JPS59197818A - 物理量変換装置 - Google Patents
物理量変換装置Info
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- JPS59197818A JPS59197818A JP58072489A JP7248983A JPS59197818A JP S59197818 A JPS59197818 A JP S59197818A JP 58072489 A JP58072489 A JP 58072489A JP 7248983 A JP7248983 A JP 7248983A JP S59197818 A JPS59197818 A JP S59197818A
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- signal
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
- G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
- G01D5/14—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage
- G01D5/24—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying capacitance
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- General Physics & Mathematics (AREA)
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- Indication And Recording Devices For Special Purposes And Tariff Metering Devices (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
ａ、産業上の利用分野
この発明は、圧力、力などの物理量に応じてインピーダ
ンスが変化する可変インピーダンス素子を持つ検出部の
インピーダンス変化をオンオフデエーティサイクル信号
として検出し、これを４〜２０ｒｎＡの電流信号等に変
換して出力する物理量変換装置に関し、特にその検出部
の温度変動による温度誤差を補償しようとするものであ
る。
ンスが変化する可変インピーダンス素子を持つ検出部の
インピーダンス変化をオンオフデエーティサイクル信号
として検出し、これを４〜２０ｒｎＡの電流信号等に変
換して出力する物理量変換装置に関し、特にその検出部
の温度変動による温度誤差を補償しようとするものであ
る。
ｂ、従来例
従来、物理量に応じて二つの容量素子の静電容量が差動
的に変化し、これら容量素子の容量の大きさに関連した
オンオフデユーティ比のパルス信号を発生する差動容量
式変換器として、例えば特開昭５７−Ｌ４７１４号公報
に示すようガものが知られている。第１図はこのような
物理量変換装置を示し、■は差動容量式の検出部、■は
検出回路、■は検出回路■からのパルス信号を装置出力
としての電流信号に変換する変換回路である。
的に変化し、これら容量素子の容量の大きさに関連した
オンオフデユーティ比のパルス信号を発生する差動容量
式変換器として、例えば特開昭５７−Ｌ４７１４号公報
に示すようガものが知られている。第１図はこのような
物理量変換装置を示し、■は差動容量式の検出部、■は
検出回路、■は検出回路■からのパルス信号を装置出力
としての電流信号に変換する変換回路である。
検出部１において、ｃ、 ｌ Ｃ２は固定電極ｓｐ１．
ＳＦ３間において、移動電極ＭＰが大刃物理量に応じ
て変位し、これによって容量が差動的に変化する第１゜
第２の静電容量である。
ＳＦ３間において、移動電極ＭＰが大刃物理量に応じ
て変位し、これによって容量が差動的に変化する第１゜
第２の静電容量である。
検出回路■において、ＧＩ ＋ ０２は、第１．第２の
静電容量へ反転出力が各々接続されているナントゲート
、Ｇ３はナントゲートＧＩ ｒ ０２の出力が夫々第１
、第２の入力端に接続されているナントゲート、ＣＣ，
はナントゲートＧ３の出力端と第１．第２の静電容ｔｃ
＋ ＋ Ｃ２の移動電極計に接続された定値電流制限回
路、ＣＯＭは移動電極ＭＰに一方の入力端が接続され、
他方の入力端に基準電圧が与えられた比較器＼Ｃ３は第
１．第２の静電容量Ｃｉ、Ｃ２とアース間に直列に接続
された容量で、比較器ＣＯＭへの信号ルヘル調整用の容
量である。ＣＴはカウンタ、Ｇ４は比較器ＣＯＭからの
パルス信号をナントゲートｃｌ、 Ｇ２の一方の入力端
に与えるインバータ、Ｇ５はカウンタＣＴからのパルス
信号を反転し、ナンドゲ−）Ｇ２の他方の入力端に与え
るインバータである。
静電容量へ反転出力が各々接続されているナントゲート
、Ｇ３はナントゲートＧＩ ｒ ０２の出力が夫々第１
、第２の入力端に接続されているナントゲート、ＣＣ，
はナントゲートＧ３の出力端と第１．第２の静電容ｔｃ
＋ ＋ Ｃ２の移動電極計に接続された定値電流制限回
路、ＣＯＭは移動電極ＭＰに一方の入力端が接続され、
他方の入力端に基準電圧が与えられた比較器＼Ｃ３は第
１．第２の静電容量Ｃｉ、Ｃ２とアース間に直列に接続
された容量で、比較器ＣＯＭへの信号ルヘル調整用の容
量である。ＣＴはカウンタ、Ｇ４は比較器ＣＯＭからの
パルス信号をナントゲートｃｌ、 Ｇ２の一方の入力端
に与えるインバータ、Ｇ５はカウンタＣＴからのパルス
信号を反転し、ナンドゲ−）Ｇ２の他方の入力端に与え
るインバータである。
尚、ナントゲートＧ１にはカウンタＣＴの出力パルスが
直接与えられている。
直接与えられている。
このように構成された検出回路■は次のように動作する
。第１および第２の静電容量ｃ１ ＊ Ｃ２へ出力が接
続されているナンドデー）’Ｇ１．Ｇ２の出力が共にＨ
″の場合、第１．第２の静電容量ｃｌ、ｃ２の並列回路
とバイアス用の容量ｃ３との直列回路が充電され、これ
らの接続点Ｐの電位が急激に一定電圧に達する。このと
き比較器ＣＯＭの出方は°Ｈ“とｆｘ、シ、カウンタＣ
Ｔの出力がｌＨｌの状態にあれば、ナントゲートＧｌ
ｒ Ｃ２の出方は共にｌＨｌとなシ、ナントゲートＧ３
の出力は°Ｌ°となる。
。第１および第２の静電容量ｃ１ ＊ Ｃ２へ出力が接
続されているナンドデー）’Ｇ１．Ｇ２の出力が共にＨ
″の場合、第１．第２の静電容量ｃｌ、ｃ２の並列回路
とバイアス用の容量ｃ３との直列回路が充電され、これ
らの接続点Ｐの電位が急激に一定電圧に達する。このと
き比較器ＣＯＭの出方は°Ｈ“とｆｘ、シ、カウンタＣ
Ｔの出力がｌＨｌの状態にあれば、ナントゲートＧｌ
ｒ Ｃ２の出方は共にｌＨｌとなシ、ナントゲートＧ３
の出力は°Ｌ°となる。
この結果、定値電流制限回路ＣＣ，を介して、放電が開
始し、第１．第２の静電容量ＣＩ＋０２の並列回路と容
量Ｃ３との接続点Ｐの電位は直線的眞下がる。この電位
