JPS59194596A - デイジタル信号再生装置 - Google Patents
デイジタル信号再生装置Info
- Publication number
- JPS59194596A JPS59194596A JP7031983A JP7031983A JPS59194596A JP S59194596 A JPS59194596 A JP S59194596A JP 7031983 A JP7031983 A JP 7031983A JP 7031983 A JP7031983 A JP 7031983A JP S59194596 A JPS59194596 A JP S59194596A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- pcm
- pwm
- digital signal
- bit
- switching
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
- H04R1/00—Details of transducers, loudspeakers or microphones
- H04R1/005—Details of transducers, loudspeakers or microphones using digitally weighted transducing elements
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Circuit For Audible Band Transducer (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は複数ビットのPCMディジタル信号ヲスビーカ
で再生するようにしたディジタル信号再生装置に関する
ものである。
で再生するようにしたディジタル信号再生装置に関する
ものである。
従来例の構成とその問題点
一般に、PCMディジタル信号による高忠実音楽再生に
おいて、そり信号を電力増幅してスピーカで発音させる
手段としては、 (1)信号をディジタル・アナログ変換後AB級電力増
幅器でスピーカを発音させる。
おいて、そり信号を電力増幅してスピーカで発音させる
手段としては、 (1)信号をディジタル・アナログ変換後AB級電力増
幅器でスピーカを発音させる。
(2)信号をPWM変換してD級電力増幅器でスピーカ
を発音させる。
を発音させる。
(3)直接スイッチングしてディジタルスピーカで発音
させる。
させる。
という各々の方法が知られている。前述した(1)の方
式は現在最も一般的に行なわれている方法であり 、
(2)の方式に関しては(1)の方式における電力効率
を改善する方法として用いられる。しかしPCMディジ
タル信号の量子化ビット数が増加した場合。
式は現在最も一般的に行なわれている方法であり 、
(2)の方式に関しては(1)の方式における電力効率
を改善する方法として用いられる。しかしPCMディジ
タル信号の量子化ビット数が増加した場合。
使用出来る素子がなくなる。例えば40 KHzサンプ
リング周波数で量子化ビット数を16bitとした場合
、PCM−PWM変換器のクロック周波数FCは FC≧40KH2X 216(65536)”2.e
x 1o9(h)となり、変換素子、スイッチング素子
は実際入手しにくい問題があった。また(3)の方式は
ビット数に対応したボイスコイルを施したスピーカを直
接駆動するものであり、各ウェイト付けは2°、21゜
22・・・・・・2nとしだものであるが、現実問題と
して多くのボイスコイルを同一ボビン上に巻く事は非常
に困難であり、−!た実現したとしてもスピーカの能率
を極端に劣化させるものである。
リング周波数で量子化ビット数を16bitとした場合
、PCM−PWM変換器のクロック周波数FCは FC≧40KH2X 216(65536)”2.e
x 1o9(h)となり、変換素子、スイッチング素子
は実際入手しにくい問題があった。また(3)の方式は
ビット数に対応したボイスコイルを施したスピーカを直
接駆動するものであり、各ウェイト付けは2°、21゜
22・・・・・・2nとしだものであるが、現実問題と
して多くのボイスコイルを同一ボビン上に巻く事は非常
に困難であり、−!た実現したとしてもスピーカの能率
を極端に劣化させるものである。
発明の目的
本発明は、PCMディジタル信号iPWM変換してD級
電力増幅器でスピーカを駆動する場合に、PCM−PW
M変換器のクロック周波数を低く設定し、かつ遅延ひず
みを除去してスピーカを駆動することができるディジタ
ル信号再生装置を提供することにある。
電力増幅器でスピーカを駆動する場合に、PCM−PW
M変換器のクロック周波数を低く設定し、かつ遅延ひず
みを除去してスピーカを駆動することができるディジタ
ル信号再生装置を提供することにある。
発明の構成
本発明のディジタル信号再生装置は、複数ビットのPC
Mディジタル信号を所定のビットブロック単位に分割し
、その分割数と同じ個数のアップ串ダウンカウンタを1
対としたPCM−PWM変換器で変換し、その変換信号
