JPS59174715A - 変位測定装置 - Google Patents
変位測定装置Info
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- JPS59174715A JPS59174715A JP4917483A JP4917483A JPS59174715A JP S59174715 A JPS59174715 A JP S59174715A JP 4917483 A JP4917483 A JP 4917483A JP 4917483 A JP4917483 A JP 4917483A JP S59174715 A JPS59174715 A JP S59174715A
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- capacitors
- flop
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
- G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
- G01D5/14—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage
- G01D5/24—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying capacitance
- G01D5/241—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying capacitance by relative movement of capacitor electrodes
- G01D5/2417—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying capacitance by relative movement of capacitor electrodes by varying separation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measurement Of Length, Angles, Or The Like Using Electric Or Magnetic Means (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
測定する二線式変位測定装置に関する。
一般に容量を検出する場合においては、電極間の誘電率
の影響等によって検出結果に誤差が生じるきいう欠点を
有している。そこで、このような影響を受けないように
した容量検出方式が既に提案されている。
の影響等によって検出結果に誤差が生じるきいう欠点を
有している。そこで、このような影響を受けないように
した容量検出方式が既に提案されている。
第１図はこのような検出方式の原理を説明するための原
理図である。この第１図においては、２つの固定電極Ｅ
ｆ間に可動電極Ｅヮが配置され、この可動電極Ｅｖが機
械的変位に応じて左右方向に移動する。この場合、各電
極間の容量ＣＡ、Ｃ日は一方が増大すれば他方が減少す
る、つ才り差動的に変化する。ここで、各電極の面積を
Ａ１電極間の誘電率を６、可動電極Ｅ７と固定電極Ｅｆ
との間隔をｄとし、たとえば点線で示される如く可動電
極Ｅ７がΔｄだけ変化したときの容量ＣＡ、ＣＢは次式
で求められる。
理図である。この第１図においては、２つの固定電極Ｅ
ｆ間に可動電極Ｅヮが配置され、この可動電極Ｅｖが機
械的変位に応じて左右方向に移動する。この場合、各電
極間の容量ＣＡ、Ｃ日は一方が増大すれば他方が減少す
る、つ才り差動的に変化する。ここで、各電極の面積を
Ａ１電極間の誘電率を６、可動電極Ｅ７と固定電極Ｅｆ
との間隔をｄとし、たとえば点線で示される如く可動電
極Ｅ７がΔｄだけ変化したときの容量ＣＡ、ＣＢは次式
で求められる。
ここで、これらの容量の和および差を考える。
従って、その比をとる。
よって、変位量Δｄを容量ＣＡ、ＣＢの和（ＣＡ ＋
Ｃｓ）と差（ＣＡ−Ｃｓ）との比によって求めることが
できる。しかして、第（３）式からも明らかなように、
変位量Δｄは静電容量のみの関数きなるから、電極間の
誘電率等の影響を受けず、このため容量によって機械的
変位量を正確に検出することが可能となる。
Ｃｓ）と差（ＣＡ−Ｃｓ）との比によって求めることが
できる。しかして、第（３）式からも明らかなように、
変位量Δｄは静電容量のみの関数きなるから、電極間の
誘電率等の影響を受けず、このため容量によって機械的
変位量を正確に検出することが可能となる。
ところで、このようなコンデンサ容量を検出するのに、
従来では、測定コンデンサに高周波交流を印加し、その
ときコンデンサに流れる電流が周波数、＊源電圧および
容量に比例することを利用して静電容量を求め、その検
出電流を差動増幅器等により増幅、演算して二線式電流
信号に変換する等の方法がとられていた。
従来では、測定コンデンサに高周波交流を印加し、その
ときコンデンサに流れる電流が周波数、＊源電圧および
容量に比例することを利用して静電容量を求め、その検
出電流を差動増幅器等により増幅、演算して二線式電流
信号に変換する等の方法がとられていた。
しかるに、このような方法は、コンデンサに高周波交流
を印加するために、発撮回路および変圧器巻線を必要と
したり、ま−た、コンデンサに流れる電流を整流・平滑
するために、整流回路および平滑回路を必要とするとい
う難点を有していた。
を印加するために、発撮回路および変圧器巻線を必要と
したり、ま−た、コンデンサに流れる電流を整流・平滑
するために、整流回路および平滑回路を必要とするとい
う難点を有していた。
すなわち、コンデンサに流れる電流は上述のＪ口＜、周
波数および電源電圧に比例するので、電源周波数が変動
すると測定誤差が生じる。
波数および電源電圧に比例するので、電源周波数が変動
すると測定誤差が生じる。