が比較器、ＣＯＭの基準電圧迄低下すると、その出力が
反転し、ナントゲートＧｌの出力は’Ｈ’、ナンドデー
）Ｇ２の出力はＩＬＩの状態となり、Ｐ点の電圧は急激
に一定電圧迄下がる。この状態では第１の静電容量Ｃ１
と、第２の静電容量Ｃ２と容量Ｃ３との並列回路とから
なる直列回路が充電され、Ｐ点の電位は直線的に上昇す
る。この電位が比較器ＣＯＭの基準電圧に達すると、そ
の出力が反転する。
始し、第１．第２の静電容量ＣＩ＋０２の並列回路と容
量Ｃ３との接続点Ｐの電位は直線的眞下がる。この電位
が比較器、ＣＯＭの基準電圧迄低下すると、その出力が
反転し、ナントゲートＧｌの出力は’Ｈ’、ナンドデー
）Ｇ２の出力はＩＬＩの状態となり、Ｐ点の電圧は急激
に一定電圧迄下がる。この状態では第１の静電容量Ｃ１
と、第２の静電容量Ｃ２と容量Ｃ３との並列回路とから
なる直列回路が充電され、Ｐ点の電位は直線的に上昇す
る。この電位が比較器ＣＯＭの基準電圧に達すると、そ
の出力が反転する。
このようにして、充電、放電動作が繰シ返きれ、第１の
静電容量Ｃ１に関連した周期のパルス信号が発生し、こ
の信号がカウンタＣＴに加えられる。このカウンタは、
比較器ＣＯＭからのパルスを一定数カウントすると、そ
の出力が“Ｈ”から“Ｌ”に変わり、また一定数カウン
トすると１Ｌ“からＨ″に反転する。
静電容量Ｃ１に関連した周期のパルス信号が発生し、こ
の信号がカウンタＣＴに加えられる。このカウンタは、
比較器ＣＯＭからのパルスを一定数カウントすると、そ
の出力が“Ｈ”から“Ｌ”に変わり、また一定数カウン
トすると１Ｌ“からＨ″に反転する。
カウンタＣＴの出力がＩＨＩからＩＬＩに変わると、第
２の静電容量Ｃ２に関連した周期のパルス信号が比較器
ＣＯＭから発生し、一定数パルスをカウントするとカウ
ンタＣＴの出力はｌＬｌからＨ”に反転する。
２の静電容量Ｃ２に関連した周期のパルス信号が比較器
ＣＯＭから発生し、一定数パルスをカウントするとカウ
ンタＣＴの出力はｌＬｌからＨ”に反転する。
このような動作の繰り返しによシ、カウンタＣＴの出力
にオンオフデー−ティ比Ｃ１／ （ＣＩ ＋ Ｃ２）の
′主信号パルスが得られる。
にオンオフデー−ティ比Ｃ１／ （ＣＩ ＋ Ｃ２）の
′主信号パルスが得られる。
次に変換回路■において、ＦＬｌ は抵抗Ｒ１と容量Ｃ
４からなるフィルタ回路で、この回路で得られた電圧は
、抵抗Ｒ２を通じ、演算増幅器ＡＩの非反転入力端に供
給される。また、この非反転入力端には定電圧源ｖ２と
アース間に接続された可変抵抗ＶＲ１の可動子が抵抗Ｒ
３を通じ接続されている。即ち、演算増幅器Ａｌの非反
転入力端には信号電圧にゼロバイアス用の電圧が加算さ
れた電圧ｖ１が加えられている。演算増幅器Ａｌの反転
入力端は、出力側に一端が接続され、他端が後出のバッ
ファ増幅器Ａ２の出力端に接続された可変抵抗ＶＲ２の
可動子に接続されている。
４からなるフィルタ回路で、この回路で得られた電圧は
、抵抗Ｒ２を通じ、演算増幅器ＡＩの非反転入力端に供
給される。また、この非反転入力端には定電圧源ｖ２と
アース間に接続された可変抵抗ＶＲ１の可動子が抵抗Ｒ
３を通じ接続されている。即ち、演算増幅器Ａｌの非反
転入力端には信号電圧にゼロバイアス用の電圧が加算さ
れた電圧ｖ１が加えられている。演算増幅器Ａｌの反転
入力端は、出力側に一端が接続され、他端が後出のバッ
ファ増幅器Ａ２の出力端に接続された可変抵抗ＶＲ２の
可動子に接続されている。
バッファ増幅器Ａ２の非反転入力端は定電圧源ｖ７゜を
抵抗Ｒ４，Ｒｓで分圧した電圧が与えられている。
抵抗Ｒ４，Ｒｓで分圧した電圧が与えられている。
出力側は可変抵抗ＶＲ２の他端に接続されると共に、地
抵抗Ｒ，，Ｒ７を介し接続されている。Ａ３は非反転入
力端に抵抗Ｒ８を介し、演算増幅器ＡＩの出力ＶＯＩ
が与えられた演算増幅器で、この非反転入力端は抵抗Ｒ
９を経て定電圧源Ｖ２へ接続されると共に、抵抗ＲＩＯ
を介し２線式の負側端子Ｔ２に接続されている。
力端に抵抗Ｒ８を介し、演算増幅器ＡＩの出力ＶＯＩ
が与えられた演算増幅器で、この非反転入力端は抵抗Ｒ
９を経て定電圧源Ｖ２へ接続されると共に、抵抗ＲＩＯ
を介し２線式の負側端子Ｔ２に接続されている。
演算増幅器Ａ３０反転側入力端にはバッファ増幅器Ａ２
よりの一定電圧を抵抗Ｒ６とＲ７で分圧した電圧が与え
られている。
よりの一定電圧を抵抗Ｒ６とＲ７で分圧した電圧が与え
られている。
ｃｃ２は一端が２線式の正側端子ＴＩに接続された定ｒ
電流回路、ηは、演算増幅器Ａ３の出力がベースに与え
られ、コレクタが正側端子Ｔｌに接続され、エミッタが
帰還抵抗Ｒｆに接続された出力トランジスタである。
られ、コレクタが正側端子Ｔｌに接続され、エミッタが
帰還抵抗Ｒｆに接続された出力トランジスタである。
このように構成された変換回８Ｉ［ｌは茨のように動作
する。前段の検出口８■よυ、オンオフデ−ティ比Ｃ１
／（ＣＩＩＯ２）で、波高値が電源電圧■２に等しい主
信号パルスが与えられると、フィルタ回路ＦＬ、には、 ■ＦＬｉ−＝−・ｖ２ ・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・（＋）Ｃ１＋Ｃ２ なる信号電圧が得られる。ＣＩ ｒ Ｃ２は以下のよう
に表わせるから、 （但し、ε：電極間の媒体の誘電率、ΔＰ：入刃物理量
、Ｃｏ：ΔＰ＝Ｏのときの初期容’Ｊ２［、Ｋ１ ’定
数）（１）式は以下のように書き換えることができる。
する。前段の検出口８■よυ、オンオフデ−ティ比Ｃ１
／（ＣＩＩＯ２）で、波高値が電源電圧■２に等しい主
信号パルスが与えられると、フィルタ回路ＦＬ、には、 ■ＦＬｉ−＝−・ｖ２ ・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・（＋）Ｃ１＋Ｃ２ なる信号電圧が得られる。ＣＩ ｒ Ｃ２は以下のよう
に表わせるから、 （但し、ε：電極間の媒体の誘電率、ΔＰ：入刃物理量
、Ｃｏ：ΔＰ＝Ｏのときの初期容’Ｊ２［、Ｋ１ ’定
数）（１）式は以下のように書き換えることができる。
１千ＫｌΔＰ
ＶＦＬｊ ”□・Ｖｚ ・・・・・・・・・・・・・
・・・・・（４）抵抗Ｒ２，Ｒ３の抵抗値が夫々等しい
場合、演算増幅器Ａ１の非反転入力端には以下の電圧Ｖ
ｉが与えられる。
・・・・・（４）抵抗Ｒ２，Ｒ３の抵抗値が夫々等しい
場合、演算増幅器Ａ１の非反転入力端には以下の電圧Ｖ
ｉが与えられる。
（但し、α：可変抵抗ＶＲ，の抵抗分割比）一方、演算
増幅器Ａ１０入出力間において、なる関係が成り立ち、
この増幅器の出力電圧ＶＯＩは以下のように表わすこと
ができる。
増幅器Ａ１０入出力間において、なる関係が成り立ち、
この増幅器の出力電圧ＶＯＩは以下のように表わすこと
ができる。
（但し、β：可変抵抗ｖＨ２の抵抗分割比）演算増幅器
Ａ３の反転入力端に与えられる一定電圧ｖ８け以下のよ
うに表わすことができる。
Ａ３の反転入力端に与えられる一定電圧ｖ８け以下のよ
うに表わすことができる。
また、演算増幅器Ａ３の非反転入力端側を通って２線式
の負側端子Ｔｌへ流れる電流について以下のような関係
