JPS59132590A - 誘導加熱装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は誘導加熱装置に関し、特に新規かつ改良した交
流−高周波誘導調理装置に関する。

更に詳しくいえば、本発明は家庭用調理レンジ等の誘導
加熱コイルを励振するために、普通の交流を２０〜３０
幻ｌの高周波電流に直接変換する種類の改良した調理装
置の誘導加熱装置に関する。

高周波電流で励振された誘導加熱コイルは急速に変化す
る誘導磁界を発生し、この砿界はコイル上に置かれた金
属底の調理器中に急速かつ効率的に熱を発生する。

米国特許第３，７１０，０６２号には（発明者は本願発
明者と同じ）、金属底の誘導加熱調理器具が開示されて
おり、この調理器具は改良した電源とゲート制御回路を
有し、赤外線温度センサと改良した加熱コイル配置を使
用している。この米国特許に開示されている金属床調理
器具誘導加熱装置は、多くの用途で満足すべきものであ
る。しかし、この装置は加熱コイルから望ましくない無
線電波を放射する。この電波は調理器具によっである程
度減少できるが十分ではない。また調理器具と加熱コイ
ルとの間に静電結合がある。この静電結合により調理器
具はアースよりも高い電位をとり、オペレータが不用意
に調理器具に触れると大きな電気的シーヨツクを受ける
。従来の装置に伴うこのような問題を最少にするために
、本発明がなされたのである。

したがって、本発明の目的は電波妨害が最少で安全かつ
高い信頼度で動作する誘導調理器具を提供することであ
る。

以下、図面に示す実施例を参照して本発明の詳細な説明
する。

第１図は本発明に従って作った新規かつ改良したＡＣ−
ＲＦ　＠導加熱装置の電源のブロック図である。第１図
で、一対の高電圧電源端子１５．１６に、全波整流ブリ
ッジＣＲ，の出力側に現われる全波整流′酸圧波形の低
周波高電圧脈動励振電位が加えられる。ブリッジＣＲ，
には普通のオン−オフスイッチＳ□と適邑なヒユーズ（
図示せず）を介して、入力導体１１．１２に接続される
普通の交流商用電源（ＡＣ）から電力が加えられる。２
つの部分”２　！　”２・で構成されるフィルタインダ
クタは入力導体１．１　、１２を全波整流ブリッジＣＲ
１の２つの分岐に接続し、かつ一対の直列接続された高
周波フィルタコンデンサＣ２，Ｃ２′が入力導体１１゜
１２の間に接続され、インダクタＬ２　、Ｌ２’を流れ
る高周波電流をバイパスする。フィルタインダクタＬ２
．Ｌ２′は比較的安価な空心コイルであって、電源周波
数ではほとんどまたは全くＰ波作用を行わないが、チョ
ッパーインバータ回路が動作する高周波（２０ないし３
０ＫＨ２）に対しては高インピーダンスを示す。

チョッパーインバータ電源回路は番号１８で全体的に示
す、直列接続されたコンデンサおよびインダクタ転流無
効要素を更にそなえ、転流インダクタ無効要素は誘導加
熱コイルを構成する。サイリスタスイッチ１７の負荷端
子は、高電圧電源端子１５．１６に転流無効要素１８と
並列回路関係で接続される。サイリスタスイッチ１７は
なるべくならシリコン制御整流器（以下ＳＣＲと記す）
で構成する。低電圧直流電源１９はその電力を高電圧電
源端子１５．１６から取出し、低電圧直流励振電位をサ
イリスタスイッチ１７のゲート回路に与える。このゲー
ト回路は可変遅延ゲートトリガ源（又−は単にゲートト
リガ源）２２で構成され、出力側］はサイリスタスイッ
チ１７のゲートに接続される。ゲートトリガ源２２はサ
イリスタスイッチ１７のゲートオンを制御するように動
作し、このスイッチはゲートトリガ源２２による反復ゲ
ートオンにより、直列転流チョッパーインバータの通常
の態様で動作して、転流無効要素１８の一部を構成する
誘導加熱コイルを通じて高周波′電流を供給する。

ゲートトリガ源２２が一部を構成している全体のゲート
回′路装置は、チョッパーインバータの動作周波数とほ
ぼ同じ周波数の第１高周波交流ゲート制御信号電圧を得
るために、無効転流要素の１つに接続される抵抗Ｒ３も
含む。高電圧電源端子１５．１６間に現われる高電圧電
位の周波数と同じ周波数の第２交流ゲート制御信号′亀
圧を取出すために抵抗Ｒ０が端子１５．１６に接続され
る。

前記第２交流ゲート制御信号重圧は、全波整流ブリッジ
ＣＲ１から供給される低周波脈動励振電位成分を含む。

微分結合回路を構成するコンデンサｃ４と抵抗Ｒ２をそ
なえる共通交流結合装置は、抵抗Ｒ８を介して取出した
第１高周波交流ゲート制御信号電圧と、抵抗Ｒ１を介し
て取出した第２交流ゲート制御信号電圧を共通に結合し
て、低電圧直流電源１９から加えられる直流バイアス電
位と関連して、ゲートトリガの２２の動作を制御する。

これらのゲート制御信号電圧の組合せにより、回路の最
初のターンオンの間に端子１５．１６に加えられる高電
圧脈動励振電位の零点またはその近くの点で、ゲートト
リガ源２２はサイリスタスイッチ１７をターンオンし、
ターンオフになるとチョッパーインバータの動作サイク
ルをこえてサイリスタスイッチ１７の延期させられたタ
ーンオフを、端子１５．１６の間に現われる高電圧低周
波脈動励振電位成分の零点またはそれに近い点でだけ起
るようにさせる。このようにして、ラインフィルタ部品
をほぼ必要とすることなしに、無負荷から全負荷に至る
あらゆる値の負荷に対してほぼ正弦波状の線電流が得ら
れ、力率と波形率が１で誘導加熱装置の電源を動作させ
ることができる。