さらに、コンデンサＣＡ、ＣＢには一般的に浮遊量がそ
れぞれ並列接続された形で付随しており、これらの浮遊
容量の影響も無視出来ない。
れぞれ並列接続された形で付随しており、これらの浮遊
容量の影響も無視出来ない。
本発明は、このような点に鑑みてなされ、上述した欠点
、特に浮遊容量の影響を除去することのできる変位測定
装置を提供することを目的とする。
、特に浮遊容量の影響を除去することのできる変位測定
装置を提供することを目的とする。
本発明は、機械的変位に応じて容量値が差動的に変化す
る２つの測定コンデンサと、この２つの測定コンデンサ
を充放電する回路と、前記２つの測定コンデンサの充電
々圧が所定値に達したことを交互に検出する検出手段と
、この検出手段により駆動されて双安定動作をする双安
定手段と、この双安定手段の一方の出力状態の期間中充
電され他方の出力状態の期間中放電される第１のコンデ
ンサと、前記双安定手段の他方の出力状態の期間中充電
され一方の出力状態の期間中放電される第２のコンデン
サと、前記第１および第２のコンデンサの充電々圧が供
給され第１および第２のコンデンサの充電々圧の差に比
例した電圧を出力する差動増幅器と、この差動増幅器に
より制御され前記機械的変位を表わす出力電流を供給す
る電流制御手段と、前記検出手段により駆動され前記第
１および第２のコンデンサのそれぞれの放電開始を所定
時間遅延させる遅延手段とを備え、その遅延手段の遅延
時間を適切に設定することにより、前記測定コンデンサ
に対する浮遊容量の影響を補償するようにしたものであ
る。
る２つの測定コンデンサと、この２つの測定コンデンサ
を充放電する回路と、前記２つの測定コンデンサの充電
々圧が所定値に達したことを交互に検出する検出手段と
、この検出手段により駆動されて双安定動作をする双安
定手段と、この双安定手段の一方の出力状態の期間中充
電され他方の出力状態の期間中放電される第１のコンデ
ンサと、前記双安定手段の他方の出力状態の期間中充電
され一方の出力状態の期間中放電される第２のコンデン
サと、前記第１および第２のコンデンサの充電々圧が供
給され第１および第２のコンデンサの充電々圧の差に比
例した電圧を出力する差動増幅器と、この差動増幅器に
より制御され前記機械的変位を表わす出力電流を供給す
る電流制御手段と、前記検出手段により駆動され前記第
１および第２のコンデンサのそれぞれの放電開始を所定
時間遅延させる遅延手段とを備え、その遅延手段の遅延
時間を適切に設定することにより、前記測定コンデンサ
に対する浮遊容量の影響を補償するようにしたものであ
る。
本発明による変位測定装置の優れた実施態様によれば、
検出手段は、Ｃ−ＭＯＳタイプのフリップフロップと、
前記２つの測定コンデンサの充電々圧を交互に前記フリ
ップフロップに導くスイッチ手段とから成る。
検出手段は、Ｃ−ＭＯＳタイプのフリップフロップと、
前記２つの測定コンデンサの充電々圧を交互に前記フリ
ップフロップに導くスイッチ手段とから成る。
本発明による変位測定装置の他の優れた実施態様によれ
ば、双安定手段は、その一方の出力状態、の期間中箱１
のコンデンサを充電可能にし、かつその他方の出力状態
の期間中箱２のコンデンサを充電可能にするスイッチ手
段を備えている。
ば、双安定手段は、その一方の出力状態、の期間中箱１
のコンデンサを充電可能にし、かつその他方の出力状態
の期間中箱２のコンデンサを充電可能にするスイッチ手
段を備えている。
本発明による変位測定装置のさらに他の優れた実施態様
によれば、遅延手段は、Ｃ−ＭＯＳタイプのＤフリップ
フロップと、第１および第２のコンデンサの放電回路に
組込まれて前記フリップフロップによってオンオフ制御
されるスイッチ手段とから成る。
によれば、遅延手段は、Ｃ−ＭＯＳタイプのＤフリップ
フロップと、第１および第２のコンデンサの放電回路に
組込まれて前記フリップフロップによってオンオフ制御
されるスイッチ手段とから成る。
次に、本発明の一実施例を図面に基づいて詳細に説明す
る。
る。
第２図は本発明の一実施例を示す回路図である。
この第２図において、Ｅは負荷りに接続された外部電源
であり、この外部電源Ｅから伝送線を介して給電される
。外部電源ＥにはダイオードＤを介して電界効果トラン
ジスタ（ＦＥＴ）Ｔ、、抵抗Ｒ，、Ｒ２，およびツェナ
ーダイオードＺＤが直列接続されており、電界効果トラ
ンジスタ１゛、によってツェナーダイオードＺＤに一定
電流が流れるようにされている。抵抗Ｒ，，、Ｒ，、、
の接続点にはトランジスタＴ３が接続されており、この
トランジスタ＋［、を介して以下で述べる各部品に駆動
電流が供給される。
であり、この外部電源Ｅから伝送線を介して給電される
。外部電源ＥにはダイオードＤを介して電界効果トラン
ジスタ（ＦＥＴ）Ｔ、、抵抗Ｒ，、Ｒ２，およびツェナ
ーダイオードＺＤが直列接続されており、電界効果トラ
ンジスタ１゛、によってツェナーダイオードＺＤに一定
電流が流れるようにされている。抵抗Ｒ，，、Ｒ，、、
の接続点にはトランジスタＴ３が接続されており、この
トランジスタ＋［、を介して以下で述べる各部品に駆動
電流が供給される。
’Ａ ＋ ＣＢは機械的変位量に応じて差動的に変化す
る一対の測定コンデンサで、それぞれ一端が抵抗ｉ′Ｌ
、 、 Ｒ，を介して伝送線ｔ１に接続され、他端が共
通的に伝送線ｔ、に接続されている。コンデンサＣＡ。
る一対の測定コンデンサで、それぞれ一端が抵抗ｉ′Ｌ
、 、 Ｒ，を介して伝送線ｔ１に接続され、他端が共
通的に伝送線ｔ、に接続されている。コンデンサＣＡ。
ＣＢにはそれぞれ浮遊容１１ｋ Ｃ３Ａ ＋Ｃｓｅが並
列接続された形で存在している。各コンデンサＣＡ、Ｃ
Ｂの一端にはＣ−ＭＯＳスイツチＣＭ１が接続されてお
り、このスイッチＣＭ、の出力側にはＤ−フリップフロ
ップＱ、が接続されている。このＤ−フリップフロップ
Ｑ、は、Ｃ−ＭＯＳタイプのフリップフロップより成り
、コンデンサＣ＾、ＣＢの充電々圧が所定の電圧レベル
（スレッシュホールドレベル）ヲ越えたときにセットさ
れ、所定の時定数（抵抗Ｒ・ｆおよびコンデンサＣｆに
よって決まる時定数）によって決まる一定時間後にリセ