が成り立つ。
の負側端子Ｔｌへ流れる電流について以下のような関係
が成り立つ。
（但し、Ｅｆ＝ ＩＯＲ５：抵抗Ｒｚに発生する電圧）
抵抗Ｒ９＝Ｒ１ｏとし、式（６）、 （７）、 （８）
を式（９）に代入し出力電流■。ＶＣついて整理すると
、以下の式が得られる。
抵抗Ｒ９＝Ｒ１ｏとし、式（６）、 （７）、 （８）
を式（９）に代入し出力電流■。ＶＣついて整理すると
、以下の式が得られる。
電流信号として２線伝送送路を介し伝送される。
上記した従来装置において、温度変化に基づく出力変動
は以下の２つの原因によるものと考えられる。
は以下の２つの原因によるものと考えられる。
■ 静電容量ＣＩ ＊ ｃ、、そのものが温度によって
変化する温度変動 ■ 検出部Ｉにおいて、高圧側及び低圧側の受圧ダイア
フラムのミスマツチング（有効面積の差）、結合部品の
ミスマツチング等主として機構部品の合せ込み不足が原
因になって起る温度変動で、実際に入力がないにも拘ら
ず温度だけで受圧部が変化し出力変動を発生させるもの
。
変化する温度変動 ■ 検出部Ｉにおいて、高圧側及び低圧側の受圧ダイア
フラムのミスマツチング（有効面積の差）、結合部品の
ミスマツチング等主として機構部品の合せ込み不足が原
因になって起る温度変動で、実際に入力がないにも拘ら
ず温度だけで受圧部が変化し出力変動を発生させるもの
。
上記■に関して、従来装置では、検出回路■においてＣ
Ｉ／ （Ｃ１＋ Ｃ２）なる演算を行い、温度によって
同相的に変化する静電容量Ｃ１、Ｃ２の温度誤差を除い
ており、このような温度補償により装置出力の温度変動
誤差は±０．１％、’ｓｏｔ程度にすることが出来る。
Ｉ／ （Ｃ１＋ Ｃ２）なる演算を行い、温度によって
同相的に変化する静電容量Ｃ１、Ｃ２の温度誤差を除い
ており、このような温度補償により装置出力の温度変動
誤差は±０．１％、’ｓｏｔ程度にすることが出来る。
更に１上記■に関して、機構部品の合せ込みにより、こ
の部分の温度誤差を±０．５〜±１．０％／ｓａｔ程度
迄下げ、上記■、■にょる温度誤差をトータルで、Ｗ、
６〜±１．１％１５０で程度迄にすることが出来る。
の部分の温度誤差を±０．５〜±１．０％／ｓａｔ程度
迄下げ、上記■、■にょる温度誤差をトータルで、Ｗ、
６〜±１．１％１５０で程度迄にすることが出来る。
然るに、最近になって温度誤差を更に小さくする要求が
起り、例えば一般用で、±０．２〜０．２５％、、’ｓ
ｏｈ。
起り、例えば一般用で、±０．２〜０．２５％、、’ｓ
ｏｈ。
高確度用で、±０．１％／ｓ ｏ ’ｃの温度誤差を要
求するものがある。
求するものがある。
このような要求を満足させる為には、上記■の原因によ
る誤差を小さくすることが不可欠圧なって来る。しかし
、これ以上機構設刷、製造の段階で機構部品の合わせ込
み精度を上げることは難がしく、仮りにこれが出来だと
してもコストが嵩む。
る誤差を小さくすることが不可欠圧なって来る。しかし
、これ以上機構設刷、製造の段階で機構部品の合わせ込
み精度を上げることは難がしく、仮りにこれが出来だと
してもコストが嵩む。
このような問題点を避ける為に電気的な方法により温度
誤差を補償することが考えられる。その一つとして、セ
ンサ固有の温度特性を有する温度信号をセンナ自身を用
いて検出し、この信号を用いて圧力検出信号に演算処理
を施こし、温度補償を行うものが特開昭５７−４４８３
０号公報により知られている。
誤差を補償することが考えられる。その一つとして、セ
ンサ固有の温度特性を有する温度信号をセンナ自身を用
いて検出し、この信号を用いて圧力検出信号に演算処理
を施こし、温度補償を行うものが特開昭５７−４４８３
０号公報により知られている。
この装置では、圧力信号を出力するブリッジ回路に一定
電流を供給し、ブリッジの全電圧から温度に関連した信
号を得て、これを用いて圧力に関連したブリッジのアン
バランス電圧に演算処理を施こすものであるが、この装
置から得られる信号は直流信号であり、本発明のような
インピーダンス素子のインピーダンス値に関連したオン
オフデユーティ比のパルス信号を出力するものにこの方
法を直ちに利用することは出来ない。
電流を供給し、ブリッジの全電圧から温度に関連した信
号を得て、これを用いて圧力に関連したブリッジのアン
バランス電圧に演算処理を施こすものであるが、この装
置から得られる信号は直流信号であり、本発明のような
インピーダンス素子のインピーダンス値に関連したオン
オフデユーティ比のパルス信号を出力するものにこの方
法を直ちに利用することは出来ない。
Ｃ発明の目的
本発明で解決しようとする技術的課題は、大刃物理量に
応じて少くとも一方のインピーダンスが変化する第１．
第２のインピーダンス素子を有し、これらインピーダン
ス素子のインピーダンス値に関連したオンオフデー−テ
ィ比のパルス信号を発生する物理量変換装置において、
検出部の機構部分のミスマツチングに起因する温度変動
誤差を、ｊ１１気的に補償することである。
応じて少くとも一方のインピーダンスが変化する第１．
第２のインピーダンス素子を有し、これらインピーダン
ス素子のインピーダンス値に関連したオンオフデー−テ
ィ比のパルス信号を発生する物理量変換装置において、
検出部の機構部分のミスマツチングに起因する温度変動
誤差を、ｊ１１気的に補償することである。
ｄ 発明の構成並びに作用
本発明の構成は、大刃物理量に応じて少くとも一方のイ
ンピーダンスが変化する第１．第２のインピーダンス素
子を備え、これらインピーダンス素子のインピーダンス
値に夫々関連したパルス信号を発生させ、これらパルス
信号に基づきオンオフデユーティ比が上記インピーダン
ス値に関連した主信号パルスを発生させるようにした物
理量変換装置において、■上記インピーダンス素子のイ
ンピーダンス値に夫々関連したパルス信号、或は」二記
主信号パルスより一定時間幅のパルス信号を発生させる
手段と、■これら一定時間幅のパルス信号の一方と上記
主信号パルスとを用いて演ａ−を行い温度に関連した信
号電圧を発生させる手段とを設け、この信号７ｄ圧を用
いて、変換回路における（ＣＩ Ｃ２）／ （ＣＩ
十Ｃ２）或はＣ１／（Ｃ］＋Ｃ２）なる演算によっては
除き得ない検出部の温度変動誤差を補償するものである
。
ンピーダンスが変化する第１．第２のインピーダンス素
子を備え、これらインピーダンス素子のインピーダンス
値に夫々関連したパルス信号を発生させ、これらパルス
信号に基づきオンオフデユーティ比が上記インピーダン
ス値に関連した主信号パルスを発生させるようにした物
理量変換装置において、■上記インピーダンス素子のイ
ンピーダンス値に夫々関連したパルス信号、或は」二記
主信号パルスより一定時間幅のパルス信号を発生させる
手段と、■これら一定時間幅のパルス信号の一方と上記
主信号パルスとを用いて演ａ−を行い温度に関連した信
号電圧を発生させる手段とを設け、この信号７ｄ圧を用
いて、変換回路における（ＣＩ Ｃ２）／ （ＣＩ
十Ｃ２）或はＣ１／（Ｃ］＋Ｃ２）なる演算によっては
除き得ない検出部の温度変動誤差を補償するものである