とれが咎われるやり方については第２図を参照して以下
に詳しく説明する。

第２図で、商用電源は電源スィッチＳ１　と、高周波フ
ィルタＬ、Ｃ，，を介して全波整流ブリッジＣＲ１に加
えられる。高周波Ｐ波作用を改善するためにフィルタコ
ンデンサＣ２，Ｃ２′の交流源側の電源端子１１．１２
にそれぞれ直列に別の高周波フィルタインダクタＬ、Ｌ
、’を接続できる。整流ブリッジＣＲ１の出力はこのブ
リッジの充電負荷となる抵抗Ｒ１ａを介して高電圧電源
端子１５．１６に加えられる。この説明のために、入力
端子１１．１２に接続されている普通の商用電源は１２
０Ｖ、１５〜２ＯＡ、　６０）（Ｚ交流電源と仮定する
と、端子１５゜１６間に現われる高電圧低周波脈動励振
電位は平均値が約１０８■の１２０）ＩＺ全波整流電圧
である。

しかし、第９図Ａ、Ｂ、Ｃに示すようにして部品の値を
大きくするか、別に部品を付加することにより、この回
路は２４０Ｖ、　３０〜５０Ａまたはそれ以外の電源に
容易に適合できるから、本発明はそのような電源に用い
ることに限定されるものではない。

前記米国特許に詳しく説明されているように、この電源
は高圧電源端子１５．１６に直列回路関係で接続される
直列接続コンデンサおよびインダクタ転流無効要素Ｃ１
，Ｌ、を含む高周波チョツパータ回路をそなえている。

インダクタンスＬ１　と容量Ｃ１をそれぞれ有する直列
接続インダクタおよびコンデンサ転流無効要素は′電源
端子１５．１６にｌｊ列接続されるとともに電力用サイ
リスタＱ１に並列接続される。インダクタＬ１とコンデ
ンサＣ１はチョッパーインバータのための全動作期間Ｔ
を与えるように、チョッパーインバータの各動作期間中
にサイリスタの導通期間と転流期間とを組合わせた期間
ｔ１　を与える１、希望する転流周波数で直列共振する
ように同調される。前記期間Ｔは各動作サイクルについ
て静止充電期間ｔ２を含み、Ｔ＝ｔ工＋ｔ２であって、
値ω２ｔ２は動作周波数またはそれより高い周波数でほ
ぼＶ２に等しく、このよ−うなチョッパーインバータの
構成と動作のために、各導通間隔に続いてサイリスタＱ
、に再び加えられる順方向電圧は負荷とはほぼ独立に維
持される。

このチョッパーインバータ回路は、なるべくならインダ
クタンスＬ３　を持つ平滑インダクタと、容量ｃ　ａを
持つ平滑コンデンサとを更に含むようにする。この平滑
インダクタと平滑コンデンサは直列接続された後、コン
デンサＣ１と並列に接続され、コンデンサおよびインダ
クタ転流無効要素の一部を構成する。インダクタＬ８　
とコンデンサＣ８は、これらの部品を含むコンデンサ転
流無効要素の組合わされたりアクタンスが接置性であり
、インダクタＬ０　と直列共振して、サイリスタの導通
期間と転流期間とを組合わせた期間ｔ工を設定するよう
なインピーダンス値を持つ。このようにして構成される
と、平滑インダクタし、と平滑コンデンサＣ３とはイン
ダクタＬ８　を流れる電流を、妨害電波をほとんどまた
は全く発生しないほぼ正弦波形に整形し、平滑インダク
タＬ８は装置の誘導加熱コイルを構成する。この回路は
このように構成されているから、サイリスタに付随する
ゲート回路によりサイリスタＱ１　が反復してターンオ
ンされると、端子１５と１６の間に現われる高電圧によ
りコンデンサＣ１とＣ３に貯えられる電荷は、直列に転
流されるチョッパーインバータの通常な態様で、インダ
クタＬ１．Ｌ３を交互に通って振動し、それにより誘導
加熱コイルＬ３に高周波電流を供給する。コイルＬ３　
を流れる正弦波状の高周波電流は、コイルＬ８の上に置
かれる金属底の調理器具５１内のキャリヤを磁気的に急
速に動かし、それにより調理器具を加熱する。

第２図についての説明から、サイリスタロ工は転流無効
要素により発生される共振振動の結果、交流電源電圧の
ピーク値の間に電源端子１５．１６に生ずる比較的高い
ピーク電圧（４００Ｖ程度）に適合するのに適当な車力
定格の一方向導通シリコン制御整流器（ＳＣＲ）である
。インダクタＬ０とＬ３の巻線に鎖交する磁束のために
生ずる逆電流を受は入れるために、５ＣＲＱよと逆並外
に接続されている電力帰還ダイオードが普通用いられる
。しかし、本発明の回路では、全波整流ブリッジＣＲ工
は急速回復ダイオードにより構成される。これらのダイ
オードによりブリッジＣＲ１は電源電圧の全波整流器と
、５ＣＲ−サイリスタＱ０　を中心とする逆電流の帰還
を行うことの二重の機能を果す。この急速回復ブリッジ
はインダクタＬ２　とその他の部品と周期的な共振が起
らないように、インダクタし２を転流要素Ｃ工＋　”；
ｌ　＋　０３　　から分離させ、このような分離がない
時に起るようなインバータの低い振動モードを特徴とす
る。この特徴は急速なスタート、つまり急速に低い電源
電圧から高い電源電圧へ移るとき回路を安定に動作する
ように改善する。ダイオード整流ブリッジＣＲ１として
使用するのに満足すべき急速回復ダイオードや、既製の
ブリッジが数多く市販されている。電力用ノくワーチョ
ツノ（−インバータの動作を確実にするために、抵抗Ｒ
］、？とコンデンサＣ７で構成される汎用の緩衝回路が
、５ＣＲＱ、のターンオフに続いてＳＣＲＱｌに再び加
えられる順方向電圧のｄｖ／ｄｔ効果を制限するように
、５ＣＲＱ１に並列に接続される。　　　゛第２図に示
す回路に使用されるゲート回路装置は、プログラマブル
ユニジャンクショントランジスタＱ８　を含むゲート信
号発生器により構成される。このユニジャンクショント
ランジスタＱ３のカソードは負荷抵抗Ｒ１□を介して電
源端子１６に接続される。抵抗Ｒ１□は結合コンデンサ
Ｃ６を介してパ、イロット・スイッチング５ＣＲＱ２の
ゲートに接続され、このＳＣＲＱ２のアノードは抵抗Ｒ
１８−を介して電力用ＳＣＲＱ、のアノードに接続され
る。