ットされるように構成されている。なお、従来の一般的
なり一フリップフロップを使用する場合には、その前段
にスレッシュホールドレベルを判別するための特別な回
路（たとえばシュミット回路）が必要になるが、Ｃ−Ｍ
ＯＳタイプのフリップフロップを使用する場合には、こ
のような回路を必要とせず、その切り替わり電圧をその
ままスレッシュホールド電圧として使用することができ
る。しかして、フリップフロップＱ１のＱ出力Ｖ、はフ
リップフロップＱ、のクロックパルス入力ＣＰに導かれ
ると共に、抵抗Ｒ３，Ｉｔ。を介してトランジスタＴ、
、Ｔ、を駆動するために使用される。なお、トランジス
タＴ、、Ｔ、はコンデンサＣＡＣＢを放電させるための
トランジスタである。フリップフロップＱ２は同様にＤ
−フリップフロップより成るが、フリップフロップＱ、
の出力信号■、によって双安定動作を行なう。フリップ
フロップＱ、の出力信号ｖ３はＣ−ＭＯＳスイッチＣＭ
、に導かれている。
列接続された形で存在している。各コンデンサＣＡ、Ｃ
Ｂの一端にはＣ−ＭＯＳスイツチＣＭ１が接続されてお
り、このスイッチＣＭ、の出力側にはＤ−フリップフロ
ップＱ、が接続されている。このＤ−フリップフロップ
Ｑ、は、Ｃ−ＭＯＳタイプのフリップフロップより成り
、コンデンサＣ＾、ＣＢの充電々圧が所定の電圧レベル
（スレッシュホールドレベル）ヲ越えたときにセットさ
れ、所定の時定数（抵抗Ｒ・ｆおよびコンデンサＣｆに
よって決まる時定数）によって決まる一定時間後にリセ
ットされるように構成されている。なお、従来の一般的
なり一フリップフロップを使用する場合には、その前段
にスレッシュホールドレベルを判別するための特別な回
路（たとえばシュミット回路）が必要になるが、Ｃ−Ｍ
ＯＳタイプのフリップフロップを使用する場合には、こ
のような回路を必要とせず、その切り替わり電圧をその
ままスレッシュホールド電圧として使用することができ
る。しかして、フリップフロップＱ１のＱ出力Ｖ、はフ
リップフロップＱ、のクロックパルス入力ＣＰに導かれ
ると共に、抵抗Ｒ３，Ｉｔ。を介してトランジスタＴ、
、Ｔ、を駆動するために使用される。なお、トランジス
タＴ、、Ｔ、はコンデンサＣＡＣＢを放電させるための
トランジスタである。フリップフロップＱ２は同様にＤ
−フリップフロップより成るが、フリップフロップＱ、
の出力信号■、によって双安定動作を行なう。フリップ
フロップＱ、の出力信号ｖ３はＣ−ＭＯＳスイッチＣＭ
、に導かれている。
Ｃ−ＭＯＳスイッチＣＭ、およびＣ−ＭＯＳスイツチＣ
Ｍ２は、この実施例では、第３図に示すように、実際に
は一つのＣ−ＭＯＳスイッチＣＭかう成す、フリップフ
ロップＱ、の出力信号Ｖ３によって切替制御される。す
なわち、この実施例では、フリップフロップＱ、の出力
信号■３がｗ Ｈｉ信号となっているときには、接点Ａ
、 、 Ａ、 、 Ｂ３が導通させられ、一方その出力
信号ｖ３が”Ｌ”信号であるときには、接点Ｂ、 、
Ｂ２． Ａ３が導通するように切替えられる。
Ｍ２は、この実施例では、第３図に示すように、実際に
は一つのＣ−ＭＯＳスイッチＣＭかう成す、フリップフ
ロップＱ、の出力信号Ｖ３によって切替制御される。す
なわち、この実施例では、フリップフロップＱ、の出力
信号■３がｗ Ｈｉ信号となっているときには、接点Ａ
、 、 Ａ、 、 Ｂ３が導通させられ、一方その出力
信号ｖ３が”Ｌ”信号であるときには、接点Ｂ、 、
Ｂ２． Ａ３が導通するように切替えられる。
接点Ａ、 、 Ａ、は抵抗Ｒ６を介して伝送線１＋ （
１位■。）に接続され、接点Ａ、はコンデンサＣＡに接
続されている。接点Ｂ、 、 Ｂ３は後述するＣ−ＭＯ
ＳスイッチＣＭ３および抵抗Ｒを介して伝送線ｔｔＣア
ース電位）に接続され、接点Ｂ、はコンデンサＣＢに接
続されている。そして、接点人、はバッファ増幅器ＤＡ
、およびコンデンサＣ１に接続され、接点Ａ３はバッフ
ァ増幅器ＤＡ２およびコンデンサＣ２に接続され、接点
Ａ２゜Ｂ２つまりＣ−ＭＯ８スイッチＣＭ、はフリップ
フロップＱ、のクロックパルス入力ＣＰに接続されてい
る。
１位■。）に接続され、接点Ａ、はコンデンサＣＡに接
続されている。接点Ｂ、 、 Ｂ３は後述するＣ−ＭＯ
ＳスイッチＣＭ３および抵抗Ｒを介して伝送線ｔｔＣア
ース電位）に接続され、接点Ｂ、はコンデンサＣＢに接
続されている。そして、接点人、はバッファ増幅器ＤＡ
、およびコンデンサＣ１に接続され、接点Ａ３はバッフ
ァ増幅器ＤＡ２およびコンデンサＣ２に接続され、接点
Ａ２゜Ｂ２つまりＣ−ＭＯ８スイッチＣＭ、はフリップ
フロップＱ、のクロックパルス入力ＣＰに接続されてい
る。
バッファ増幅器ＤＡ、 、 ＤＡ、の出力は自分自身の
反転入力端子に接続されると共に、抵抗島、 Ｒ８を介
して差動増幅器ＤＡ、に接続され、その出力がスパン調
整用抵抗ＶＲ，を介して差動増幅器ＤＡ４の非反転入力
端子に接続されている。この差動増幅器ＤＡ４の非反転
入力端子にはゼロ点調整用抵抗ＶＲ。
反転入力端子に接続されると共に、抵抗島、 Ｒ８を介
して差動増幅器ＤＡ、に接続され、その出力がスパン調
整用抵抗ＶＲ，を介して差動増幅器ＤＡ４の非反転入力
端子に接続されている。この差動増幅器ＤＡ４の非反転
入力端子にはゼロ点調整用抵抗ＶＲ。
および抵抗島、が接続されている。そして、差動増幅器
ＤＡ、の出力は抵抗Ｒ１，を介して出力トランジスタ“
ｖ４に接続されて、トランジスタＴ４に流れる電流を制
御する。なお、Ｒｇはフィードバック抵抗である。なお
才だ、差動増幅器ＤＡ、の非反転入力端子および差動増
幅器ＤＡ、の反転入力端子には、それぞれ、抵抗Ｒ，，
Ｒ１，の分圧電圧■ｃ１が供給されている。
ＤＡ、の出力は抵抗Ｒ１，を介して出力トランジスタ“
ｖ４に接続されて、トランジスタＴ４に流れる電流を制
御する。なお、Ｒｇはフィードバック抵抗である。なお
才だ、差動増幅器ＤＡ、の非反転入力端子および差動増
幅器ＤＡ、の反転入力端子には、それぞれ、抵抗Ｒ，，
Ｒ１，の分圧電圧■ｃ１が供給されている。
さらに、フリップフロップＱ１の出力電圧ｖ２はＣ−Ｍ