。
θ、実施例
以下図面に従い本発明の詳細な説明する。第２図は本発
明の実施例装置を示す回路図で、ゼロ点の温度補償を行
う場合の回路図である。第１図における要素と同じ要素
には同一符号を付し説明は省略する。ｒｖは本発明にお
ける温度検出回路を示す。
明の実施例装置を示す回路図で、ゼロ点の温度補償を行
う場合の回路図である。第１図における要素と同じ要素
には同一符号を付し説明は省略する。ｒｖは本発明にお
ける温度検出回路を示す。
温度検出回路ｒｖにおいて、問は、一方の入力にナント
ゲートＧ１より静電容量Ｃ１に関連した周期のパルス信
号が、他方の入力にインバータＧ６を介しナントゲート
Ｇ２から静電容量Ｃ２に関連した周期のパルス信号が交
互に与えられている単安定マルチバイブレータで、出力
端から静電容量Ｃ，に関する時間（Ｔ１）静電容ｉｃ＋
に応じて周期が変化するパルス信号が、静電容量Ｃ２に
関する時間（Ｔ２）静電容量Ｃ２に応じ周期が変化する
パルス信号が出力される。
ゲートＧ１より静電容量Ｃ１に関連した周期のパルス信
号が、他方の入力にインバータＧ６を介しナントゲート
Ｇ２から静電容量Ｃ２に関連した周期のパルス信号が交
互に与えられている単安定マルチバイブレータで、出力
端から静電容量Ｃ，に関する時間（Ｔ１）静電容ｉｃ＋
に応じて周期が変化するパルス信号が、静電容量Ｃ２に
関する時間（Ｔ２）静電容量Ｃ２に応じ周期が変化する
パルス信号が出力される。
ｓｗ、 、 ＦＬ２は第１のサンプルホールド回路を構
成するスイッチとフィルタ回路、Ｓｗ２．ＦＬ３は第２
のサンプルホールド回路を構成するスイッチとフィルタ
回路である。スイッチＳＷ１．ＳＷ２はカウンタＣＴか
らの主信号パルスによって駆動される。
成するスイッチとフィルタ回路、Ｓｗ２．ＦＬ３は第２
のサンプルホールド回路を構成するスイッチとフィルタ
回路である。スイッチＳＷ１．ＳＷ２はカウンタＣＴか
らの主信号パルスによって駆動される。
上記第１．島２サンプルホールド回路の電圧信号はＡ点
において加算され、バッファ増幅器Ｍの非反転入力端に
加えられる。ＶＢ２はバッファ増幅器Ａ４の出力を一定
比率に分割する可変抵抗で、この抵抗の可動子は、可変
抵抗ＶＲＩよりゼロ点調整用の電圧が与えられている演
算増幅器ＡＩの非反転入力端に接続されている。
において加算され、バッファ増幅器Ｍの非反転入力端に
加えられる。ＶＢ２はバッファ増幅器Ａ４の出力を一定
比率に分割する可変抵抗で、この抵抗の可動子は、可変
抵抗ＶＲＩよりゼロ点調整用の電圧が与えられている演
算増幅器ＡＩの非反転入力端に接続されている。
このように構成された温度検出回路■ｖの動作を第３図
の波形図を診照し乍ら説明する。第３図（ａ）は単安定
マルチバイブレータ廐の一方の入力に与えられるナント
ゲートＧ１の出力パルス、第３図（ｂ）は単安定マルチ
パイプレーク朧の他方の入力に与えられるナントゲート
Ｇ２の出力を反転させたパルス信号、第３図（ｃ）は単
安定マルチバイブレーク廐の出力パルス、第３図（ｄ）
はオンオフデユーティ比ｃ＋／ （ＣＩ 十Ｃ２） ”
Ｔ４ ／ （ＴＩ ＋ Ｔ２ ）の、カウンタｃＴか
らの主信号パルスである。
の波形図を診照し乍ら説明する。第３図（ａ）は単安定
マルチバイブレータ廐の一方の入力に与えられるナント
ゲートＧ１の出力パルス、第３図（ｂ）は単安定マルチ
パイプレーク朧の他方の入力に与えられるナントゲート
Ｇ２の出力を反転させたパルス信号、第３図（ｃ）は単
安定マルチバイブレーク廐の出力パルス、第３図（ｄ）
はオンオフデユーティ比ｃ＋／ （ＣＩ 十Ｃ２） ”
Ｔ４ ／ （ＴＩ ＋ Ｔ２ ）の、カウンタｃＴか
らの主信号パルスである。
単安定マルチバイブレータ廐の入力には、静電容量Ｃ，
ＩＩＣ関する時間Ｔ１の間、静電容量Ｃ１に応じた周期
のパルス信号（第３図（＆））が与えられ、静電容量Ｃ
２に関する時間Ｔ２の間、静電容量Ｃ２に応じた周期の
パルス信号（第３図（ｂ））が与えられ、出力に、第３
図（ｅ）に示すような一定の時間幅Ｔ。と、電源電圧Ｖ
２に等しい波高値を有するパルス列信号が出力される。
ＩＩＣ関する時間Ｔ１の間、静電容量Ｃ１に応じた周期
のパルス信号（第３図（＆））が与えられ、静電容量Ｃ
２に関する時間Ｔ２の間、静電容量Ｃ２に応じた周期の
パルス信号（第３図（ｂ））が与えられ、出力に、第３
図（ｅ）に示すような一定の時間幅Ｔ。と、電源電圧Ｖ
２に等しい波高値を有するパルス列信号が出力される。
スイッチＳＷ、とＳＷ２とは上記主信号パルスによって
差動的に切り換えられる。この結果、フィルタ回路ＦＬ
２には、ｎ−Ｖ、・Ｔｏ ／ Ｔｌなる電圧が得られ、
フィルタ回路ＦＬ３には、 ｎ・”ｚ 、Ｔｏ ／ Ｔ
２なる電圧が得られる。これらの電圧はＡ点において加
算され、バッファ増幅器Ａ４の出力に以下のような電圧
Ｖ。２が得られる。
差動的に切り換えられる。この結果、フィルタ回路ＦＬ
２には、ｎ−Ｖ、・Ｔｏ ／ Ｔｌなる電圧が得られ、
フィルタ回路ＦＬ３には、 ｎ・”ｚ 、Ｔｏ ／ Ｔ
２なる電圧が得られる。これらの電圧はＡ点において加
算され、バッファ増幅器Ａ４の出力に以下のような電圧
Ｖ。２が得られる。
また、
＝−二 川・・山・・・ｔｉｚε
εｏ（１＋γΔｔ） であるから、ｆｌｌ１式は以下のように書き改められ、
温度に関連した出力が得られる。
εｏ（１＋γΔｔ） であるから、ｆｌｌ１式は以下のように書き改められ、
温度に関連した出力が得られる。
２
ＶＯ２” □ ・・山・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・！Ｊ３εｏ（１＋γΔｔ） （但し、ε０：温度ＯＣのときの誘電率、γ：銹電率変
化定数。封液としてシリコンオイルが用いられたとき−
１，Ｉ８ Ｘ １０−３／ ’Ｃ、Ｋ２ ；定数）この
出力電圧は可変抵抗ｖＲ３で分割され、可変抵抗ＶＲ，
よυのゼロ点調整用の電圧に加算されて、演１１．増幅
器Ａ１の非反転入力端に加えられる。このときの入力電
圧■１′は以下のように表わすことが出来る。
・・・・・！Ｊ３εｏ（１＋γΔｔ） （但し、ε０：温度ＯＣのときの誘電率、γ：銹電率変
化定数。封液としてシリコンオイルが用いられたとき−
１，Ｉ８ Ｘ １０−３／ ’Ｃ、Ｋ２ ；定数）この
出力電圧は可変抵抗ｖＲ３で分割され、可変抵抗ＶＲ，
よυのゼロ点調整用の電圧に加算されて、演１１．増幅
器Ａ１の非反転入力端に加えられる。このときの入力電
圧■１′は以下のように表わすことが出来る。
２
＋ ａ ・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・α４εｏ（１＋γΔｔ） （但し、ａ：可変抵抗ＶＲ３の抵抗分割比）゛上記式に
おいて、温度に関連した信号成分は定数項、即ちゼロ点
電圧を温度によって変えるよう働らき、検出部■の機構
部品のミスマツチング等に起因するゼロ点温度変動を補
償することが出来る。
・・・・・・・・α４εｏ（１＋γΔｔ） （但し、ａ：可変抵抗ＶＲ３の抵抗分割比）゛上記式に
おいて、温度に関連した信号成分は定数項、即ちゼロ点