を同一スピーカポビン上に設けた上記分割数と同じ個数
のボイスコイルに加えると共に上記PCM−PWM変換
器と上記ボイスコイルのいずれか一方にビット分割によ
る補正のだめの重み付けを施したものである。
Mディジタル信号を所定のビットブロック単位に分割し
、その分割数と同じ個数のアップ串ダウンカウンタを1
対としたPCM−PWM変換器で変換し、その変換信号
を同一スピーカポビン上に設けた上記分割数と同じ個数
のボイスコイルに加えると共に上記PCM−PWM変換
器と上記ボイスコイルのいずれか一方にビット分割によ
る補正のだめの重み付けを施したものである。
実施例の説明
第1図は本発明の一実施例を示す。第1図において複数
ビットのPCMディジタル信号1はPCM−PWM変換
器2,3に供給されてPWM変換される。上記PCM−
PWM変換器2,3によりパルス幅変調されたPWM信
号は、スイッチング部4.6でパワースイッチングされ
、スピーカ6のボイスコイル7.8にそれぞれ供給され
ることにより、上記複数ビットのPCM信号に対応して
上記スピーカ6を駆動する。このような構成において、
いま、複数のPCMディジタル信号が12ビツト構成で
ある場合、2分割してPCM−PWM変換器2,3でP
WM変換される。この時分割しない場合のクロック周波
数F1と2分割の場合のクロック周波数F2を比較する
と。
ビットのPCMディジタル信号1はPCM−PWM変換
器2,3に供給されてPWM変換される。上記PCM−
PWM変換器2,3によりパルス幅変調されたPWM信
号は、スイッチング部4.6でパワースイッチングされ
、スピーカ6のボイスコイル7.8にそれぞれ供給され
ることにより、上記複数ビットのPCM信号に対応して
上記スピーカ6を駆動する。このような構成において、
いま、複数のPCMディジタル信号が12ビツト構成で
ある場合、2分割してPCM−PWM変換器2,3でP
WM変換される。この時分割しない場合のクロック周波
数F1と2分割の場合のクロック周波数F2を比較する
と。
F1=4oKHzX2 (4096)牛163MH2
F2−40 KHz X 26(64) 牛2.5 M
Hzのどとく極端に低い周波数に出来るものであり、P
CM−PWM変換とスイッチング時に発生する問題を極
端に低下出来る利点がある。具体的な変換回路を第2図
に示す。第2図において、11゜12はそれぞれダウン
カウンタ、13.14はそれぞれアップカウンタ、16
はJKフリップ70ツブであり、上記ダウンカウンタ1
2とアップカウンタ14の4つのデータ入力端りとダウ
ンカウンタ11とアップカウンタ1302つのデータ入
力端りに6ビツトのPCMディジタル信号が入力され、
上記アップカウンタ13.14のロード端Loにスター
トパルスが入力されると共に上記アップカウンタ14の
クロック入力端UPに5 MHz(RFC)のクロック
が入力され、上記アップカウンタ14のキャリ一端CA
が上記アップカウンタ13のクロック入力端UPに接続
される。そして上記アップカウンタ13のキャリ一端C
Aからのデータの一方は上記JKフリップフロップのク
リア端CLに入力され、他の一方は上記ダウンカウンタ
11.12のロード端L□に入力されると共に上記ダウ
ンカウンタ12のクロック入力端DOに2.6 MHz
(FC)のクロックが入力され、上記ダウンカウンタ
12のボロウ端Boが上記ダウンカウンタ11のクロッ
ク端上に接続される。そして上記ダウンカウンタ11の
ボロウ端Boからのデータは上記IKフリップフロップ
のクロック入力端OKに入力され、PWM変換されたP
WM信号が上記TK7リツプフロツプ出力端Qに出力さ
れる。このようにアップカウンタとダウンカウンタとf
:1対として構成することにより、PWM信号のパルス
幅が等しくなり、遅延ひずみを除去することが出来る。
F2−40 KHz X 26(64) 牛2.5 M
Hzのどとく極端に低い周波数に出来るものであり、P
CM−PWM変換とスイッチング時に発生する問題を極
端に低下出来る利点がある。具体的な変換回路を第2図
に示す。第2図において、11゜12はそれぞれダウン
カウンタ、13.14はそれぞれアップカウンタ、16
はJKフリップ70ツブであり、上記ダウンカウンタ1
2とアップカウンタ14の4つのデータ入力端りとダウ
ンカウンタ11とアップカウンタ1302つのデータ入
力端りに6ビツトのPCMディジタル信号が入力され、
上記アップカウンタ13.14のロード端Loにスター
トパルスが入力されると共に上記アップカウンタ14の
クロック入力端UPに5 MHz(RFC)のクロック
が入力され、上記アップカウンタ14のキャリ一端CA
が上記アップカウンタ13のクロック入力端UPに接続
される。そして上記アップカウンタ13のキャリ一端C
Aからのデータの一方は上記JKフリップフロップのク
リア端CLに入力され、他の一方は上記ダウンカウンタ
11.12のロード端L□に入力されると共に上記ダウ
ンカウンタ12のクロック入力端DOに2.6 MHz
(FC)のクロックが入力され、上記ダウンカウンタ
12のボロウ端Boが上記ダウンカウンタ11のクロッ
ク端上に接続される。そして上記ダウンカウンタ11の
ボロウ端Boからのデータは上記IKフリップフロップ