ＯＳタイプのＤ−フリップフロップＱ３にも与えられて
いる。このフリップフロップＱ、のＱ出力は可変抵抗Ｖ
Ｒ，およびコンデンサＣ８に与えられ、一方そのＱ出力
の出力電圧■、はＣ−ＭＯＳタイプのスイッチＣＭ、に
与えられる。このＤ−フリップフロップＱ３は、フリッ
プフロップＱ、の出力電圧■２によってセットされ、所
定の時定数（抵抗ＶＲ３およびコンデンサＣ３によって
決まる時定数）によって決まる一定時間Ｔｓ後にリセッ
トされるように構成されている。スイッチＣＭ、はこの
フリップフロップＱ３の出力電圧Ｖ、が”Ｈ”状態のと
きに導通し、”Ｌ”状態のときには遮断される。
ＯＳタイプのＤ−フリップフロップＱ３にも与えられて
いる。このフリップフロップＱ、のＱ出力は可変抵抗Ｖ
Ｒ，およびコンデンサＣ８に与えられ、一方そのＱ出力
の出力電圧■、はＣ−ＭＯＳタイプのスイッチＣＭ、に
与えられる。このＤ−フリップフロップＱ３は、フリッ
プフロップＱ、の出力電圧■２によってセットされ、所
定の時定数（抵抗ＶＲ３およびコンデンサＣ３によって
決まる時定数）によって決まる一定時間Ｔｓ後にリセッ
トされるように構成されている。スイッチＣＭ、はこの
フリップフロップＱ３の出力電圧Ｖ、が”Ｈ”状態のと
きに導通し、”Ｌ”状態のときには遮断される。
次に、第２図に示した実施例の動作について、第４図に
示した波形図を参照しながら説明する。
示した波形図を参照しながら説明する。
本発明による実施例においては、コンデンサＣＡの測定
モードと、コンデンサＣＢの測定モードとに分れている
。従って、先ず、コンデンサＣＡの測定モードについて
説明し、次に、コンデンサＣＢの測定モードについて説
明する。
モードと、コンデンサＣＢの測定モードとに分れている
。従って、先ず、コンデンサＣＡの測定モードについて
説明し、次に、コンデンサＣＢの測定モードについて説
明する。
コンデン廿ＣＡ測定モード
今、フリ、ツブフロップＱ、の出力信号Ｖ、によってト
ランジスタＴ、 、 Ｔ、が導通し、コンデンサＣＡ、
ＣＢを放電させるとする。フリップフロップＱ、の出力
信号■、はフリップフロップＱ、に与えられて、このフ
リップフロップＱ、のＱ出力を”Ｈ″状態に転移させる
。その結果、出力信号ｖｓは“Ｈ１信号となり、Ｃ−Ｍ
Ｏ８スイヅチＣＭ、、ＣＭ２の各接点Ａ、 、 Ａ、。
ランジスタＴ、 、 Ｔ、が導通し、コンデンサＣＡ、
ＣＢを放電させるとする。フリップフロップＱ、の出力
信号■、はフリップフロップＱ、に与えられて、このフ
リップフロップＱ、のＱ出力を”Ｈ″状態に転移させる
。その結果、出力信号ｖｓは“Ｈ１信号となり、Ｃ−Ｍ
Ｏ８スイヅチＣＭ、、ＣＭ２の各接点Ａ、 、 Ａ、。
Ｂ３がそれぞれ導通させられる。それにより、コンデン
サＣ１が抵抗Ｒ６を介して電位ｖ０によって充電される
（コンデンサＣ１の電位Ｖ４の充電特性は第４図のＶ４
を参照）。一方、フリップフロップＱ、の出力信号Ｖ、
は抵抗島を介してコンデンサＣｆにも与えられ、このコ
ンデンサＣｆを充電する。コンデンサＣｆの充電々圧が
所定値に達すると、フリップフロップＱ、はクリアされ
、その結果、フリップフロップＱＩからは第４図■、の
如き一定幅Ｔ０の出力パルスが得られる。その後、フリ
ップフロップＱ、の出力信号■、の消滅により、トラン
ジスタＴｌ、 Ｔ！が遮断される。その結果、コンデン
サＣＡ、ＣＢは抵抗瓜。
サＣ１が抵抗Ｒ６を介して電位ｖ０によって充電される
（コンデンサＣ１の電位Ｖ４の充電特性は第４図のＶ４
を参照）。一方、フリップフロップＱ、の出力信号Ｖ、
は抵抗島を介してコンデンサＣｆにも与えられ、このコ
ンデンサＣｆを充電する。コンデンサＣｆの充電々圧が
所定値に達すると、フリップフロップＱ、はクリアされ
、その結果、フリップフロップＱＩからは第４図■、の
如き一定幅Ｔ０の出力パルスが得られる。その後、フリ
ップフロップＱ、の出力信号■、の消滅により、トラン
ジスタＴｌ、 Ｔ！が遮断される。その結果、コンデン
サＣＡ、ＣＢは抵抗瓜。
Ｒ１を介して電位先により充電され始める。このとき、
Ｃ−ＭＯ８スイッチＣＭ、の接点Ａ２が導通しているの
で、コンデンサＣＡの充電々圧がフリップフロップＱ１
に導かれる。コンデンサＣＡの充電々圧すなわちＣ−Ｍ
Ｏ８スイッチＣＭ、の出力信号■、がＴＡ時間後にフリ
ップフロップＱ、のスレッシュホールド電圧Ｖ工を越え
ると、フリップフロップＱ、はセットされ、その出力端
子Ｑより出力信号Ｖ、が得られる。
Ｃ−ＭＯ８スイッチＣＭ、の接点Ａ２が導通しているの
で、コンデンサＣＡの充電々圧がフリップフロップＱ１
に導かれる。コンデンサＣＡの充電々圧すなわちＣ−Ｍ
Ｏ８スイッチＣＭ、の出力信号■、がＴＡ時間後にフリ
ップフロップＱ、のスレッシュホールド電圧Ｖ工を越え
ると、フリップフロップＱ、はセットされ、その出力端
子Ｑより出力信号Ｖ、が得られる。
この出力信号■２はフリップフロップＱ、に与えられて
、フリップフロップＱ、を反転制御し、その出力信号Ｖ
３を”Ｌ′ｌ信号状態にもたらす。その結果、Ｃ−ＭＯ
ＳスイッチＣＭ、 、 ＣＭ、の接点Ｂ、 、 Ｂ、
、 Ａ、が導通するように切替制御される。このように
して、ＣＡ測定モードは終了する。
、フリップフロップＱ、を反転制御し、その出力信号Ｖ
３を”Ｌ′ｌ信号状態にもたらす。その結果、Ｃ−ＭＯ
ＳスイッチＣＭ、 、 ＣＭ、の接点Ｂ、 、 Ｂ、
、 Ａ、が導通するように切替制御される。このように
して、ＣＡ測定モードは終了する。
ココテ、コンデンサＣ＾の充電々圧がフリップフロップ
Ｑ、のスレッシュホールド電圧Ｖ丁と等しくなったとき
の電圧をＶＡとすると、次式で表わされる。
Ｑ、のスレッシュホールド電圧Ｖ丁と等しくなったとき
の電圧をＶＡとすると、次式で表わされる。
Ａ
ＶＡ ： ＶＣ（ｌ−ｅ Ｒ，、（ＣＡ＋Ｃ５Ａ ）
） （４）＝ｖＴ 従って、コンデンサＣＡの充電時間ＴＡ （第４図■。
） （４）＝ｖＴ 従って、コンデンサＣＡの充電時間ＴＡ （第４図■。
参照）は次式で表わされる。
７丁
ＴＡ＝−ＩＲ＋（ＣＡ＋ＣｓＡ）Ｌｏｇ（１−−）
（５）Ｃ また、上記の時間Ｔｃも同様にして、次式で表わされる
。