電圧を温度によって変えるよう働らき、検出部■の機構
部品のミスマツチング等に起因するゼロ点温度変動を補
償することが出来る。
職式より明らかなように、本実施例におけるゼロ点補正
用の電圧は温度変化に反比例した電圧であったが、これ
とは異なり温度に比例した補正用電圧を得ることも出来
る。
用の電圧は温度変化に反比例した電圧であったが、これ
とは異なり温度に比例した補正用電圧を得ることも出来
る。
第４図は温度に比例したゼロ点補正用の電圧を得る為の
温度検出回路ＩＶの具体例である。本図において第２図
に示す温度検出回路における要素と実質的に同じ要素に
は同一符号を付し説明は省略する。
温度検出回路ＩＶの具体例である。本図において第２図
に示す温度検出回路における要素と実質的に同じ要素に
は同一符号を付し説明は省略する。
単安定マルチバイブレータ爪は一方の入力ＩＮ。
Ｋ検出回路■からオンオフデユーティ比ＣＩ／（ＣＩ＋
０２）＝ Ｔｌ ／ （Ｔ１ ＋ Ｔ２ ）の主信号パ
ルスが与えられている。
０２）＝ Ｔｌ ／ （Ｔ１ ＋ Ｔ２ ）の主信号パ
ルスが与えられている。
ｓｗａハ、単安定マルチバイブレータ既の出力パルルス
がｌＨｌのときオンになり、上記主信号パルスを通過さ
せるスイッチである。ＦＬ４はスイッチＳ■ｊを介して
与えられるノくルス信号を平−滑するフィルり回路、Ｓ
〜Ｖ４ 、 ＳＷｓは上記主信号ノくルスによって逆
相的に制御されるスイッチで、スイッチＳＷ４ ＋”１
上記主１呂号パルスがＨ°のときオンになる。ＦＬ５は
これらスイッチ要素を介し与″れるノくルス信号を平滑
するフィルタ回路であり。
がｌＨｌのときオンになり、上記主信号パルスを通過さ
せるスイッチである。ＦＬ４はスイッチＳ■ｊを介して
与えられるノくルス信号を平−滑するフィルり回路、Ｓ
〜Ｖ４ 、 ＳＷｓは上記主信号ノくルスによって逆
相的に制御されるスイッチで、スイッチＳＷ４ ＋”１
上記主１呂号パルスがＨ°のときオンになる。ＦＬ５は
これらスイッチ要素を介し与″れるノくルス信号を平滑
するフィルタ回路であり。
このように構成された温度検出回路の動作を第５１９１
の波形図を参照し乍ら説明する。第５図（ａ）は単安定
マルチバイブレークλ偶の入力ＩＮ、にカロえられる主
（ｔｔ号パルス、第５図（ｂ）は単安定マルチノくイブ
レーク高４の出カッ々ルスで、Ｔ１に比較し充分ブ疋キ
い一定の時ｊＷ１幅ＴＯを崩する。
の波形図を参照し乍ら説明する。第５図（ａ）は単安定
マルチバイブレークλ偶の入力ＩＮ、にカロえられる主
（ｔｔ号パルス、第５図（ｂ）は単安定マルチノくイブ
レーク高４の出カッ々ルスで、Ｔ１に比較し充分ブ疋キ
い一定の時ｊＷ１幅ＴＯを崩する。
スイッチＳＷ３は第５図（ａ）の主信号ｌ＜ルスの入来
と同期し１寺間ＴＯの間オンになり、その［１１１時［
川幅Ｔ。
と同期し１寺間ＴＯの間オンになり、その［１１１時［
川幅Ｔ。
の主信号パルスを通過させる。
スイッチＳＷ３がオフになるとフィルり回Ｅ ＦＬ４０
′ｉ↓Ｌ圧が保持され、Ｂ点には以下の直Ｍｔ、Ｎ圧Ｖ
ＦＬ４が得られる。
′ｉ↓Ｌ圧が保持され、Ｂ点には以下の直Ｍｔ、Ｎ圧Ｖ
ＦＬ４が得られる。
Ｔ１．、、、、、、、＝、−０−−ｔ１５１ＶＦＬ４−
” ’ｒｏ ’ Ｖｚ 上記直流電圧は更にスイッチＳＷ４において、オンオフ
デー−ティ比Ｔｌ／ （ＴＩ ＋ Ｔ２ ）の主信号パ
ルスと乗算され、フィルタ回路ＦＬ５の０点に以下のよ
うな直流電圧ＶＦＬ５が得られる。
” ’ｒｏ ’ Ｖｚ 上記直流電圧は更にスイッチＳＷ４において、オンオフ
デー−ティ比Ｔｌ／ （ＴＩ ＋ Ｔ２ ）の主信号パ
ルスと乗算され、フィルタ回路ＦＬ５の０点に以下のよ
うな直流電圧ＶＦＬ５が得られる。
上記式において、Ｔ１ ／ ＴＯ＝ε（＋＋ＫｌΔＰ）
であり、ＴＩ／（ＴＩ＋Ｔ２）＝ ＣＩ／（ＣＩ＋０
２）：（１４に１ΔＰ）／２であるから、０ｅ式は以下
のように書き換えることが出来る。
であり、ＴＩ／（ＴＩ＋Ｔ２）＝ ＣＩ／（ＣＩ＋０
２）：（１４に１ΔＰ）／２であるから、０ｅ式は以下
のように書き換えることが出来る。
１＋に１ΔＰ２
＝ −： Ｒ３・εＯ（Ｉ＋γΔｔ） ・・・・・・
・・・・・α乃（但し、Ｒ３：定数） このように、０点に得られた電圧ｖＦＬ５は温度に比例
しており、この電圧をバッファ増幅器Ａ４に与え、この
出力を可変抵抗ＶＲ３で分割した後演算増幅器Ａ１の非
反転入力端に与えれば、第２図におけろ場合と同様、検
出部■の機構部品のミスマツチング等ＶＣ起因するゼロ
点温度変動を補償することが出来る。
・・・・・α乃（但し、Ｒ３：定数） このように、０点に得られた電圧ｖＦＬ５は温度に比例
しており、この電圧をバッファ増幅器Ａ４に与え、この
出力を可変抵抗ＶＲ３で分割した後演算増幅器Ａ１の非
反転入力端に与えれば、第２図におけろ場合と同様、検
出部■の機構部品のミスマツチング等ＶＣ起因するゼロ
点温度変動を補償することが出来る。
上記のような温度に比例した補正用電圧を使用するか、
或は温度に反比例した補正用電圧を使うかけ、検出部Ｉ
のゼロ点温度特性に応じて決められる。
或は温度に反比例した補正用電圧を使うかけ、検出部Ｉ
のゼロ点温度特性に応じて決められる。
上記補正用電圧を一定温度で零にし、この温度を基準に
プラス或はマイナスの補正用電圧を得ることも出来る。
プラス或はマイナスの補正用電圧を得ることも出来る。
第６図に示す回路はこの目的を満たすものである。
本図において、’ｒ３． Ｔ４は第２図におけるフィル
タ回路ＦＬ２． ＦＬ３で得られた電圧ｎ−Ｖ２−
Ｔｏ ／ＴＩ及びｎ、Ｖ７・Ｔｏ／Ｔ２が夫々加えられ
ている端子、Ａ５は正、負電源に接続され、非反転入力
端に上記二つの電圧を加算した電圧、即ち、２・ｎ−Ｖ
、／εが加えられ、反転側入力端が、例えば基準温度２
０′ｃのときのものに対応する温度信号電圧２・ｎ−Ｖ
２／ε２０′ｃを発生する可変抵抗ＶＲ４に抵抗１１を
介し接続された演算増幅器である（但し、ε２ｏ′ｃ二
２０′ｃのときの電極間の媒体の誘電率）。この演算増
幅器の反転入力端は、抵抗ＲＩ２を介しこの増幅器の出
力に接続されている。
タ回路ＦＬ２． ＦＬ３で得られた電圧ｎ−Ｖ２−
Ｔｏ ／ＴＩ及びｎ、Ｖ７・Ｔｏ／Ｔ２が夫々加えられ
ている端子、Ａ５は正、負電源に接続され、非反転入力
端に上記二つの電圧を加算した電圧、即ち、２・ｎ−Ｖ
、／εが加えられ、反転側入力端が、例えば基準温度２
０′ｃのときのものに対応する温度信号電圧２・ｎ−Ｖ
２／ε２０′ｃを発生する可変抵抗ＶＲ４に抵抗１１を
介し接続された演算増幅器である（但し、ε２ｏ′ｃ二
２０′ｃのときの電極間の媒体の誘電率）。この演算増
幅器の反転入力端は、抵抗ＲＩ２を介しこの増幅器の出
力に接続されている。
Ａ６は正、負電源に接続され、反転入力端が抵抗Ｒ１３
を介し演算増幅器Ａ５の出力に接続され、非反転入力端
が接地された演算増幅器で、この増幅器の出力は抵抗Ｒ
１４を介し、この増幅器の反転入力端に接続されている
。これら増幅器Ａ５．Ａ６の出力は、壕だ可変抵抗ＶＲ
５の両端に夫々接続されている。
を介し演算増幅器Ａ５の出力に接続され、非反転入力端
