JPS5917638B2 - Ｐｗｍインバ−タの同期運転装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は可変周波数・可変電圧の交流電力を出力するイ
ンバータ装置に係り、特に複数台のＰＷＭインバータの
同期運転を行う同期運転装置に関するものである。

一般にインバータ装置は直流電力を交流電力に逆変換す
る装置であり、これを用いて交流電動機の可変速運転を
行うことが知られている。

また交流電動機を駆動する場合電動機に印加する平均電
圧を調整して周波数と電圧の比を略一定とし、周波数を
高めれば電圧も高くするような関係をもたせることが有
利であることも公知である。この平均電圧を変える一つ
の手段にインバータの時間比： 制御という方法がある
。これはインバータの出力電圧を１サイクルのうち数回
オン・オフいわゆるチョッピングさせ、このオンとオフ
の時間比を変えることによつて所要の平均電圧を得るよ
うにするものである。このようなチョッピングにより出
０ 力電圧を制御するようにしたインバータはＰＷＭイ
ンバータと呼ばれている。ＰＷＭインバータにおいては
電動機の駆動電圧がチョッピングパルスの巾とチョッピ
ング周波数できまる。

また駆動周波数と駆動電圧との比を略５−定の関係とす
るためには駆動周波数に応じてチョッピングパルスの巾
を変化させなければならないが、インバータを構成する
例えばサイリスタであるスイッチング素子の制御限界が
あること、チョッピング回数が少い程スイッチング素子
に発生’０ される電力損失が小さいことなどの理由か
ら、インバータの出力周波数の上昇に伴いチョッピング
回数を減らすように制御する切替制御が行われている。
この方法によれば出力周波数が低いとき、スイッチング
素子の性能が許す限りチョッピング０５回数を増すよう
にしてチョッピングによる電動機のトルク脈動を軽減さ
せることが可能となる。これを第１図に示すＰＷＭイン
バータの公知例を用いて説明する。まず周波数制御につ
いては、周波数指令が導体ｊ０１０１に与えられると、
発振器１は指令信号電圧に対応する周波数を出力する。

この出力パルス列を入力とする分周器２は適切な比率で
分周しチョッピング回数を決定する同期信号を導体１０
３ａ、１０３ｂ、１０３ｃに出力する。三相信号発生器
１５３は分周器２の同期信号出力とは別の出力パルス列
からそれぞれ１２００位相差を有する信号を発生し、こ
の三相信号の一周期中の一定区間をチヨツピング信号で
時間比制御するものが分配器４である。分配器４の出力
はインバータ８を構成するスイツチング素子のオンオフ
指令となり、これらのスイツチング素子はゲート制御回
路７によつてスイツチング動作を行う。したがつてイン
バータ８は直流電源９の入力を得て所要の周波数を有す
る交流に変換して交流電動機１０に入力する。さらに電
圧制御については、変調器６は電圧制御器１４出力とチ
ヨツピング回数に比例する周波数を有する三角波信号と
を比較し、例えば導体１０５の指令値電圧が導体１０４
の三角波信号より高ければ論理値［０」、逆の場合論理
値「１」とそれぞれなるように時間比制御されたパルス
列に変調してチヨツピング信号を出力する。このチヨツ
ピング信号が分配器４に出力され分配器４は前述のよう
に作用させられる。また例示のように、電流指令が導体
１０２に与えられて演算器１３によりこの電流指令値と
電動機電流値とが演算され、その偏差が電圧制御器１４
に与えられて指令値と実際の電流値とが等しくなるよう
に電圧を制御する。なお電動機電流が変流器１１で検出
されて電流検出器１２により制御のための電動機電流値
信号が得られる。このように電流指令値に制御を行う場
合も電動機駆動周波数と電動機駆動電圧との比が略一定
となることは明らかである。さらにまたチヨツピング回
数の切替制御については、前述したように電動機駆動周
波数と電動機駆動電圧とによつてチヨツピングパルス巾
が決定され、チヨツピング回数切替器１５はこれら２信
号を演算してチヨツピングパルス巾が制限値内に Ｊ留
まるようにチヨツピング回数の切替指令を出力する。

この切替指令により三角波発生器５は分周器２の同期信
号出力から所要の信号を選択し、導体１０４の三角波信
号の周波数を切り替える。なお三角波信号は電動機駆動
周波数の整数倍となる ３ことは明白であり、チヨツピ
ング回数を変えることはその三角波信号の周波数倍率を
変えることと同義と言える。したがつてチヨツピング回
数切替器１５は倍率切替器と称しても何ら混乱を生じな
い。このような三角波信号が導体１０４に発生さ ４れ
て変調器６に入力される。このようにしてなるＰＷＭイ
ンバータを複数台用いて電動機の同期運転を行う場合、
各インバータの周波数を同一にして運転することによつ
てイつンバータ間の位相差運転が可能となり、この運転
によれば直流電源９に与える高調波誘導障害を軽減する
ことができる。