（５）Ｃ また、上記の時間Ｔｃも同様にして、次式で表わされる
。
■Ｔ
Ｔｃ ”−ＲｒＣｆｌｏｇ（１−） （
６）■Ｃ なお、”ｆ＋Ｃｆの値は既知であるから、このＴｃは一
定値となる。
６）■Ｃ なお、”ｆ＋Ｃｆの値は既知であるから、このＴｃは一
定値となる。
従って、フリップフロップＱ２の出力信号Ｖ３のＯＮ期
間（Ｈ信号状態期間）は（ＴＡＡＴＣＣとなる（第４図
参照）。
間（Ｈ信号状態期間）は（ＴＡＡＴＣＣとなる（第４図
参照）。
コンデンサＣＢ測定モード
前述のコンデンサＣＡ測定モードにおいて、フリップフ
ロップＱＩのセットにより出力信号ｖ２が発生し、それ
によりフリップフロップＱ２を介してＣ−ＭＯ８スイッ
チＣＭが制御され、その接点Ｂｌ ＊ Ｂ２ ＣＡ３が
導通制御される旨述べた。その結果、コンデデンサＣ１
が抵抗へを介して充電される。一方、フリップフロップ
Ｑ、の出力信号Ｖ、によってトランジスタＴ、 、 Ｔ
、が導通し、コンデンサＣＡ、ＣＢが放電させられる。
ロップＱＩのセットにより出力信号ｖ２が発生し、それ
によりフリップフロップＱ２を介してＣ−ＭＯ８スイッ
チＣＭが制御され、その接点Ｂｌ ＊ Ｂ２ ＣＡ３が
導通制御される旨述べた。その結果、コンデデンサＣ１
が抵抗へを介して充電される。一方、フリップフロップ
Ｑ、の出力信号Ｖ、によってトランジスタＴ、 、 Ｔ
、が導通し、コンデンサＣＡ、ＣＢが放電させられる。
才た、前述と同様に、この出力信号ｖ２によってコンデ
ンサＣｆが抵抗Ｒｆを介して充電される。このコンデン
サＣｆの充電々圧が所定値に達すると、フリップフロッ
プＱ、はクリアされ、その結果、フリップフロップＱ、
がらは第４図Ｖ、の如き一定幅％の出力パルスが得られ
る。その後、フリップフロップＱ１の出力信号■、の消
滅により、トランジスタＴ、 、 Ｔ、が遮断される。
ンサＣｆが抵抗Ｒｆを介して充電される。このコンデン
サＣｆの充電々圧が所定値に達すると、フリップフロッ
プＱ、はクリアされ、その結果、フリップフロップＱ、
がらは第４図Ｖ、の如き一定幅％の出力パルスが得られ
る。その後、フリップフロップＱ１の出力信号■、の消
滅により、トランジスタＴ、 、 Ｔ、が遮断される。
その結果、コンデンサＣＡ、ＣＢは抵読も、Ｒ２を介し
て電位■ｃにより充電され始める。このきき、Ｃ−ＭＯ
ＳスイッチＣＭ。
て電位■ｃにより充電され始める。このきき、Ｃ−ＭＯ
ＳスイッチＣＭ。
の接点Ｂ、が導通しているので、コンデンサＣＢ の
充電々圧がフリップフロップＱ、に導かれる。コンデン
サＣＢの充電々圧すなわちＣ−ＭＯＳスイッチＣＭ１の
出力信号ｖｌが１８時間後にフリップフロップＱ。
充電々圧がフリップフロップＱ、に導かれる。コンデン
サＣＢの充電々圧すなわちＣ−ＭＯＳスイッチＣＭ１の
出力信号ｖｌが１８時間後にフリップフロップＱ。
のスレッシュホールド電圧■Ｔを超えると、フリップフ
ロップＱ、はセットされ、その出力端子Ｑより出力信号
Ｖ、が得られる。この出力信号Ｖ、はフリップフロップ
Ｑ、に与えられて、フリップフロップＱ。
ロップＱ、はセットされ、その出力端子Ｑより出力信号
Ｖ、が得られる。この出力信号Ｖ、はフリップフロップ
Ｑ、に与えられて、フリップフロップＱ。
を反転制御し、その出力信号ｖ３を“Ｈ”信号状態にも
たらす。その結果、Ｃ−ＭＯＳスイッチＣＭ（ＣＭ、、
０Ｍ２）の接点へ、 Ａ２４ ＢＢが導通するように切
替制御される。このようにして、６日測定モードは終了
する。
たらす。その結果、Ｃ−ＭＯＳスイッチＣＭ（ＣＭ、、
０Ｍ２）の接点へ、 Ａ２４ ＢＢが導通するように切
替制御される。このようにして、６日測定モードは終了
する。
ここで、コンデンサＣＢの充電々圧がフリップフロップ
Ｑ、のスレッシュホールド電圧■Ｔと等しくなったとき
の電圧をＶＢとすると、次式で表わされる。
Ｑ、のスレッシュホールド電圧■Ｔと等しくなったとき
の電圧をＶＢとすると、次式で表わされる。
Ｂ
ＶＢ ” Ｖｃ （１−ｅＲｚ（Ｃａ＋ｃｓａ） ）
（７１＝＝Ｖ７ 従って、コンデンサＣＢへの充電時間Ｔｅ （第４図ｖ
１参照）は次式で表わされる。 −なお、上記
時間Ｔｃは第（６）式と同じに表わされる。
（７１＝＝Ｖ７ 従って、コンデンサＣＢへの充電時間Ｔｅ （第４図ｖ
１参照）は次式で表わされる。 −なお、上記
時間Ｔｃは第（６）式と同じに表わされる。
従って、フリップフロップＱ、の出力信号■３のＯＦＦ
期間（”Ｌ”信号状態期間）は（Ｔ＾＋Ｔｃ ）となる
（第４図参照）。
期間（”Ｌ”信号状態期間）は（Ｔ＾＋Ｔｃ ）となる
（第４図参照）。
次に、コンデンサＣ，、Ｃ，に着目する。５ンデンサＣ
８はフリップフロップＱ、の出力信号■３の７Ｈ”状態
期間中に充電され、一方コンデンサＣ１はその出力信号
ｖ３の”Ｌ゛状態期間中に充電される旨はＣＡＩＣＢ
ｍＶモードの説明において述べた。そして、コンデンサ
Ｃ１の放電はその出力電圧Ｖ、の″Ｌ′′状態期間中に
行なわれ、コンデンサＣ５の放電は出力電圧ｖ３の”Ｈ
“状態期間中に行なわれる。これらコンデンサＣ，、Ｃ
２の放電はスイッチＣＭ、および抵抗Ｒ６を介して行な
われる。スイッチＣＭ３はフリップフロップＱ、によっ
て制御される。このフリップフロップＱ３はフリップフ
ロップＱ、の出力信号鳩によってセットされ、可変抵抗
ＶＲ，およびコンデンサＣ３によって決まる時定数に応
じた一定時間Ｔｓ後にリセットされる。従って、フリッ
プフロップＱ３のＱ出力の出力電圧ｖ７は第４図に示す
ようにな −る。つまり、ＣＡ、０日の各測定モード
の開始時において一定時間Ｔｓの間゛Ｌ“信号となる。
８はフリップフロップＱ、の出力信号■３の７Ｈ”状態
期間中に充電され、一方コンデンサＣ１はその出力信号
ｖ３の”Ｌ゛状態期間中に充電される旨はＣＡＩＣＢ
ｍＶモードの説明において述べた。そして、コンデンサ
Ｃ１の放電はその出力電圧Ｖ、の″Ｌ′′状態期間中に
行なわれ、コンデンサＣ５の放電は出力電圧ｖ３の”Ｈ
“状態期間中に行なわれる。これらコンデンサＣ，、Ｃ
２の放電はスイッチＣＭ、および抵抗Ｒ６を介して行な
われる。スイッチＣＭ３はフリップフロップＱ、によっ