５ＣＲＱ２のカソードは負荷抵抗Ｒ１２を介して電源端
子１６に接続されるとともにＳＣＲＱｌのゲートにも接
続される。

このような構成であるから、プログラマブルユニジャン
クショントランジスタＱ３　　（以後ＰＵＴと記す）が
導通状態にされると、負荷抵抗Ｒ１１の両端にゲートオ
ンパルスが発生される。この負荷抵抗Ｒ１１は結合コン
デンサＣ６を介してゲートオンパイロット５ＣＲＱ２に
結合される。ＳＣＲＱ、はその負荷抵抗Ｒ１□の両端に
強力なゲートオンパルスを発生する。このパルスは主電
力用ＳＣＲＱｌを安全にターンオンするのに十分な大き
さを持つ。

ＰＵＴ　Ｑａはゼネラル・エレクトリック・カンパニー
その他数社で製造販売されている普通の３端子ＰＮＰＮ
装置である。ＰＵＴ　Ｑ３の３端子は負荷抵抗Ｒ１１に
接続されるカソードと、バイアス抵抗Ｒ７とＲ２２に接
続されるアノードと、第２のバイアス抵抗Ｒ９とＲｔｏ
との接続点に接続されるアノードゲートである。抵抗Ｒ
０とＲＩＯとはＰＮＰスイッチングトランジスタＱ、の
コレクタに接続されてＮＰＮスイッチングトランジスタ
Ｑ５　とともにＰＵＴＱ、のターンオン時間を制御する
第１制御スイツチ装置を構成する。トランジスタＱ、と
Ｑ５は直列接続された一対の抵抗Ｒ５，Ｒ６を介して相
互に接続される。これらの抵抗の共通接続点はトランジ
スタＱ４のベースに接続される。高電圧電源端子１５と
１６の間に電圧降下抵抗Ｒ１５と充電抵抗Ｒ８と直列に
なって接続されるダイオードＤ１と、抵抗Ｒ８に並列接
続されるコンデンサＣ８とツェナーダイオードｚ１　と
により構成される低電圧直流電源からトランジスタＱ、
とＱ、に付勢電位が供給される。

これによりコンデンサＣ８の両端に生じる低電圧直流供
給電位の値を安定化させる。約２０Ｖの低電圧直流電源
の電圧は、トランジスタＱ、のエミッタに加えられると
ともに、トランジスタＱ５のコレクタに抵抗Ｒ５＋Ｒ６
を介して加えられる。トランジスタＱ、が後述するよう
にしてターンオンされると、トランジスタＱ、のベース
電圧はＱ４をターンオンさせるのに十分なほど低下され
、バイアス抵抗Ｒ７＋　Ｒ２２＋　Ｒ９＋　Ｒ１Ｏを介
してＰＵＴ　Ｑａに付勢電位を加える。ＰＵＴ　Ｑａの
アノードもタイミングコンデンサＣ５に接続される。こ
のコンデンサＣ５は抵抗Ｒ７とＲ２２を介して指数関数
的に充電され、アノードゲートバイアス抵抗ＲＩＨＲＩ
Ｏの両端子間に発生されるバイアス電圧に対して予め設
定した点弧電圧を得ると、ＰＵＴ　Ｑ、はターンオンし
てパイロットスイッチングＳＣＲＱ２にゲートオンパル
スを供給する。しかし、後述するようにタイミングコン
デンサＣ５の電荷は十分な大きさまで蓄積するのを許さ
れていると仮定する。

第２−図の電源のためのゲート回路装置は制限抵抗Ｒ８
の形の装置を更にそなえている。この抵抗Ｒ８は転流無
効要素の一つ、すなわち第２図ではインダクタＬ３に接
続されてインダクタＬ８　の端子間の電圧Ｖ、３から第
１高周波交流ゲート制御信号電圧を取出し、導体２５と
共通ＡＣＣ結合コンノンＣ２を介してスイッチングトラ
ンジスタＱ５のベースに前記ゲート制御信号電圧を供給
する。

高電圧電源端子１５に現われる高電圧ｖ９の周波数と同
じ周波数の第２交流ゲート信号邂圧を取出すために、抵
抗Ｒ１の形の装置が端子１５に接続される。この第２交
流ゲート信号道圧は全波整流された低周波脈動電位成分
を含む。電源端子１５と１６の間に現われる電圧■８の
交流成分だけが用いられるから、この第２交流ゲート信
号電圧は抵抗Ｒ工の代りに、または抵抗Ｒ０とともに用
いられる結合コンデンサを介して得ることができる。

更に、抵抗Ｒ０と導線２５を介して供給される第２交流
ゲート制御信号電圧は、後に十分に理解されるような半
サイクルまたは以後のある非動作問隔の初めに、チョッ
パーインバータ回路の最初のターンオンに優先的に効果
的である。