つまりＰＷＭインバータ２台例においては、同一負荷を
２台の交流電動機１０で各インバータ８の出力電圧に３
００の位相差をもうけて運転すると、導体１０１の周波
数指令および導体１０２の電流指令の２信号を共通する
ことによりそれぞれの交流電動機１０は略同一のトルク
で運転可能である。さらに直流電源９に現われる高調波
については極めて効果的に電動機駆動周波数の６倍およ
びこれの倍数の高調波成分を除去できる。しかしながら
交流電動機１０の機械的な取付方法や冷却風効果などの
設置環境の差異によりあるいは電動機自体の若干の特性
上の差位によつて同一周波数に対し同一電流値を得ると
きの電動機電圧が往々にして異なる。

これにより２個のインバータ８間の電動機電圧が相違し
てこれらの電圧差からチヨ゛ヌピング回数が異なる運転
状態が起り得る。例えば一方のインバータ８が相電圧の
半サイクル中チヨツピング回数が２回の場合は直流電源
９に現われる高調波成分が電動機，駆動周波数の６倍お
よびチヨツピング回数より決まる１２倍とその倍数で表
わされる周波数成分となり、また他方のインバータ８の
チヨツピング回数が３回であると直流電源９に現われる
高調波成分は電動機駆動周波数の６倍およびチヨツピン
グ回数より決まる１８倍とその倍数で表わされる周波数
成分となる。これらインバータ８間の出力電圧３００の
位相差をもうければ前述したように電動機駆動周波数の
６倍の成分の高調波は除去できるが、チヨツピング回数
の差異により一方のインバータから生じる１２倍と他方
のインバータから生じる１８倍の高調波成分との差つま
り再び６倍およびその倍数の次数の高調波成分が現われ
る。したがつて高調波除去を効果的に行うには２台のイ
ンバータ８は同一周波数で同一電流かつ同一チヨツピン
グ回数の運転を行う必要がある。本発明は上述したよう
な点に鑑み各インバータのチヨツピング回数を同時に切
り替えるようになした同期運転装置を提供するものであ
る。

第２図は本発明の一実施例を示すプロツク図、第３図は
第２図装置の具体例を示す部分回路図で、Ａ，Ｂはそれ
ぞれのＰＷＭインバータを示し、１６はチヨツピング回
数同時切替器である。

図中第１図と同符号のものは同じ構成部分を示す。この
ように示される第２図、第３図のものは、第１図に示さ
れるＰＷＭインバータの２台例であつて同一の負荷をそ
れぞれの交流電動機１０で各インバータ８の出力電圧に
３００の位相差を有し、周波数指令および電流指令を共
通して同期運転を行うものである。このようにしてなる
第２図装置について第３図に基づいて説明する。第３図
に示すチヨツピング回数切替器１５は例示の回路構成か
ら容易に推察されるところであり、その詳細な説明は省
略して入出力関係を述べる。

すなわちチヨツピング回数切替器１５それぞれは、電動
機駆動周波数と電動機電圧との信号を演算して一方から
導体１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃに、他方から導体１
０７ａ，１０７ｂ，１０７ｃにそれぞれの切替指令を出
力する。例えば導体１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃのう
ち導体１０６ａの論理値が「１」で他の論理値が「Ｏ」
であれば、三角波発生器５に導体１０３ａ，１０３ｂ，
１０３ｃのうちの導体１０３ａの同期信号を選択させる
指令であるとする。また導体１０６ｂの論理値のみ「１
」であれば導体１０３ｂの同期信号、導体１０６ｃの論
理値のみ「１」であれば導体１０３ｃの同期信号をそれ
ぞれ三角波発生器５が選択するものとする。なおこれら
同期信号については説明の便宜上導体１０３ａのものが
最も周波数が高く以下導体１０３ｂ，１０３ｃと順次低
く分周器２から出力されているとする。チヨツピング回
数同時切替器１６はチヨツピング回数切替器１５それぞ
れの導体１０６，１０７によるチヨツピング回数切替指
令を入力とし、導体１０８から各三角波発生器５に導体
１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃのうちの所要の同期信号
を選択させる指令を出力する。

すなわち１６ａは２入力の双方が論理値「Ｏ」のとき出
力が論理値「１」となりそれ以外の入力組合せのときに
出力が論理値「０」となるＮＯＲゲート素子、１６ｂは
入力が論理値「１」ならば出力が論理値「Ｏ」であり入
力が論理値「Ｏ」ならば出力が論理値「１」であるイン
バータゲート素子、１６ｃは２入力の双方が論理値「１
」のときのみ出力が論理値「１」となりそれ以外の入力
組合せで出力が論理値「Ｏ］であるＡＮＤゲート素子で
ある。いまＰＷＭインバータＡ，Ｂの２台の運転状態を
ＰＷＭインバータＢの電動機駆動電圧がＰＷＭインバー
タＡのそれよりも高い場合を想定する。