のクロック入力端OKに入力され、PWM変換されたP
WM信号が上記TK7リツプフロツプ出力端Qに出力さ
れる。このようにアップカウンタとダウンカウンタとf
:1対として構成することにより、PWM信号のパルス
幅が等しくなり、遅延ひずみを除去することが出来る。
これは第3図の従来のPCM−PWM変換器と第4図に
示すタイミングチャートかられかるようにPWM波はパ
ルス幅がせまい時も広いときも同じ位置から始まってい
る。これはレベルに比例した遅延ひずみが発生すること
を示す。
示すタイミングチャートかられかるようにPWM波はパ
ルス幅がせまい時も広いときも同じ位置から始まってい
る。これはレベルに比例した遅延ひずみが発生すること
を示す。
一方、PCM−PWM変換器2,3によシパルス幅変調
されたPWM信号はスイッチング部4゜5でパワースイ
ッチングされるが、スピーカ6のボイスコイル7.8の
巻線比が同一の場合、スイッチング電圧は上位ピッ)I
IIと下位ビット側゛では64:1の電圧比率でスイッ
チングされるように重み付けし、ビット分割の補正を加
えるようになっている。このようなスイッチング部の具
体的な構成例を第6図、第7図に示す。第6図、第7図
において、スイッチング部4はNPN型トランジスタ2
1とPNP型トランジスタ22を直列に接続し、それら
のベースに上位ビットのPWM信号を加えるように構成
すると共に64Vのスイッチング電圧を加えるように構
成したものである。また、スイッチ部5は上記スイッチ
ング部4と同様にトランジスタ23.24で構成すると
共に1■のスイッチング電圧を加えるように構成したも
のである。
されたPWM信号はスイッチング部4゜5でパワースイ
ッチングされるが、スピーカ6のボイスコイル7.8の
巻線比が同一の場合、スイッチング電圧は上位ピッ)I
IIと下位ビット側゛では64:1の電圧比率でスイッ
チングされるように重み付けし、ビット分割の補正を加
えるようになっている。このようなスイッチング部の具
体的な構成例を第6図、第7図に示す。第6図、第7図
において、スイッチング部4はNPN型トランジスタ2
1とPNP型トランジスタ22を直列に接続し、それら
のベースに上位ビットのPWM信号を加えるように構成
すると共に64Vのスイッチング電圧を加えるように構
成したものである。また、スイッチ部5は上記スイッチ
ング部4と同様にトランジスタ23.24で構成すると
共に1■のスイッチング電圧を加えるように構成したも
のである。
尚、上記の実施例では12ビツトのPCMディジタル信
号を上位と下位に2分割した場合について説明したが、
PCMディジタル信号のビット数は任意であり、壕だ分
割数を増加すればより効果的にクロック周波数を低下す
ることができる。また、ビット分割による補正はスイッ
チング部で行なう以外に、ボイスコイルの巻数比を変え
ることによっても行なうことができる。
号を上位と下位に2分割した場合について説明したが、
PCMディジタル信号のビット数は任意であり、壕だ分
割数を増加すればより効果的にクロック周波数を低下す
ることができる。また、ビット分割による補正はスイッ
チング部で行なう以外に、ボイスコイルの巻数比を変え
ることによっても行なうことができる。
発明の効果
以上のように本発明は、複数ビットのPCMディジタル
信号を所定のビットブロック単位に分割し、その分割数
と同じ個数のPCM−PWM変換器で変換し、スイッチ
ング部でパワースイッチングを行った変換信号を同一ス
ピーカポビン上に設けた上記分割数と同じ個数のボイス
コイルに加えると共に上記スイッチング部又は上記ボイ
スコイルのいずれか一方にビット分割による補正のため
の重み付けを施したものであるため、PCM−PWM変
換のだめのクロック周波数があ捷り高くなることな(、
PCMディジタル信号を高効率で電力増幅して再生でき
る利点を有する。又、PCM−PWM変換部にアップカ
ウンタとダウンカウンタとを1対とした構成のために、
従来のPCM−PWM変換器で発生していた遅延ひずみ
を除去することができ、忠実な音響再生が可能となった
。
信号を所定のビットブロック単位に分割し、その分割数
と同じ個数のPCM−PWM変換器で変換し、スイッチ
ング部でパワースイッチングを行った変換信号を同一ス
ピーカポビン上に設けた上記分割数と同じ個数のボイス
コイルに加えると共に上記スイッチング部又は上記ボイ
スコイルのいずれか一方にビット分割による補正のため
の重み付けを施したものであるため、PCM−PWM変
換のだめのクロック周波数があ捷り高くなることな(、
PCMディジタル信号を高効率で電力増幅して再生でき
る利点を有する。又、PCM−PWM変換部にアップカ
ウンタとダウンカウンタとを1対とした構成のために、
従来のPCM−PWM変換器で発生していた遅延ひずみ
を除去することができ、忠実な音響再生が可能となった
。
第1図は本発明によるディジタル信号再生装置の一実施
例のブロック図、第2図は同装置の一実施例のPClw
l−PWM変換部の具体回路図、第3図は従来例のPC
M−、PWM変換部の具体回路図。 第4図は第3図に示す回路図のタイミングチャート、第