が接地された演算増幅器で、この増幅器の出力は抵抗Ｒ
１４を介し、この増幅器の反転入力端に接続されている
。これら増幅器Ａ５．Ａ６の出力は、壕だ可変抵抗ＶＲ
５の両端に夫々接続されている。
次に、このように構成された回路の動作を説明する。抵
抗Ｒ１１＋ ”＋２ ＋ ＲＩ３ ＋ Ｒ１４の
値が等しいとき、演算増幅器Ａ５の出力電圧ｖｏ３は以
下のように表わすことが出来る。
抗Ｒ１１＋ ”＋２ ＋ ＲＩ３ ＋ Ｒ１４の
値が等しいとき、演算増幅器Ａ５の出力電圧ｖｏ３は以
下のように表わすことが出来る。
また、演算増幅器Ａ６の出力電圧ＶＯ４は以下のように
表わすことが出来る。
表わすことが出来る。
鳴
従って、可変抵抗ＶＲ５の可動子に得られる電圧ＶＯ５
け以下のように表わすことが出来る。
け以下のように表わすことが出来る。
（但し、δ、抵抗分割比）
上記式から明らかなように、温度が２１のとき補正用電
圧■。５は零となシ、δを変えればプラス或はマイナス
の補正用電圧が得られる。即ち、δ＝Ｏのとき、 δ＝１／２のとき、 ■ｏ５−０ δ＝１のとき、 となる。
圧■。５は零となシ、δを変えればプラス或はマイナス
の補正用電圧が得られる。即ち、δ＝Ｏのとき、 δ＝１／２のとき、 ■ｏ５−０ δ＝１のとき、 となる。
次にスパン温度変動を補償する場合の本発明実施例装置
について説明する。第７図はスパン変動補正用の電圧を
得る為の温度検出回路の具体例を示す。
について説明する。第７図はスパン変動補正用の電圧を
得る為の温度検出回路の具体例を示す。
本具体例では、第２図に示す温度検出回路ｒｖにおいて
得られた、温度変化に反比例した電圧を利用し、この電
圧に主信号（ＣＶ（Ｃ１＋ｃ２））を掛は合わせ、温度
と大刃物理量に関連したスパン変動補正用電圧を求める
ものである。
得られた、温度変化に反比例した電圧を利用し、この電
圧に主信号（ＣＶ（Ｃ１＋ｃ２））を掛は合わせ、温度
と大刃物理量に関連したスパン変動補正用電圧を求める
ものである。
本図において、第２図における要素と同じものには同一
符号を付し説明は省略する。ＳＷａ 、 ＳＷ７は上
記主信号パルスによって差動的に駆動されるスイッチ、
ＦＬ６はこれらスイッチと共にサンプルホールド回路を
構成するフィルタ回路、Ａ７は非反転入力端にフィルタ
回路ＦＬ６の電圧が与えられ、反転入力端が可変抵抗Ｖ
Ｒ３の可動子に接続された演算増幅器、ＶＲａけこの演
算増幅器の出力を一定比率に分割する可変抵抗で、本図
では図示されていないが、この抵抗の可動子は第２図に
示す演算増幅器Ａ１の非反転入力端に抵抗を介し接続さ
れる。
符号を付し説明は省略する。ＳＷａ 、 ＳＷ７は上
記主信号パルスによって差動的に駆動されるスイッチ、
ＦＬ６はこれらスイッチと共にサンプルホールド回路を
構成するフィルタ回路、Ａ７は非反転入力端にフィルタ
回路ＦＬ６の電圧が与えられ、反転入力端が可変抵抗Ｖ
Ｒ３の可動子に接続された演算増幅器、ＶＲａけこの演
算増幅器の出力を一定比率に分割する可変抵抗で、本図
では図示されていないが、この抵抗の可動子は第２図に
示す演算増幅器Ａ１の非反転入力端に抵抗を介し接続さ
れる。
次に、このように構成された温度検出回路ＩＶの動作に
ついて説明する。可変抵抗ｖＲ３の可動子には、Ｑ３．
（１４１式から判るように以下の電圧ＶＯａが得られ
る。
ついて説明する。可変抵抗ｖＲ３の可動子には、Ｑ３．
（１４１式から判るように以下の電圧ＶＯａが得られ
る。
一方、主信号パルスＣ＋／ （Ｃ１＋Ｃ２”）は（２）
、 （３）式より以下のように変換出来る。
、 （３）式より以下のように変換出来る。
スイッチｓＷ６． ｓＷ７は上記主信号パルスによっ
て駆動され、フィルタ回Ｐ８ＦＬ６に以下のような電圧
■ＦＬ６が得られる。
て駆動され、フィルタ回Ｐ８ＦＬ６に以下のような電圧
■ＦＬ６が得られる。
演ａ、増幅器Ａ７において、上記ｖｏａとＶＦＬ６との
引算が行われ、出力として以下の電圧ＶＯ？が得られる
。
引算が行われ、出力として以下の電圧ＶＯ？が得られる
。
」二記出力電圧は温度に関連し且つ大刃物理量に関連し
ている。従って、この電圧を可変抵抗ＶＲ６で適当に分
割し、抵抗を介し変換回路■中の演算増幅器Ａ、の非反
転入力端に、検出回路■からの入力１ご号に加算して与
えるようにすれば、温度によるスパン変動を補償するこ
とが出来る。
ている。従って、この電圧を可変抵抗ＶＲ６で適当に分
割し、抵抗を介し変換回路■中の演算増幅器Ａ、の非反
転入力端に、検出回路■からの入力１ご号に加算して与
えるようにすれば、温度によるスパン変動を補償するこ
とが出来る。
上記具体例では、スパン変動補正用の電圧は温度変化に
反比例した電圧であったが、第４図に示す回路を利用す
れば温度に比例した補正用電圧を簡単に作ることが出来
る。
反比例した電圧であったが、第４図に示す回路を利用す
れば温度に比例した補正用電圧を簡単に作ることが出来
る。
第８図は温度に比例したスパン変動補正用電圧を得る為
の温度検出回路ＩＶの具体例を示す。本図において、第
４図に示すものと同じ要素には同一符号を付しこれらに
ついての説明は省略する。
の温度検出回路ＩＶの具体例を示す。本図において、第
４図に示すものと同じ要素には同一符号を付しこれらに
ついての説明は省略する。
ＳＷ８＋ ＳＷｇは上記主信号パルスによって差動的に
駆動されるスイッチ、ＦＬ６はこれらスイッチと共にサ
ンプルホールド回路を構成するフィルタ回路、Ａ８は非
反転入力端にフィルタ回路ＦＬ７の電圧が与えられ、反
転入力端ＫＣ点の電圧に比例した電圧が与えられた演算
増幅器、■Ｒ７はこの演算増幅器の出力に接続された可
変抵抗である。
駆動されるスイッチ、ＦＬ６はこれらスイッチと共にサ
ンプルホールド回路を構成するフィルタ回路、Ａ８は非
反転入力端にフィルタ回路ＦＬ７の電圧が与えられ、反
転入力端ＫＣ点の電圧に比例した電圧が与えられた演算
増幅器、■Ｒ７はこの演算増幅器の出力に接続された可
変抵抗である。
次にこの回路の動作について説明する。０点には０９式
で示す温度に比例した電圧ＶＦＬ５が得られ、この電圧
がスイッチｓｗｇ 、 −ＳＷ９において上記主信号と
掛算され、フィルタ回路ＦＬ７に以下のような電圧ＶＦ
Ｌ７が得られる。
で示す温度に比例した電圧ＶＦＬ５が得られ、この電圧
がスイッチｓｗｇ 、 −ＳＷ９において上記主信号と
掛算され、フィルタ回路ＦＬ７に以下のような電圧ＶＦ
Ｌ７が得られる。
ｊ＋ＫｌΔＰ
＝１（３・ｃｏ（１＋γΔｔ）・□・・・・・・・・・
（２５）演ｑ、増幅器へ８において、上記ｖＦＬ５とｖ
ＦＬ７との引算が行われ、出力として以下の電圧■ｏ８
が得られる。
（２５）演ｑ、増幅器へ８において、上記ｖＦＬ５とｖ
ＦＬ７との引算が行われ、出力として以下の電圧■ｏ８
が得られる。
上記出力電圧は温度、並びに大刃物理量に比例しており
、この電圧を可変抵抗■Ｒ７で適当に分割した後、抵抗
を介し変換回路ｍ中の演算増幅器Ａ１の反転入力端に加
えるようにすれば、温度によるスパン変動が補償できる
。
、この電圧を可変抵抗■Ｒ７で適当に分割した後、抵抗