ＰＷＭインバータＡはチヨツピング回数切替器１５が導
体１０６ａの論理値のみ［１」とする出力発生により三
角波発生器５に導体１０３ａの最も高い周波数の同期信
号を選択するように指令する。これに対しＰＷＭインバ
ータＢは最高周波数の同期信号ではパルス巾の制限を受
けて高い電動機１駆動電圧を出力できないため、チヨツ
ピング回数切替器１５が導体１０７ｂのみを論理値「１
」とする出力により三角波発生器５には導体１０３ｂの
同期信号を選択するように指令する。これよりチヨツピ
ング回数同時切替器１６は導体１０６ａが論理値「１］
であるために導体１０７ａが論理値「Ｏ」であつても導
体１０９ａの論理値が「１」となる。仮りに導体１０７
ａが論理値「１」、導体１０７ｂが論理値「Ｏ」であれ
ば導体１０８ａのみが論理値「１」となり、ＰＷＭイン
バータＡ，Ｂともにチヨツピング回数の指令どうりに２
個の三角波発生器５は導体１０３ａの同期信号を選択す
る。ところが導体１０７ｂが論理値［１」であるため、
導体１０９ｂの論理値が「Ｏ」となつて導体１０８ａの
論理値は「Ｏ」、導体１０８ｂの論理値は「１」になる
。したがつて、ＰＷＭインバータＡもＰＷＭインバータ
Ｂと同じく導体１０３ａよりも低い周波数の導体１０３
ｂの同期信号を選択するように指令される。このように
してチヨツピング回数同時切替器１６は、チヨツピング
回数を減する場合最初にチヨツピング回数を減らすよう
に指令したＰＷＭインバータＡの切替指令による如く、
最も早い時期に出力される倍率切替信号を優先出力して
２台のＰＷＭインバータＡ，Ｂのチヨツピング回数構成
から明らかなようにチヨツピング回数を増す場合は最後
まで少いチヨツピング回数を指令していた倍率切替信号
が優先されて２台のＰＷＭインバータＡ，Ｂのチヨツピ
ング回数を同時に増すように選択される。

さらに、かような機能の作用について、第４図を参照し
てつぎに説明する。

ここに、第４図においては、ＶＡはＰＷＭインバータＡ
の出力電圧、Ｖ３はＰＷＭインバータＢの出力電圧、Ｂ
＊はＰＷＭインバータＢの電圧指令信号、ＣＨＢはＰＷ
ＭインバータＢのチヨツピング回数切替信号、ＩＡ，Ｉ
Ａ′はＰＷＭインバータＡの入力電流、ＩＢ，ＩＢ′は
ＰＷＭインバータＢの入力電流、ＩＡＢ，ＩＡＢ／は入
力電流１Ａと入力電流１Ｂ、入力電流１Ａ′と入力電流
１Ｂ′が合成された入力電流をそれぞれ示している。

ここで、第４図に示す如くに、ＰＷＭインバータの入力
電流はパルス状の波形で現出して、インバータ出力であ
るパルス巾変調された電圧波形の高レベル期間に電動機
に流れ込み、その波高値は、各相の電流波形を全波整流
したような値となる。したがつて、ＰＷＭインバータの
入力電流に含まれる高調波成分は、パルス巾とその繰り
返し間隔に起因するチヨツピング周波数成分（これは同
時に三角波周波数成分とも一致）とパルス電流の波高値
の変化に起因するインバータ出力電流を全波整流した如
き周波数成分より、すなわち三相交流出力の場合にあつ
ては（６倍のインバータ周（支）ωの周波数成分が含ま
れることが知られている。そして、この６倍の周波数成
分はインバータ出力電圧の位相に対して６０成毎に繰り
返す電流変化と見倣すことができる。そのため、２台の
ＰＷＭインバータＡ，Ｂを運転する場合、前記位相差を
与えなければ２倍の電流振幅となる高調波成分に対して
、いまインバータ出力電圧間に３０の位相差を与えるこ
とによつて、例示の如く入力電流１Ａ，Ｂより、入力電
流１ＡＢが波高値の変化する繰り返し間隔が６００毎か
ら３０高毎になることから、高調波の６倍の周波数成分
を除去し得るものとなる。さらに、三相交流出力の場合
チ Ｊヨツピングによるパルス電流のパルス巾について
も６００の繰り返しとなり、出力電圧間に３０ての位相
差を与えれば 特に６０力区間で奇数個のパルス電流が
流れるように三角波倍率を設定した際にはあたかもチヨ
ツピング周波数が２倍になる ３如くにインバータの入
力パルス電流が流れ、チヨツピング周波数の基本波成分
も除去可能である。しかして、かかる効果を得るには、
ＰＷＭインバータＡ，Ｂのチヨツピング周波数を同時に
変化させて常に２台のインバータの三角波信号を一致さ
４・せておかなくてはならず、かような機能を有した
こと、本発明の重要な特長の一つである。さて、第４図
において、ＰＷＭインバータＡ，Ｂのチヨツピング周波
数が等しい場合、入力電流フＩＡおよび３０グ位相差を
有するＰＷＭインバータＢの入力電流１Ｂの波形は図示
の如く表わされるものとなる。