第１および第２交流ゲート制御信号電圧成分は抵抗Ｒ２
］とＲ２で加え合わされて、コンデンサＣ６で構成され
る共通交流結合装置を介してスイッチングトランジスタ
Ｑ５のベースに加えられる。抵抗Ｒ２１＋Ｒ２とコンデ
ンサＣ１は微分回路を構成するから、トランジスタＱ５
のベースに現われる電圧Ｖ５は実際には電圧■４の微分
された値、すなわちｄｖ４／ｄｔである。この電圧Ｖ、
が負へ動く間にある安全な値に制限するために、トラン
ジスタＱ５のベースと電源端子１６との間に、カソード
がトランジスタＱ５　のベースに接続されるようにして
、クランプダイオードＤ、を接続する。

結合コンデンサＣ２を介して供給される第１および第２
交流ゲート制御信号分に加えて、トランジスタＱ５のベ
ースにはそのベースと低電圧直流電源端子１９との間に
直列接続される抵抗Ｒ４１Ｒ１８１Ｒ１゜いで構成され
る直流バイアス回路網を介して直流バイアス電圧も加え
られる。抵抗Ｒ１８とＲ２の共通接続点はスイッチング
トランジスタＱ８で構成される第２制御スイツチ装置の
コレクタに接続され、このトランジスタのエミッタは電
源端子１６に接続される。トランジスタＱ８がターンオ
ンさせられると、トランジスタＱ８は抵抗Ｒ４を介して
スイッチングトランジスタＱ５のベースを電源端子１６
に接続する。したがって、トランジスタＱ５のベースに
加えられる直流バイアス電圧の値は、トランジスタＱ８
のオンまたはオフ状態により制御される。トランジスタ
Ｑ８がオン状態になっていると、トランジスタＱ５のベ
ースは電源端子１６の直ＩＡｆ、　’ｄＬ圧にほぼ維持
されるから、抵抗Ｒ３，Ｒ，導線２５および共通結合コ
ンデンサＣ２を介して加えられる交流ゲート信号電圧は
制御効果を持つ。トランジスタＱ８がオフ状態の時には
、抵抗Ｒ１７Ａ　＋ＲＩ　Ｆｌ　＋Ｒ４を介してトラン
ジスタＱ５のベースに加えられる正の直流バイアス電圧
はトランジスタＱ５を導通状態にし、抵抗Ｒ１またはＲ
３゜導線２５および共通結合コンデンサｃ４を介して加
えられる交流ゲート信号電圧はトランジスタＱ５の動作
に何の影響も及ぼさない。

４＃１１２５からコンデンサＣ４を介してトランジスタ
Ｑ５のベースに加えられる電圧の高周波成分により作動
されるトランジスタＱ５のベースに加えられる直流バイ
アスの直に対するトランジスタＱ８のスイッチング作用
をさけるために、トランジスタＱ８のコレクタと低電圧
直流電源端子１９との間に、抵抗ＲＩ？ＡおよびＲ１８
の直列体にコンデンサＣ１、が並列接続される。このコ
ンデンサの目的はこの回路の全体の動作の説明に続いて
詳しく説明する。

第２制御トランジスタスイツチＱ８のスイッチングオン
およびオフ動作は、第２スイッチングトランジスタＱ、
のオンまだはオフ状態により制御される。トランジスタ
Ｑ９のベースはバイアス抵抗Ｒ１？ＡとＲ１８の共通接
続点に接続され、エミッタは電源端子１９に接続され、
コレクタはゼナーダイオードＺ２．抵抗Ｒ２Ｏ５コンバ
ータ電力制御装置ＰＣおよび抵抗Ｒ］９を介して端子１
６に接続される。電力制御装置ｐｃは第２図にはブロッ
クで示しであるが、この制御装置はこの電源装置のオペ
レータがトランジスタＱ９の状態とは独立に外部からト
ランジスタＱ８のオン捷たけオフ状態を直接に制御する
ために用いる。トランジスタＱ８トＱ、の相互接続につ
いての説明から、電源制御装置ＰＣがこれら２個のトラ
ンジスタのターンオンを可能にする状態にあると仮定す
ると、トランジスタＱ９がターンオンされているとトラ
ンジスタＱ８モターンオンされて２つのトランジスタは
その状態に保持されると、これら２個のトラン・ジスタ
は第２ラツチングトランジスタ制御スイツチを構成する
ことがわかる。この第２ラツチングトランジスタ制御ス
イツチＱａ　、Ｑ９の状態を制御するだめの電源制御装
置ＰＣの適当な形態については、第５図を参照して後に
詳しく説明する。しめ）シ、以下の説明のために、装置
ｐｃは可能状態にあり、したがって抵抗Ｒ２ｏとＲ１゜
の間は短絡されているかのように取扱えると仮定する。

第２図に示す電源の動作中に実際に２種類の現象がある
。これらの現象により、第１制舞スイツチ装置はスイッ
チングトランジスタＱ５　によりオンまたはオフ状態に
され、それによりＰＵＴＱ３の・ターンオンまたはター
ンオフを制御し、トランジスタＱ５が前記したようにし
てターンオフされた時にパイロット５ＣＲＱ２と主電力
ＳＣＲＱ、がゲートオンされる。以下に説明する制御現
象は、直流電源を最初に動作状態に置いた時に、または
チョッパーインパークの高周波動作の１サイクルをこえ
て任意の延期さ八た非動作期間の後の直流電源が非動作
状態になった時に、あるいはこの２つの状態が生じた時
に生ずる。電源スィッチＳ１　を閉じて電源回路を最初
に動作させると、高電圧電源端子１５．１６の間に交流
電源電圧で全波整流された第３図ａの左側半分に示すよ
うな波形の電圧九が発生される。コンデンサＣ１，Ｃ８
と低電圧直流電源中のフィルタコンデンサＣ８に電荷が
蓄積されるから、ブリッジＣＲ，からの全波整流された
出力Ｖ、の各半サイクルの中間で正確には零とならず、
１０〜２０Ｖのある一定の値に近づく。電源スィッチＳ
１　を閉じる点は電源端子１５ｉ６の間に現われる電源
電圧の半サイクル中の任意の点にすることができ、ここ
では簡明のためにスイッチＳ１　を閉じられる点をｖａ
　として示しである。