て制御される。このフリップフロップＱ３はフリップフ
ロップＱ、の出力信号鳩によってセットされ、可変抵抗
ＶＲ，およびコンデンサＣ３によって決まる時定数に応
じた一定時間Ｔｓ後にリセットされる。従って、フリッ
プフロップＱ３のＱ出力の出力電圧ｖ７は第４図に示す
ようにな −る。つまり、ＣＡ、０日の各測定モード
の開始時において一定時間Ｔｓの間゛Ｌ“信号となる。
スイッチＣＭ、は出力電圧Ｖ、の１Ｈ”状態期間遮断す
る。従って、スイッチＣＭ、も同様にＣＡ、ＣＢの各測
定モードの開始時、つまりフリップフロップＱ、の出力
電圧ｖｓの”Ｈ゛状態“Ｌ゛状態切替わり時において、
その一定時間Ｔｓの間遮断されることになる。
る。従って、スイッチＣＭ、も同様にＣＡ、ＣＢの各測
定モードの開始時、つまりフリップフロップＱ、の出力
電圧ｖｓの”Ｈ゛状態“Ｌ゛状態切替わり時において、
その一定時間Ｔｓの間遮断されることになる。
それゆえ、フリップフロップｑの出力電圧■３が”Ｈ”
状態になって、スイッチＣＭｔの接点Ｂ、が導通しても
コンデンサＣ１の放電回路が一定時間Ｔｓ経過するまで
形成されず、また同様に、その出力電圧■３が“Ｌ″状
態なって、スイッチＣＭｔの接点Ｂ１が導通してもコン
デンサＣ１の放電回路が一定時間Ｔｓ経過するまで形成
されない。すなわち、コンデンサＣ，、Ｃ，の放電はそ
の放電開始時点が所定時間′ｒｓの間遅延させられるこ
とになる。このことがコンデンサＣ，、Ｃ，の充酸々圧
Ｖ４． Ｖ、の波形図として示されている。この遅延時
間Ｔｓは次式で示される。
状態になって、スイッチＣＭｔの接点Ｂ、が導通しても
コンデンサＣ１の放電回路が一定時間Ｔｓ経過するまで
形成されず、また同様に、その出力電圧■３が“Ｌ″状
態なって、スイッチＣＭｔの接点Ｂ１が導通してもコン
デンサＣ１の放電回路が一定時間Ｔｓ経過するまで形成
されない。すなわち、コンデンサＣ，、Ｃ，の放電はそ
の放電開始時点が所定時間′ｒｓの間遅延させられるこ
とになる。このことがコンデンサＣ，、Ｃ，の充酸々圧
Ｖ４． Ｖ、の波形図として示されている。この遅延時
間Ｔｓは次式で示される。
Ｔ
Ｔｓ＝−ＶＲ，−Ｃ８ｋｇ（１−ｅ Ｖ、 ）
（９）なお、第４図の覧、ｖ、波形において、点
線はスイッチＣＭ３が存在しない場合の放電特性を示す
。
（９）なお、第４図の覧、ｖ、波形において、点
線はスイッチＣＭ３が存在しない場合の放電特性を示す
。
しかして、ここで、コンデンサＣ，、Ｃ２の充電々圧Ｖ
、 、 Ｖ、を平滑した平均値について考慮する。充電
々圧ｖ４のその平均値を隻、充電々圧Ｖ、のその平ＣＡ
測定モードの期間（ＴＡ＋ＴＣ）とＣＢ測定モードの期
間（ＴＢ＋Ｔｃ）とから成る一測定サイクルにおいて、
期間Ｔｓの間コンデンサＣ，、Ｃ，は放電を停止させら
れて何もしないので、その期間Ｔｓはその測定サイクル
に対して引算の形で作用する。
、 、 Ｖ、を平滑した平均値について考慮する。充電
々圧ｖ４のその平均値を隻、充電々圧Ｖ、のその平ＣＡ
測定モードの期間（ＴＡ＋ＴＣ）とＣＢ測定モードの期
間（ＴＢ＋Ｔｃ）とから成る一測定サイクルにおいて、
期間Ｔｓの間コンデンサＣ，、Ｃ，は放電を停止させら
れて何もしないので、その期間Ｔｓはその測定サイクル
に対して引算の形で作用する。
しかして、第（１０）式および第（１１）式に第５式。
第（６）式、第（８）式および第（９）式で表わされた
Ｔ＾＋ ＴＣ＋ＴＢ、Ｔｓを代入する。
Ｔ＾＋ ＴＣ＋ＴＢ、Ｔｓを代入する。
・・・・・・・・・・・・（１３）
コンデンサＣ，、Ｃ，の充電々圧Ｖ、 、 Ｖ、はそれ
ぞれぐツファ増幅器ＤＡ、、ＤＡ２に与えられ、その後
抵抗Ｒフ、Ｒ８を介して差動増幅器ＤＡ、の反転入力端
子に与えられる。それにより、充電々圧Ｖ、 、 Ｖ、
の差つまり（Ｖａ−Ｖｌ＋）に比例した電圧が取出され
る。
ぞれぐツファ増幅器ＤＡ、、ＤＡ２に与えられ、その後
抵抗Ｒフ、Ｒ８を介して差動増幅器ＤＡ、の反転入力端
子に与えられる。それにより、充電々圧Ｖ、 、 Ｖ、
の差つまり（Ｖａ−Ｖｌ＋）に比例した電圧が取出され
る。
ここで、差動増幅器ＤＡ８の出力電圧■６は次式で表わ
される。
される。
Ｖａ”Ｋ（Ｖａ Ｖａ）＋Ｖｃ＋
（１４）ここで、第（１４）式に第（１２）式およ
び第（１３）式を代入すると、第（１４）式は次のよう
ｌこなる。
（１４）ここで、第（１４）式に第（１２）式およ
び第（１３）式を代入すると、第（１４）式は次のよう
ｌこなる。
＋ ＶＣ＋ （１６
）ココテ、抵抗Ｒ，，Ｒ，は通常等しく設定される。従
って１ 也＝鳥： Ｒ（１７） とする。第（１７）式を第（１６）式に代入する。
）ココテ、抵抗Ｒ，，Ｒ，は通常等しく設定される。従
って１ 也＝鳥： Ｒ（１７） とする。第（１７）式を第（１６）式に代入する。
ここで、さらに、浮遊容ｔＣ５Ａ 、 Ｃｓａはコンデ
ンサＣＡ ＊ ＣＢの設計により通常等しくなるように
なされている。従って、次のように定める。
ンサＣＡ ＊ ＣＢの設計により通常等しくなるように
なされている。従って、次のように定める。
Ｃ５Ａ ＝ Ｃｓｅ ＝ Ｃｓ
（１９）それゆえ、第（１８）式は次のように書き
直せる。
（１９）それゆえ、第（１８）式は次のように書き
直せる。
よって、第（２０）式において、
となるように、可変抵抗ｖ几、の抵抗値、つまり、遅延
時間Ｔｓを調整して設定する。よって、第（２０）式は
次のように書き直せる。
時間Ｔｓを調整して設定する。よって、第（２０）式は
次のように書き直せる。
しかして、浮遊容量らの影響を除くことができる。
この差動増幅器ＤＡ、の出力電圧Ｖ６はスパン調整用抵
抗ＶＢ、を介して差動増幅器ＤＡ、の非反転入力端子に
与えられる。この差動増幅器ＤＡ、により、差電圧（ｖ
４Ｖｓ）に応じて、出力トランジスタＴ４に流れる電流
が制御されて負荷りに流れる出力電流Ｉが制御される。
抗ＶＢ、を介して差動増幅器ＤＡ、の非反転入力端子に
与えられる。この差動増幅器ＤＡ、により、差電圧（ｖ
４Ｖｓ）に応じて、出力トランジスタＴ４に流れる電流
が制御されて負荷りに流れる出力電流Ｉが制御される。
この出力電流工はフィードバック抵抗鳥、に流れ、この