を介し変換回路ｍ中の演算増幅器Ａ１の反転入力端に加
えるようにすれば、温度によるスパン変動が補償できる
。
上記した本発明の詳細な説明は何れも一対の静’８Ｌ
Ｗはか大刃物理量に応じて差動的に変化する差動容量型
検出部Ｉを用いて温度補正用信号を導ひく場合であった
が、これに限らず一方の静電容量のみが変化し他方の静
電容量は大刃物理量によって変化しない単一容量型検出
部■を用いて温度補正用４８号を導びくことも出来る。
Ｗはか大刃物理量に応じて差動的に変化する差動容量型
検出部Ｉを用いて温度補正用信号を導ひく場合であった
が、これに限らず一方の静電容量のみが変化し他方の静
電容量は大刃物理量によって変化しない単一容量型検出
部■を用いて温度補正用４８号を導びくことも出来る。
第９図は、検出部■に単一容量型のセンサを用い、ゼロ
点温度補償を行う場合の本発明の実施例装置を示す回路
図である。本図において、第１図及び第２図における要
素と実質的に同じ要素には同一符号を付し説明は省略す
る。
点温度補償を行う場合の本発明の実施例装置を示す回路
図である。本図において、第１図及び第２図における要
素と実質的に同じ要素には同一符号を付し説明は省略す
る。
検出部Ｉにおいて、ｃｏは移動電極野が大刃物理量に応
じて変位しても容量値が変化しない固定の静電容量であ
る。
じて変位しても容量値が変化しない固定の静電容量であ
る。
温度検出回路ＩＶにおいて、単安定マルチバイブレータ
悪の入力にはインバータＧ５より、主信号パルスを反転
させたパルス信号が加えられている。
悪の入力にはインバータＧ５より、主信号パルスを反転
させたパルス信号が加えられている。
５Ｗｌｏば、単安定マルチバイブレータ取の出力パルス
によって駆動され、オンのとき上記反転主信号パルスを
通過させるスイッチである。ＦＬ８はスイッチＳＷ、Ｏ
とサンプルホールド回路を構成するフィルタ回路である
。
によって駆動され、オンのとき上記反転主信号パルスを
通過させるスイッチである。ＦＬ８はスイッチＳＷ、Ｏ
とサンプルホールド回路を構成するフィルタ回路である
。
このように構成された温度検出回路の動作を第１０図の
波形図に従い説明する。第１０図（＆）はカラン
□りＣＴの出力であるオンオフデー−ティ比Ｔｔ／（Ｔ
Ｉ＋Ｔｃ）の主信号パルスである（但し、Ｔ１：静電容
量Ｃ１に関連する時間、Ｔｏ：固定の静電容量Ｃｏに関
連する時間）。第１０図（ｂ）はインバータＧ５の出力
波形で、上記主信号パルスを反転させたもの。第１０図
（ｃ）は単安定マルチバイブレータ取の出力パルスで、
第１０図（ｂ）の反転主信号パルスの立上シに同期し、
時間幅Ｔ。に比較して充分長い一定の時間幅’ｒｏを有
する。
波形図に従い説明する。第１０図（＆）はカラン
□りＣＴの出力であるオンオフデー−ティ比Ｔｔ／（Ｔ
Ｉ＋Ｔｃ）の主信号パルスである（但し、Ｔ１：静電容
量Ｃ１に関連する時間、Ｔｏ：固定の静電容量Ｃｏに関
連する時間）。第１０図（ｂ）はインバータＧ５の出力
波形で、上記主信号パルスを反転させたもの。第１０図
（ｃ）は単安定マルチバイブレータ取の出力パルスで、
第１０図（ｂ）の反転主信号パルスの立上シに同期し、
時間幅Ｔ。に比較して充分長い一定の時間幅’ｒｏを有
する。
スイッチ５Ｗｌｏは時間Ｔｏの間オンになり、その間、
固定の静電容量ｃｏに関連した時間幅Ｔｃを有する反転
主信号パルスを通過させる。これによりフィルタ回路Ｆ
Ｌ８１ＣＴｏでＴｃを割算した電圧”ＦＬ８が得られる
。
固定の静電容量ｃｏに関連した時間幅Ｔｃを有する反転
主信号パルスを通過させる。これによりフィルタ回路Ｆ
Ｌ８１ＣＴｏでＴｃを割算した電圧”ＦＬ８が得られる
。
上記式において、Ｔｏ、Ｖ２は一定であり、上記式は以
下のように書き換えることが出来、温度に比例した電圧
が得られる。
下のように書き換えることが出来、温度に比例した電圧
が得られる。
（但し、Ｋ４：定数）
この電圧はバッファ増幅器Ａ４に与えられ、この出力を
可変抵抗ＶＲ３で分割した後、演算増幅器Ａ。
可変抵抗ＶＲ３で分割した後、演算増幅器Ａ。
の非反転入力端に与えれば、先の実施例同様、ゼロ点の
温度変動を補償することが出来る。
温度変動を補償することが出来る。
次に、検出部■に単一容量型のセンサを用い、スパンの
温度変動を補償する場合について説明する。第１１図は
スパン変動補正用の電圧を得る為の温度検出回路の具体
例を示す。
温度変動を補償する場合について説明する。第１１図は
スパン変動補正用の電圧を得る為の温度検出回路の具体
例を示す。
本具体例で第２図に示す要素と同じ要素には同一符号を
付し説明は省略する。単安定マルチバイブレーク雇の入
力には、静電容量Ｃ１に関する期間Ｔ１の間、静電容量
Ｃ，に応じた周期のパルス信号が与えられ、固定静電容
量ｃｏに関する期間Ｔｃの間、静電容量ｃｏに応じた周
期のパルス信号が与えられ、出力に、一定時間幅’ｒｏ
と波高値ｖ２を持つパルス列が出力される。
付し説明は省略する。単安定マルチバイブレーク雇の入
力には、静電容量Ｃ１に関する期間Ｔ１の間、静電容量
Ｃ，に応じた周期のパルス信号が与えられ、固定静電容
量ｃｏに関する期間Ｔｃの間、静電容量ｃｏに応じた周
期のパルス信号が与えられ、出力に、一定時間幅’ｒｏ
と波高値ｖ２を持つパルス列が出力される。
フィルタ回路ＦＬ２にはｎ−Ｖ、・Ｔｏ／Ｔｔなる電圧
が得られ、フィルタ回路ＦＬ３にはｎ・■７・ＴＯ／Ｔ
０なる電圧が得られ、これらの電圧を演算増幅器Ａ９に
おいて引算することによって、以下のような温度並びに
入刃物理叶に関連した電圧ＶＯ９が得られる。
が得られ、フィルタ回路ＦＬ３にはｎ・■７・ＴＯ／Ｔ
０なる電圧が得られ、これらの電圧を演算増幅器Ａ９に
おいて引算することによって、以下のような温度並びに
入刃物理叶に関連した電圧ＶＯ９が得られる。
丑だ、ＴＯ／’ｒ＋ ＝ （１＋ ＫΔＰ）／ε、Ｔｏ
／Ｔｏ ＝ ＋／εであるから、上記式は以下のように
書き換えることが出来る。
／Ｔｏ ＝ ＋／εであるから、上記式は以下のように
書き換えることが出来る。
（但し、Ｋ、：定数）
この電圧を可変抵抗ＶＲ９で適当て分割した後、抵抗を
介し変換回Ｅｍ中の演算増幅器Ａ１の非反転入力端に加
えるようにすれば、先の実施例同様、温度によるスパン
変動が補償できる。
介し変換回Ｅｍ中の演算増幅器Ａ１の非反転入力端に加
えるようにすれば、先の実施例同様、温度によるスパン
変動が補償できる。
ｆ 発明の効果
本発明によれば、検出部の機構部分のミスマツチング等
に起因する温度変動誤差を効果的に塩９除くことが出来
る。
に起因する温度変動誤差を効果的に塩９除くことが出来
る。
尚、上記実施例の説明では、検出部！のセンサとして静
電容量を用いた場合について説明したが、これに限らず
抵抗、インダクタンス等容景以外のインピーダンス素子
であってもか壕わない。
電容量を用いた場合について説明したが、これに限らず
抵抗、インダクタンス等容景以外のインピーダンス素子
であってもか壕わない。
第１図は従来の物理量変換装置を示す回路図、第２図は
本発明の実施例装置を示す回路図、第３図は第２図の不