この点で、低電圧直流電源中のフィルタコンデンサＣ８
では、曲線■、で示されるようにツェナーダイオードＺ
、の２０Ｖ脈動値へ向って電荷の蓄積が開始される。

２０Ｖ直流電源端子１９に任意の正電圧が現われると、
その電圧はトランジスタＱ５　をターンオンし、それに
よりトランジスタＱ４がターンオンされて、電源端子１
９に現われた電圧をバイアス抵抗回路網Ｒ７１Ｒ２，２
＋Ｒ９＋ＲＩ　Ｑを介してＰＵＴ　Ｑ、のアノードとア
ノードゲートにそれぞれ加えられる。そのためにコンデ
ンサＣ５はＲＣ時定数に従って、その時に得られる電圧
まで充電され、トランジスタＱ３をターンオンさせる。

しかし、このような条件の下でトランジスタＱ３がター
ンオンされた時にコンデンサＣ５の端子間電圧が低いか
ら、ＰＵＴ　Ｑ３のカソード回路の抵抗Ｒ１１に現われ
る出力信号パルスは、パイロットスイッチング５ＣＲＱ
２をターンオンさせるほど十分に強く々い。したがって
、ＰＵＴＱ３はオン状態に保持されてコンデンサ サＣ５がそれ以上充電されることを阻止する。第３図ａ
の■、で示されるフィルタコンデンサＣ８の端子間電圧
の上昇は、全波整流された電圧■３の数サイクルにわた
ってツェナーダイオードＺ１の２０Ｖ調整値へ向って続
けられる。ツェナーダイオードＺ１　の調整値に達する
と、回路はチョッパーインバータが動作できるように作
動される。これはこの点てパイロット５ＣＲＱ２を安全
確実に点弧するのに適切刃エネルギがちるからである。

しかし、ツェナーダイオードＺ１　の調整レベルに達す
るのに要する半サイクルの数に相当する時間だけパイロ
ット５ＣＲＱ２にしたがってチョッパーインバータの主
サイリスタＱ工に与える適切なエネルギの第１ゲートオ
ンパルスの発生に固有の遅延が課される。これにより転
流要素Ｃ１とＣ３が電圧■ｓまで充電されるだめの時間
が確保される。

この遅延がなかったとし、かつ電力用サイリスタＱ１　
が転流コンデンサＣ１〜ｃ３に貯えられている不適切な
一量の転流エネルギによりターンオンされるとすると、
電力用サイリスタＱ１が初めてターンオンされた後で回
路が転流に失敗する可能性が太いにあり、そのために回
路が誤動作することに比較的鋭い屈曲点を有するように
選択される）、前記遅延が得られ、適切なエネルギの第
１ゲートオンパルスを電力用サイリスタＱ１　に加える
前に転流が確実に行なわれるのを保証しておく。

低電圧直流電源端子１９の電圧が第２ツエナーダイオー
ドＺ２の動作電圧の１６Ｖまで上月−する間に、第１ス
イツチングトランジスタＱ５はオフ状態にされ、全波整
流電圧ｖｓの各零点ごとにオン状態にされる。これは第
３図すに示されている。

この図で、ｖ、Ａの半サイクルの９０〜１８０度部分の
間にｖｓのこう配が負であることがわかる。したがって
、抵抗Ｒ１と導線２５を介して帰還される電圧ｖ４は低
下し、その微分ｄｖ’／ｄｔは負である。

前記したように、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ２□＋Ｅ２は
微分回路として動作するから、スイッチングトランジス
タＱ５のベースに加えられる電圧Ｖ、は、抵抗Ｒ１７Ａ
　＋ＲＩ　８　＋Ｒ＋を介して加えられる正直流バイア
ス電圧と値ｄｖ＋／ｄ、を組合せだ値により決定される
。

■８の零点に達する直前に　ｄｖ４／ｄ、の値は負の最
大に達する。その理由はＶ、の変化率が最大であり、電
圧■５　を電源端子１６の電圧値の方へ向って負となる
からである。このために、第２制御スイツチングトラン
ジスタＱ、を負の方へ、駆動し、それを一時的にターン
オンする。コンデンサＣ８の端子間電圧の上昇のために
電源端子１９の電圧の値が第２ゼナーダイオードＺ２の
調整値よりも低いとすると、第２制倒スイツチングトラ
ンジスタＱ９はオン状態に保持させられることはなく、
トランジスタＱ５．Ｑ、、Ｑ、は導通状態に保持される
。

しかし、低電圧直流電源の値がゼナーダイオードＺ、の
調整値１ｓｖ−ｔたはそれよりも高くなった時に、電源
電圧■８の次の零点が生ずると、トランジスタＱ９は前
記過程により再ひターンオンされ、ツェナーダイオード
Ｚ、は降伏する。前記したように、”電源制御器ｐｃは
短絡さ；ｈていると仮定しているから、トランジスタＱ
８のベースには正のターンオンパルスが加えられる。ト
ランジスタ。８のコレクタから抵抗Ｒ２，）を介する帰
還によりトランジスタＱ、とＱ８はオン状態に保持され
る。