フィードバック抵抗Ｒ８７の電圧降下は公知の二線式測
定技術に基づいて抵抗山２を介して差動増幅器ＤＡ４の
非反転入力端子にフィードバックされる。それにより、
差動増幅器ＤＡ、の非反転入力端子における電圧と反転
入力端子における電圧とが等しくされる。
フィードバック抵抗Ｒ８７の電圧降下は公知の二線式測
定技術に基づいて抵抗山２を介して差動増幅器ＤＡ４の
非反転入力端子にフィードバックされる。それにより、
差動増幅器ＤＡ、の非反転入力端子における電圧と反転
入力端子における電圧とが等しくされる。
ここで、トランジスタｌ［、に流れる電流は差動増幅器
ＤＡ、の出力電圧■６に応じて制御さ、れ、出力電流■
はこのトランジスタＴ４に流れる電流に関係しているか
ら、この出力電圧Ｉは次式で表わされる。
ＤＡ、の出力電圧■６に応じて制御さ、れ、出力電流■
はこのトランジスタＴ４に流れる電流に関係しているか
ら、この出力電圧Ｉは次式で表わされる。
１父Ｖ、 （２３）す
なわち、 すなわち、出力電流Ｉは機械的変位量Δｄに比例すなお
、第２図に示した実施例においては、コンデンサＣＡ、
ＣＢの充電々圧が所定値に達したことを検出する検出手
段として、Ｃ−ＭＯＳタイプのＤ −フリップフロップ
を使用する例について述べたが、普通のＤ−フリップフ
ロップを用いることもでき、その場合にはこのフリップ
フロ・ノブとスイ・ソチＣＭ、との間にコンパレータを
挿入し、コンパレータの基準電圧を適切に設定すれば、
同じ機能を実現することができる。
なわち、 すなわち、出力電流Ｉは機械的変位量Δｄに比例すなお
、第２図に示した実施例においては、コンデンサＣＡ、
ＣＢの充電々圧が所定値に達したことを検出する検出手
段として、Ｃ−ＭＯＳタイプのＤ −フリップフロップ
を使用する例について述べたが、普通のＤ−フリップフ
ロップを用いることもでき、その場合にはこのフリップ
フロ・ノブとスイ・ソチＣＭ、との間にコンパレータを
挿入し、コンパレータの基準電圧を適切に設定すれば、
同じ機能を実現することができる。
なおまた、差動増幅器ＤＡ３． ＤＡ、 、出力トラン
ジスタＴ４．フィードバック抵抗Ｒ１□および抵抗回路
網ＶＲ２，Ｒ，，等から成る二線式測定技術は公知であ
り、適宜設計変更可能である。
ジスタＴ４．フィードバック抵抗Ｒ１□および抵抗回路
網ＶＲ２，Ｒ，，等から成る二線式測定技術は公知であ
り、適宜設計変更可能である。
以上に説明したように、本発明によれば、機械的変位量
に応じて差動的に変化する２つの測定コンデンサを充放
電させ、この充電々圧が所定値に達したことを交互に検
出し、この検出に基づいて双安定手段を動作させ、そし
て一方の安定出力状態の期間中箱１のコンデンサを充電
し、他方の安定出力状態の期間中箱２のコンデンサを充
電し、両コンデンサの充電々圧の差に基づいて出力電流
を制御するようにしたので、従来のように発振回路や変
圧器等を必要とせず、従って周波数等の誤差要因が無く
なり、それゆえ機械的変位量を精度良く測定することが
できる。
に応じて差動的に変化する２つの測定コンデンサを充放
電させ、この充電々圧が所定値に達したことを交互に検
出し、この検出に基づいて双安定手段を動作させ、そし
て一方の安定出力状態の期間中箱１のコンデンサを充電
し、他方の安定出力状態の期間中箱２のコンデンサを充
電し、両コンデンサの充電々圧の差に基づいて出力電流
を制御するようにしたので、従来のように発振回路や変
圧器等を必要とせず、従って周波数等の誤差要因が無く
なり、それゆえ機械的変位量を精度良く測定することが
できる。
しかも、測定コンデンサの充電々圧が所定値に達したこ
との検出に基づいて駆動され第１および第２のコンデン
サのそれぞれの放電開始を遅延させる遅延手段を設け、
この遅延手段の遅延時間を適切に設定することにより、
測だコンデンサに対する浮遊容量の影響を補償すること
ができるので、さらに測定精度を高めることができる。
との検出に基づいて駆動され第１および第２のコンデン
サのそれぞれの放電開始を遅延させる遅延手段を設け、
この遅延手段の遅延時間を適切に設定することにより、
測だコンデンサに対する浮遊容量の影響を補償すること
ができるので、さらに測定精度を高めることができる。
第１図は機械的変位量を容量変化に変換して検出する方
法を説明するための原理図、第２図は本発明の一実施例
の回路図、第３図はその実施例におけるＣニーＭＯＳス
イッチについて説明するための部分回路図、第４図は第
２図の実施例の動作を説明するための波形図であるＯ ＣＡ、ＣＢ・・・測定コンデンサ、 ＣＭ、 、 ＣＭ２． ＣＭ、・・・Ｃ−ＭＯＳスイ・
ノチ、Ｑ、 、 Ｑ、 、 Ｑ３・・・Ｄ−フリ・ンプ
フロ・ノブ、ＤＡ３． ＤＡ、・・・差動増幅器、 ・
Ｔ、〜Ｔ、・・・トランジスタ、 Ｃ，、Ｃ，、Ｃ３・・・コンデンサ・ Ｅ・・・電源１ Ｌ・・・負荷。 才１ （￥１ 休づ（２） ｃ
法を説明するための原理図、第２図は本発明の一実施例
の回路図、第３図はその実施例におけるＣニーＭＯＳス
イッチについて説明するための部分回路図、第４図は第
２図の実施例の動作を説明するための波形図であるＯ ＣＡ、ＣＢ・・・測定コンデンサ、 ＣＭ、 、 ＣＭ２． ＣＭ、・・・Ｃ−ＭＯＳスイ・
ノチ、Ｑ、 、 Ｑ、 、 Ｑ３・・・Ｄ−フリ・ンプ
フロ・ノブ、ＤＡ３． ＤＡ、・・・差動増幅器、 ・
Ｔ、〜Ｔ、・・・トランジスタ、 Ｃ，、Ｃ，、Ｃ３・・・コンデンサ・ Ｅ・・・電源１ Ｌ・・・負荷。 才１ （￥１ 休づ（２） ｃ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １）機械的変位に応じて容量値が差動的に変化する２つ
の測定コンデンサと、この２つの測定コンデンサを充放
電する回路と、前記２つの測定コンデンサの充電々圧が
所定値に達したことを交互に検出する検出手段と、この
検出手段により駆動されて双安定動作をする双安定手段
さ、この双安定手段の一方の出力状態の期間中充電され
他方の出力状態の期間中放電される第１のコンデンサと
、前期双安定手段の他方の出力状態の期間中充電され一
方の出力状態の期間中放電される第２のコンデンサと、