これより例示の如く入力電流ＡＢが表わされ、インバー
タ周波数の６倍の周波数成分は殆ど除去される。これに
対して、ＰＷＭインバータＢの電圧指令信号Ｂ率の値が
上昇し、チヨツピング回数切替信号ＣＨＢよりＰＷＭイ
ンバータＢのチヨツピング回数が変化し、いまＰＷＭイ
ンバータＡのチヨツピング回数が元のままであるとする
と、入力電流１Ａ′，Ｂ／，ＩＡＢ′は例示の如くに表
わされるものとなる。

そして、入力電流１ＡＢ′の場合入力電流１ＡＢの場合
よりもはるかにインバータ周波数成分が増カロしたもの
となつてしまうが、さらに、先に切替信号が出されたＰ
ＷＭインバータＢのチヨツピング回数切替信号ＣＨＢよ
り、速やかにＰＷＭインバータＡのチヨツピング回数を
合せるべく切替作用されることによつて、ＰＷＭインバ
ータＡのチヨツピング回数が減じられる如く効用される
ものとなる。かかる実施例に示す如く、複数台のＰＷＭ
インバータのインバータにより駆動される複数台の交流
電動機の運転においては、ＰＷＭインバータ相互間の同
調運転例えば２台のインバータに対する、３００電気角
位相差運転がいかなるチヨツピング周波数に対しても過
渡期を含み常に正確に保持されることになり、このよう
な制御方式によるものは誘導妨害などに対しても極めて
有効なものである。

以上説明したように、本発明によればすべてのＰＷＭイ
ンバータのチヨツピング回数を指令する三角波信号周波
数の倍率を同時に一斉に切り替えることにより、すべて
のＰＷＭインバータが常に同一出力周波数、同一チヨツ
ピング回数で運転される装置を提供できる。

またチヨツピング回数の差があるために生じる直流電源
側の高調波成分を除去して誘導障害を軽減でき、特に直
流架線の電気車駆動用装置に適用した場合その効果は絶
大となり甚だ有益である。なお本説明は同期運転台数の
２台例で述べたが、チヨツピング回数同時切替器をイン
バータ台数に対応される入力数の論理素子に置換すれば
全く同一の効果が期待でき、本発明は台数に制限なく適
用することができるものである。

またこれを実施例の論理素子による回路構成にとられれ
ず他の素子を用いて作用させてもよいことは言うまでも
ない。

【図面の簡単な説明】

第１図はＰＷＭインバータの公知例を示すプロツク図、
第２図は本発明の一実施例を示すプロツク図、第３図お
よび第４図は第２図の説明のため示した一具体例の部分
回路図および各部波形図である。 ２・・・・・・分周器、５・・・・・・三角波発生器、
６・・・・・・変調器、８・・・・・・インバータ、１
０・・・・・・交流電動機、１５・・・・・・チヨツピ
ング回数切替器、１６・・・・・・チヨツピング回数同
時切替器、Ａ，Ｂ・・・・・・ＰＷＭインバータ、Ａ，
ＶＢ・・・・・・出力電圧、ＶＢｌ・・・・・・電圧指
令信号、ＣＨＢ・・・・・・チヨツピング回数切換信号
、ＩＡ，ＩＢ，ＩＡＢ，ＩＡ′，ＩＢ／，ＩＡＢ／−・
・・・・入力電流。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 交流電動機を駆動する複数台のＰＷＭのインバータ
   を備え該ＰＷＭインバータの同期運転を行う装置におい
   て、電動機駆動周波数に対する三角波発生信号の周波数
   倍率を電動機駆動電圧と電動機駆動周波数とに対応して
   可変とする倍率切替手段をそれぞれ具備するとともに、
   該倍率切替手段出力のうち最も早い時期に出力される倍
   率切替信号を優先させて前記周波数倍率を減じ、かつ最
   も遅い時期に出力される倍率切替信号を優先させて前記
   周波数倍率を増すごとく構成し、前記複数台のＰＷＭイ
   ンバータすべての三角波発生信号の周波数倍率を一斉に
   切り替えることを特徴としたＰＷＭインバータの同期運
   転装置。