前記過程の間にトランジスタＱ５は常に導通状態に々つ
ていることを思い出すであろう。トランジスタＱ８がタ
ーンオンされると、抵抗Ｒ４とＲ１８の共通接続点は端
子１６に接続され、それによりトラ〉ジスタＱ５のベー
スに加えられていた正極性直流バイアス電圧がなくなっ
て、トランジスタＱ５はターンオフされる。この動作は
ｄｖ４／ｄｔ　　が負である場合の、電圧■８のピーク
と次の最小との間の時間的にほぼ任意の点で起る。トラ
ンジスタＱ５がターンオフされると、トランジスタＱ４
もターンオフされてＰＵＴ　Ｑａは非導通状態に戻るこ
とができるようになる。

以上説明した動作に続いて、全波整流された電圧ｖＳは
第３図すに拡大してよく示される通シその零点を通過し
てそのこう配は正となる。その結果、抵抗Ｒ１と導線２
５によって帰還される電圧■４は正になり、この電圧の
微分ｄｖ４／ｄｔ　　は正となる。これが起ると、トラ
ンジスタ。８がオン状態に保持されており、かつトラン
ジスタＱ５のベースに加えられているバイアスはほぼ零
であるから、正極性の交流帰還信号十ｄｖ４／ｄｊはト
ランジスタＱ５　を再びターンオンする。したがって、
トランジスタＱ、がターンオンされてＰＵＴＱ３ノバイ
アス抵抗回路網とタイミングコンデンサｃ５に励振電圧
を与える。ここで、低電圧直流電源母線１９から加えら
れる電圧の値は、はぼそのピーク値である２０Ｖに達し
ている。したがって、コンデンサＣ５のＲＣ充電時間ｔ
２の間に適切な量の電荷がコンデンサＣ５に充電され、
時間ｔ２の終りにトランジスタＱ３　のアノードゲート
間に適切な電圧が加えられてトランジスタＱ３はターン
オンされると、コンデンサＣ５の電荷（ｄ負荷抵抗Ｒ１
、に放電される。そのために、強い点弧パルスがパイロ
ットスイツチングＳＣＲＱ、をターンオンし、それによ
り電力用サイリスタＱ１　がターンオンされ、コンバー
タは電源周波数の残りの半サイクルの間第３図ａのｖ８
′で示される通り端子１５．１６間に高周波電力を発生
する。このとき第、２制御スイツチはオン状態に保持さ
れており、トランジスタロ８ハはオンで、トランジスタ
Ｑ５　のベースには正直流バイアスは加えられていない
から、インバータはすべての後の半サイクルの開動作す
る。

サイリスタＱ１　がターンオンされると、転流コンデン
サＣ１とＣ３に貯えられている電荷はインダクタＬ１と
Ｌ３の中を共振状に流れ、コンデンサＣ１と０３に貯え
られる電荷の最初の逆転をひき起させ、それ以後は急速
回復ダイオードブリッジＣＲ１の逆導通によりこれらの
コンデンサ上の電荷は第２図に示すような極性をもつ最
初の状態に戻る。第４図すはＳＣＲとダイオードブリッ
ジＣＲ１をそれぞれ流れる電流の波形を示す。同図すに
おいてＳＣＲ電流■８Ｃ’Ｒばｔ０正弦波の正の半サイ
クルで示され、急速回復ダイオードブリッジＣＲ１を流
れる逆ダイオード電流は、期間ｔ１の間に起る正弦波の
負の部分として示しである。誘導加熱コイルＬ３の負荷
による各発振中の消費電力は、たとえば交流電源から取
出され、第４図Ｃに示す電流■。

の直流成分の値を増大させる。その結果、インダクタＬ
１　を流れる電流はＩＬｏであり、ｓｃＲとダイオード
電流は交流電源からフィルタインダクタし２．Ｌ２′を
介して取出す■２電流に重ねられる。

上記の、ようにして行われる電力用ＳＣＲの最初のター
ンオンの後で、電源端子１５と１６の間に生ずる電圧は
、第４図ｄに示すように導通および転流期間ｔ１　の間
にほとんμ零まで低下する。その後で、スイッチングト
ランジスタＱ５゛のスイッチング作用（導通状態）に対
する制御が、誘導加熱コイルＬ３に現われて抵抗Ｒ３，
導線２５および共通結合コンデンサＣ４を通ってスイッ
チングトランジスタＱ５のベースに帰還される電圧の成
分によｐ引き、つがれる。第４図ｄは誘導加熱コイルＬ
３に現われる電圧Ｖ、の相対位相を示し、第４図ｅはコ
ンデンサＣ４と抵抗Ｒ２□、Ｒ２で構成される微分回路
に帰還される電圧■４の結果値を示す。第４図ｄ、ｅか
ら電力用サイリスタＱ１がターンオンすると電圧Ｖ、は
ｄ　Ｖ　４／ｄ　ｔの値のように直ちに負へ向って急激
に下り、サイリスタＱ１　のターンオンとほぼ同時にＰ
ＵＴＱ３およびトランジスタＱ５．Ｑ。

がターンオフさせられる。その後で、チョッパーインバ
ータは１転流期間ｔ１の間発振し、その時に２つのサイ
リスタと帰還ダイオード整流ブリッジは阻１Ｆ状態とな
り、１つの共振が完了された時点で電源端子１５と１６
の間の電圧が鋭く上昇するために、電圧■４は急上昇し
、整流ブリッジＣＲ。

を介する負帰遷はなくなる。正方向への電圧のこの急上
昇は抵抗Ｒ１と導線２５を介して帰遷され、そのために
値＋ｄｖ４／ｄ、は正方向に鋭く増大し、第１スイツチ
ングトランジスタＱ５．Ｑ、をターンオンさせてタイミ
ングコンデンサＣ５の充電を開始させる。この様子を第
４図ｆに示す。この図で、転流期間ｔ１の終９にＱ５　
がターンオンし、タイミングコンデンサＣ５と充電抵抗
Ｒ７１Ｒ２２のＲＣ時定数によりセットされる率でｔ　
２１タイミング期間がスタートする。しかし、この時点
では期間ｔ２はその全期間ｔ　２＋をたどることは許さ
れない。この期間ｔ　２Ｊは無負荷動作状態に対してセ
ットされたものであるが、ある中間時点ｔ、において前
記したのとは異った態様でＰＵＴＱ　３のターンオンに
より停市させられる。