6図は第2図に示す回路図のタイミングチャート、第6
図、第7図は同装置のスイッチング部の具体回路図であ
る。 1・・・・・・PCMディジタル信号、2,3・・・・
・・PCM−PWM変換器、4,6・・・・・・スイッ
チング部、6・・・・・・スピーカ、7,8・・・・・
・ボイスコイル。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか1名@1
図 第3図 第4図
例のブロック図、第2図は同装置の一実施例のPClw
l−PWM変換部の具体回路図、第3図は従来例のPC
M−、PWM変換部の具体回路図。 第4図は第3図に示す回路図のタイミングチャート、第
6図は第2図に示す回路図のタイミングチャート、第6
図、第7図は同装置のスイッチング部の具体回路図であ
る。 1・・・・・・PCMディジタル信号、2,3・・・・
・・PCM−PWM変換器、4,6・・・・・・スイッ
チング部、6・・・・・・スピーカ、7,8・・・・・
・ボイスコイル。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか1名@1
図 第3図 第4図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 0)複数ビットのPCMディジタル信号を所定のビット
ブロック単位に分割すると共にその分割数と同じ個数の
PCM−PWM変換部で変換し、その変換信号を同一ス
ピーカポビン上に設けた上記分割数と同じ個数のボイス
コイルに加えると共に上記PCM−PWM変換部と上記
ボイスコイルのいずれか一方にビット分割による補正の
だめの重み付けを施してなるディジタル信号再生装置。 (2)上記PCM−PWM変換部金アップカウンタとダ
ウンカウンタとを1対として構成した特許請求の範囲第
1項記載のディジタル信号再生装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7031983A JPS59194596A (ja) | 1983-04-20 | 1983-04-20 | デイジタル信号再生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7031983A JPS59194596A (ja) | 1983-04-20 | 1983-04-20 | デイジタル信号再生装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS59194596A true JPS59194596A (ja) | 1984-11-05 |
Family
ID=13428008
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7031983A Pending JPS59194596A (ja) | 1983-04-20 | 1983-04-20 | デイジタル信号再生装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS59194596A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5157730A (en) * | 1991-10-15 | 1992-10-20 | Hualon Microelectrics Corporation | Pulse rate modulation type piezoelectric crystal driver device |
US5592559A (en) * | 1991-08-02 | 1997-01-07 | Sharp Kabushiki Kaisha | Speaker driving circuit |
WO2020183943A1 (ja) * | 2019-03-13 | 2020-09-17 | アンデン株式会社 | 音声出力装置 |
-
1983
- 1983-04-20 JP JP7031983A patent/JPS59194596A/ja active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5592559A (en) * | 1991-08-02 | 1997-01-07 | Sharp Kabushiki Kaisha | Speaker driving circuit |
US5157730A (en) * | 1991-10-15 | 1992-10-20 | Hualon Microelectrics Corporation | Pulse rate modulation type piezoelectric crystal driver device |
WO2020183943A1 (ja) * | 2019-03-13 | 2020-09-17 | アンデン株式会社 | 音声出力装置 |
JP2020150389A (ja) * | 2019-03-13 | 2020-09-17 | アンデン株式会社 | 音声出力装置 |
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