ、
トルクに比例したＩｑの量を指令値に保持できる。すな
わち第２電流調整器２０２に積分要素あるｔ社比例積分
要素を持たせる。このように正弦波電流制御用の電流調
整器１０４のゲインを上げることができるため、電機子
電流の三相不平衡が減少され、トルク脈動も少なくする
ことができる。以上の実施例は第１図ａの方式に適用し
た場合であるが、この発明は第１図ｂの方式にも適用で
き、速度調整器１０１と、三角波状電流制御回路１１ａ
，１１ｂの掛算器１０３の中間に第２電流調整器２０２
を設けて上記第２電流調整器２０２のフイードバツク信
号を横軸電流演算器２０１の信号とする構成として可能
となる。

ただし横軸電流演算器２０１の入力信号としては、回転
磁界に同期した基準の正弦波信号１ｕ，Ｉｖ，Ｉｗを基
準回路１１２の他の回路例えば第１図ａの基準回路１０
２を追加して作り、また電機子電流１ｕ，ｉｖ，ｉｗと
しては電機子電流を検出するか、２組の電流検出器１０
６の信号より、第４図で示されるような方法で得ること
ができる。第４図は２組の電流検出器１０６の信号１Ｌ
，ｉＨより、３相電流を得る方式を図示したもので、こ
のような合成論理を２組のインバータで行なわせて、正
弦波電流を電機子に供給している。即ち、第４図に於て
、ＩＬ，ｉＨは電機子電流の電気角で言えば、互いに６
０Ｈ位相差を有する三角波状の波形であり、各々第１図
ｂの電流制御器１１ａ，１１ｂの整流器１１３により出
力され、例えばＵ相の電機子電流１ｕの合成は次のよう
にして行える。

正の半サイクルにおいて、〔００くθ≦６００のとき〕
Ｉｕ＝ＩＬ＝Ｉｍｓｉｎθとなり、インバータ１１４ｂ
ｆ）Ｕ相の正のアーム（図示していない）のみからＵ相
の電機子電流が供給される。

〔６０のくθく１２０電のとき〕Ｓｉｎθとなり、イン
バータ１１４ａと１１４ｂの各Ｕ相の正アーム（図示し
ていない）からＵ相の電機子電流が供給される。＝Ｉｍ
ｓｉｎθとなり、インバータ１１４ａと１１４ｂの各Ｕ
相の負アーム（図示していない）からＵ相の電機子電流
が供給される。

（θ−３００機）｝＝Ｉｍｓｉｎθとなり、インバータ
１１４ｂｆ）Ｕ相の負アーム（図示していない》からＵ
相の電機子電流が供給される。

ｖ相とＷ相の電機子電流１ｖ，ｉｗの合成方法も、ＩＬ
，ｉＨが電機子電流の電気角に対して１２０、毎に同じ
繰返し波形となるため、Ｕ相の場合を同様にして得られ
る。

以上のようにこの発明によれば、電流波形制御用第１電
流調整器と速度調整器の中間に横軸電流成分をフイード
バツク信号とする第２電流調整器を備えることにより、
速度制御性能を向上でき、トルク脈動を減少できる。

【図面の簡単な説明】

第１図Ａ，ｂはそれぞれ従来装置の一例を示す回路構成
図、第２図はこの発明の一実施例を示す回路構成図、第
３図はこの発明に用いる横軸電流演算器の細部一実施例
を示す接続図、第４図はこの発明に用いる横軸電流演算
器の入力信号の動作波形の一例を示すタイムチヤートで
ある。図中、１０１・・・速度調整器、１０２・・・基準回路
、１０３・・・掛算器、１０４・・・電流調整器、１０
５・・・ゲート回路、１０６・・・電流検出器、１０７
，１０８・・・整流器、１０９・・・同期電動機、１１
０・・・指速発電機、１１１・・位置検出器、１０ａ，
１０ｂ，１０ｃ・・・正弦波電流制御回路、１１ａ，１
１ｂ・・・三角波状電流制御回路、１１３・・・整流器
、１１４ａ、１１４ｂ・・・インバータ、１１５・・・
ゲート回路、１１６・・・論理回路、２０１・・・横軸
電流演算器、２０２・・・第２電流調整器、３０１ａ，
３０１ｂ、３０１ｃ・・・掛算器、３０２・・・加算器
、ＳＲ・・・速度指令、Ｉｑ・・・横軸電流成分、Ｉｕ
，Ｉｖ，Ｉｗ・・・Ｕ，Ｖ，Ｗ相正弦波基準信号、Ｉｕ
，ｉｖ，ｉｗ・・・Ｕ，Ｖ，Ｗ相電機子電流、ＩＬ，ｉ
ＩＩ・・・三角波状電流。

Claims

【特許請求の範囲】

１速度指令値と速度制御すべき同期電動機の実速度に
対応する信号との偏差に応じた出力を生ずる速度調整器
と、この速度調整器の出力に応じた信号と上記同期電動
機の電機子電流に応じた信号との偏差に応じた出力を生
ずる第１電流調整器と、この第１電流調整器の出力に応
じて点弧制御され上記同期電動機の電機子に正弦波電流
を供給するコンバータとを備えたものに於て、上記速度
調整器と上記第１電流調整器との間に、上記同期電動機
の回転子の位置検出信号により発生させた回転磁界に同
期したそれぞれの相の基準正弦波信号と実際の上記同期
電動機のそれぞれの相の電機子電流の値の積の各相分の
和で得られる電機子電流の横軸電流成分をフィードバッ
ク信号としこの信号と上記速度調整器の出力との偏差に
応じた信号を上記第１電流調整器へ出力する第２電流調
整器を設けた事を特徴とする同期電動機の速度制御装置
。