第４図ｅに示すＶ４電圧特性曲線からサイリスタＱ１が
ターンオンすると電圧ｖ４は負の方向に鋭く低下し、そ
れから電圧Ｖ５．（誘導加熱コイルＬ３に生ずる電圧）
７５）負の方へ振れるにつれて正弦波形をたどり、それ
から正弦波形半分の波形が通常たどるようにして正方向
に零まで戻ろうとする。

電圧ｖ１．が零の方へ振れると転流期間ｔ１は終り、端
子１５と１６の間の電圧は第４図ｄに示すように正方向
へ鋭く上昇する。そのためにｖ４帰還電圧は急上昇する
。この帰還電圧は電圧■８の正の半サイクルのために最
初の値以上に上昇する。電圧■３がその正のピーク値を
通過して負方向への降下を開始すると、ｖ３が零に達す
るときには傾斜がなくなシ、その微分値ｄｖ４／ｄｔ　
は零になる。

ゲート制御帰還信号ｄｖ４／ｄｔ　が零になると、微分
コンデンサＣ５によりトランジスタＱ５のベースに加え
′られるベース電流Ｉ５は同様に零になり１、トランジ
スタＱ５はターンオフする。この時点でのトランジスタ
Ｑ５のターンオフにより、トランジスタＱ４　もターン
オフされ、バイアス抵抗Ｒ７゜Ｒ２２ｔＲＱ　ＩＲｌ　
０　　からバイアス電圧を除去する。そのためにコンデ
ンサＣ５にだけ正電圧が残り、この正電圧はＰＵＴＱ３
のアノードだけに加えられ、アノードゲートにはそれに
つり合うバイアス電圧は加えられない、。その結果、Ｐ
ＵＴＱ３はターンオンしてタイミングコンデンサＣ５に
貯えられていた電荷をその負荷抵抗Ｒ□１を通じて放電
させる。そのためにパイロットスイッチング５ＣＲＱ２
がターンオンされ、電力用サイリスタＱ０　　も再びタ
ーンオンされてチョッパーインバータの新たな発振サイ
クルを開始させる。それから以上説明した過程がチョツ
パーインノく一夕のひき続く高周波動作サイクルにわた
って繰返えされる。

以上の説明から、タイミングコンデンサＣ５のＲＣ時定
数の設定は、それ自体によりチョツノ（−インバータの
動作期間を決定するものではないことがわかるであろう
。事実、動作期間を決定するものは、微分コンデンサＣ
４を介してスイッチングトランジスタＱ５のベースに帰
還される電圧Ｖ。

が一定となり、そのｄｖ４／ｄｔ　値が零となってトラ
ンジスタＱ５　のベース電流が零になれる動作サイクル
中の時点である。もちろんこの時点は誘導加熱コイルＬ
：うに現われる電圧■３の位相によって決定される。

誘導加熱コイルＬ３に金属底の調理器具５１を負荷する
と同調状態が変化し、したがってチョッパーインバータ
回路の動作期間が変化する。しかし、前記した電圧■、
の帰還現象のために、このチョッパーインバータ回路は
１周波数ブッシング」特性を示し、動作周波数を自動的
に高くして負荷効果にもとづ（、ＬＣ転流部品の共振周
波数変化に追従するように、電力用サイリスタＱ□に加
えられる点弧パルスの繰返し率を高くする。この「周波
数ブッシング」特性は極めて有益なもので、本願発明の
改良した回路構成の新規な特性に全面的に負うものであ
る。

第１艮イツチングトランジスタＱ５　　と電源端子１６
の間にクランプダイオードＤ２が接続される。

このダイオードはそのカソードがトランジスタＱ５のベ
ースに接続され、アノードが端子１６に接続される。こ
のダイオードはゲート制御帰還電圧の−ｄｖΦ／ｄｔ値
を、負の方向にダイオードの電圧降下分だけ制限する。

正方向ではトランジスタＱ５のベース・エミッタ接合は
ゲート制御帰還電圧を制限するように動作する。このよ
うにして、トランジスタＱ５への入力′はコンデンサＣ
４を流れる電流の両方向でクリップされる。更に、抵抗
Ｒ１（およびこれに直列に接続される結合コンデンサと
）コンデンサＣ４および抵抗Ｒ３ＪＲ２１１Ｒ２の値は
適切に定められ、トランジスタＱ５のベースにおける帰
還電圧の値を安全な値にし、抵抗中の電力消費を少くシ
、かつこれらの部品の値が回路の動作、とくにスタート
時に高周波電圧が端子１５と１６の間に発生される前の
回路の動作を安定にするように定められる。