発明実施例装置の動作を説明する為の波形図、第４図は
本発明における温度検出回路の具体例を示す回路図、第
５図は第４図に示す温度検出回路の動作を説明する為の
波形図、第６図はプラス或はマイナスの補正用電圧を得
る為あ回路図、第７図及び第８図は本発明における温度
検出回路の他の具体例を示す回路図、第９図は検出部Ｉ
Ｋ単一容量型のセンナを用いた場合の本発明の実施例装
置を示す回路図、第１０図は第９図の本発明実施例装置
の動作を説明する為の波形図、第１１図は検出部■に単
一容量型センサを用いた場合の本発明における温度検出
回路の他の具体例を示す回路図である。 ＩＶ・・・温度検出回路、Ｃ１，Ｃ２，ｃｏ・・・静電
容量、ＭＭ・・・単安定マルチバイブレータ、８ｗ１〜
ＳＷ、ｏ・・・スイッチ、ＦＴＪ１〜ＦＬ８・・・フィ
ルタ回路。
本発明の実施例装置を示す回路図、第３図は第２図の不
発明実施例装置の動作を説明する為の波形図、第４図は
本発明における温度検出回路の具体例を示す回路図、第
５図は第４図に示す温度検出回路の動作を説明する為の
波形図、第６図はプラス或はマイナスの補正用電圧を得
る為あ回路図、第７図及び第８図は本発明における温度
検出回路の他の具体例を示す回路図、第９図は検出部Ｉ
Ｋ単一容量型のセンナを用いた場合の本発明の実施例装
置を示す回路図、第１０図は第９図の本発明実施例装置
の動作を説明する為の波形図、第１１図は検出部■に単
一容量型センサを用いた場合の本発明における温度検出
回路の他の具体例を示す回路図である。 ＩＶ・・・温度検出回路、Ｃ１，Ｃ２，ｃｏ・・・静電
容量、ＭＭ・・・単安定マルチバイブレータ、８ｗ１〜
ＳＷ、ｏ・・・スイッチ、ＦＴＪ１〜ＦＬ８・・・フィ
ルタ回路。
Claims (2)
- （１） 大刃物理量に応じて少くとも一方のインピー
ダンスが変化する第１．第２のインピーダンス素子を備
え、これらインピーダンス素子のインピーダンス値に夫
々関連したパルス信号を発生させ、これらパルス信号に
基づきオンオフデユーティ比が上記インピーダンス値に
関連した主信号パルスを発生させるようにした物理量変
換装置において、上記インピーダンス素子のインピーダ
ンス値に夫夫関連したパルス信号より一定時間幅のパル
ス信号を得ろ手段と、この一定時間幅のパルス信号と上
記主信号パルスとを用いて演算を行い温度に関連した信
号電圧を発生させる手段とを具備し、この信号電圧によ
り温度補償を行う物理量変換装置。 - （２） 入刃物理酢に応じて少くとも一方のインピー
ダンスが変化する第１．第２のインピーダンス素子を備
え、これらインピーダンス素子のインピーダンス値に夫
々関連したパルス信号を発生させ、これらパルス信号に
基づきオンオフデー−ティ比が上記インピーダンス値に
関連した主信号パルスを発生させるようにした物理量変
換装置において、上記主信号パルスより一定時間幅のパ
ルス信号を得る手段と、この一定時間幅のパルス信号と
上記主信号パルスとを用いて演算を行い温度に関連した
信号電圧を発生させる手段とを具備し、この信号電圧に
よシ温度補償を行う物理量変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58072489A JPS59197818A (ja) | 1983-04-25 | 1983-04-25 | 物理量変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58072489A JPS59197818A (ja) | 1983-04-25 | 1983-04-25 | 物理量変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59197818A true JPS59197818A (ja) | 1984-11-09 |
| JPH0374324B2 JPH0374324B2 (ja) | 1991-11-26 |
Family
ID=13490781
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58072489A Granted JPS59197818A (ja) | 1983-04-25 | 1983-04-25 | 物理量変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59197818A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0250028A2 (de) * | 1986-06-18 | 1987-12-23 | Philips Patentverwaltung GmbH | Schaltungsanordnung zur Kompensation von temperatur- und nichttemperatur-bedingtem Driften eines kapazitiven Sensors |
| WO1988001396A1 (en) * | 1986-08-18 | 1988-02-25 | Kabushiki Kaisha Komatsu Seisakusho | Laser scanner |
| JP2016075520A (ja) * | 2014-10-03 | 2016-05-12 | 富士電機株式会社 | 電流測定装置 |
-
1983
- 1983-04-25 JP JP58072489A patent/JPS59197818A/ja active Granted
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0250028A2 (de) * | 1986-06-18 | 1987-12-23 | Philips Patentverwaltung GmbH | Schaltungsanordnung zur Kompensation von temperatur- und nichttemperatur-bedingtem Driften eines kapazitiven Sensors |
| WO1988001396A1 (en) * | 1986-08-18 | 1988-02-25 | Kabushiki Kaisha Komatsu Seisakusho | Laser scanner |
| US5005929A (en) * | 1986-08-18 | 1991-04-09 | Kabushiki Kaisha Komatsu Seisakusho | Apparatus including a laser scanner |
| JP2016075520A (ja) * | 2014-10-03 | 2016-05-12 | 富士電機株式会社 | 電流測定装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0374324B2 (ja) | 1991-11-26 |
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