前記第１および第２のコンデンサの充電々圧が供給され
第１および第２のコンデンサの充電々圧の差に比例した
電圧を出力する差動増幅器と、この差動増幅器により制
御され前記機械的変位を表わす出力電流を供給する電流
制御手段き、延手段とを備え、その遅延手段の遅延時間
を適切に設定することにより、前記測定コンデンサに対
する浮遊容量の影響を補償することを特徴とする変位測
定装置。 ２、特許請求の範囲第１項記載の変位測定装置において
、前記検出手段は、Ｃ−ＭＯＳタイプのフリップフロッ
プと、前記２つの測定コンデンサの充１々圧を交互に前
記フリップフロップに導くスイッチ手段とから成ること
を特徴とする変位測定装置。 ３）特許請求の範囲第１項またはｊ４２項記載の変位測
定装置において、前記双安定手段は、その一方の出力状
態の期間中用１のコンデンサを充電可能にし、かつその
他方の出力状態の期間中用２のコンデンサを充電可能に
するスイッチ手段を備えていることを特徴とする変位測
定装置。 ４）特許請求の範囲第１項ないし第３項のいずれかの項
記載の変位測定装置において、前記遅延手段は、Ｃ−Ｍ
ＯＳタイプのＤフリップフロップと、第１および第２の
コンデンサの放電回路に組込まれて前記フ１１ツブフロ
ップによってオンオフ制御されるスイッチ手段とから成
ることを特徴とする変位測定装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4917483A JPS59174715A (ja) | 1983-03-24 | 1983-03-24 | 変位測定装置 |
| DE19843408529 DE3408529A1 (de) | 1983-03-24 | 1984-03-06 | Schaltungsanordnung zur messung mechanischer verschiebungen |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4917483A JPS59174715A (ja) | 1983-03-24 | 1983-03-24 | 変位測定装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59174715A true JPS59174715A (ja) | 1984-10-03 |
| JPH0350966B2 JPH0350966B2 (ja) | 1991-08-05 |
Family
ID=12823691
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4917483A Granted JPS59174715A (ja) | 1983-03-24 | 1983-03-24 | 変位測定装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59174715A (ja) |
| DE (1) | DE3408529A1 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6828767B2 (en) | 2002-03-20 | 2004-12-07 | Santronics, Inc. | Hand-held voltage detection probe |
| DE102004036937B4 (de) * | 2004-07-29 | 2009-05-07 | Robert Rohrbach | Verfahren zur Kompensation von Fehlereinflüssen in einem kapazitiven Längen- oder Winkelmesssystem |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52133263A (en) * | 1976-04-30 | 1977-11-08 | Shimadzu Corp | Static capacity/dc voltage converter |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CH539837A (de) * | 1972-03-22 | 1973-07-31 | Ulrich Meyer Hans | Kapazitive Längenmesseinrichtung |
| JPS5528157A (en) * | 1978-08-19 | 1980-02-28 | Fuji Electric Co Ltd | Displacement converter |
| US4389646A (en) * | 1980-04-30 | 1983-06-21 | Fuji Electric Co. Ltd. | Displacement converting circuit arrangement |
-
1983
- 1983-03-24 JP JP4917483A patent/JPS59174715A/ja active Granted
-
1984
- 1984-03-06 DE DE19843408529 patent/DE3408529A1/de active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52133263A (en) * | 1976-04-30 | 1977-11-08 | Shimadzu Corp | Static capacity/dc voltage converter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0350966B2 (ja) | 1991-08-05 |
| DE3408529C2 (ja) | 1992-04-02 |
| DE3408529A1 (de) | 1984-09-27 |
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