主婦その他この誘導加熱装置の取扱者が回路の動作を停
止させたいと希望した時点で、トランジスタＱ８を導通
状態に保持する状態にあると先に仮定した電源制御装置
ｐｃを操作することにより、トランジスタＱ８はターン
オフさせられる。トランジスタＱ８がターンオフされる
と、抵抗Ｒ１７ＡＩＲ１８１Ｒ４を介して加えられる正
直流バイアス電圧は再びトランジスタＱ５　をターンオ
ンするのに有効となり、前記のようにして高周波振動が
それ以上発生されることを阻Ｉ卜する。しかし、トラン
ジスタＱ、カターンオフした時には回路の動作停止は起
らず、トランジスタＱ５のベースには抵抗Ｒ１を通じて
正バイアスが再び加えられる。発振状態ではコイルＬ３
から帰還される電圧は存在するが、発振前には存在しな
い。また、電圧Ｖ３　と■４も発振前よりも発振後の方
がはるかに大きい。その結果、抵抗Ｒ４を通じて加えら
れる正バイアス電流は、発振状態で電圧ｖ８とｖ３が存
在する時に、トランジスタＱ５　をオン状態に維持する
のには十分ではかい。電源電圧がほぼ零近くまで降下す
る時だけ発限は停止する。その後で、抵抗Ｒ４を流れる
正バイアス電流は次の半サイクルでのスタートを禁止す
る。このように、電源電圧が零の時に、この動作により
第２制御スイツチトランジスタＱ８．Ｑ９が電源電圧の
与えられた半サイクルのどの時点でターンオフされるか
とは独立に、インノ＜−タは動作を停止される。コンデ
ンサＣ１、は、電力が誘導加熱装置に加えられた時に、
第２制御スイツチトランジスタＱ８の早期ターンオンを
阻止することを主な目的として用いられる。コンデンサ
Ｃ１、は抵抗Ｒ４を通じてトランジスタＱ５のベースに
再び加えられる速さも遅くして、電圧ｖ８　とＶの高周
波分によりトランジスタＱ５の制御機能が一時的にも失
われることを防ぐ。このことは有用であることが見出さ
れているが、必須というほどのものではない。

したがって、発振状態の下で比較的高いレベルの電圧Ｖ
、　、、Ｖ、３の、抵抗Ｒ６を流れるシャットオフ電流
の作用に対して優先する作用により、零点ターンオン（
第３図すに関連して説明した）と零点ターンオフにより
、交流−高周波チョッパーインバータのソフトスタート
およびソフト停止を行うことができる。そのためにこれ
と同一の全体的な性質を有するチョッパーインバータ電
源回路に通常用いられる大型で融通のきかない直流フィ
ルタ部品がないために生ずるような、電磁気的な妨害作
用が最小限に押えられる。更に、この零点ソフトスター
トおよびソフト停止によって非常に不愉快なノイズやカ
リカリという音が、この電源により加熱されている負荷
の調理器具中に発生することを防ぐ。任意の位相で行；
１っれる電源投入やしゃ断のために生ずる、大きな過渡
電流や過渡電圧によりひき起される妨害電波も本発明の
電源では防げられる。最後に、コイルやコンデンサはも
ちろん、高価でこわれやすい半導体は電源の投入、しゃ
断時に生ずる過渡現象にもとづく大きな電圧や電流から
保護される。

第５図は本発明の新規かつ改良した誘導加熱装置用電源
に用いる、電子式電源制御装置ｐｃの一実施例の回路図
を示す。図に示すように、この制御装置は禁止トランジ
スタＱ６　をそなえ、そのエミッタは電源端子１６に接
続され、コレクタは抵抗Ｒ２ｏとＲ３０との共通接続点
に接続される。抵抗Ｒ３ｏの他方の端子は第２制御スイ
ツチングトランジスタＱ　のベースに接続される。この
ような構成であるから、トランジスタＱ６が導通状態に
されると、このトランジスタは第２制御スイツチングト
ランジスタＱ８のベースを、電源端子１６の電圧にクラ
ンプしてトランジスタＱ８がターンオンされるのを防ぐ
、またはトランジスタＱ８がターンオンされておればタ
ーンオフさせる。禁止トランジスタＱ６の導通状態を適
切に制御することにより、第２制御スイツチングトラン
ジスタＱ８は導通状態または非導通状態のいずれかの状
態にされ、それにより前記したようにして第１スイツチ
ングトランジスタの動作を制御する。

禁止トランジスタＱ６のオン−オフ状態を制御卸するた
めに、デユーティサイクル制御装置が設けられる。この
デユーティサイクル制御装置はユニジャンクショントラ
ンジスタＱ７で構成される弛張発振器を含む。このトラ
ンジスタの一方のベースは高電圧電源端子″１６に直結
され、他方のベースは降下抵抗Ｒ２７を介して２０Ｖ低
電圧電源端子１９に接続される。この弛張発振器の同期
を確実にするために、高電圧電源端子１５とユニジャン
クショントランジスタＱ７の他方のベースとの間に制限
抵抗Ｒ２８を接続できる。この弛張発振器は可変抵抗Ｒ
２６とコンデンサＣ０を含むＲＣ回路網を更に含む。こ
れらの可変抵抗とコンデンサは端子１９と１６の間に直
列に接続され、可変抵抗Ｒ２６とコンデーンサＣ９の共
通接続点は単接合トランジスタＱ７　のエミッタに接続
される。

このユニジャンクショントランジスタ弛張発振器の出力
は、電界効果トランジスタフォロワー増幅器Ｑ１□のベ
ースに接続され、このトランジスタのソースは抵抗Ｒ２
ａを介して電源端子１６に接続されるとともに、制限抵
抗Ｒ２４を介してトランジスタＱ□。のエミッタに接続
され、トランジスタＱ０゜のコレクタは負荷抵抗Ｒ３４
を介して電源端子１６に接続される。負荷抵抗Ｒ３４は
制限抵抗Ｒ３□を介して禁止トランジスタＱ６のベース
に接続される。′トランジスタＱ１ｏのベースは可変抵
抗Ｒ３２の可動接点に接続され、この可変抵抗は抵抗Ｒ
３□とＲ３３の中間に直列接続され、これらの直列抵抗
は低電圧直流電源端子１９と高電圧直流電源１６との間
に接続される。（抵抗Ｒ，（、とＲ３３は可変抵抗にも
できる）。無線周波バイパスコンデンサＣ１０がトラン
ジスタＱＩＯのベースと端子１６との間に接続される。

とのデユーティサイクル制御回路により、ユニジャンク
ショントランジスタＱ７は普通の弛張発振器として動作
し、第４図ｆに示す波形に類似するのこぎり状波形を持
つランプタイミング信号を発生する。しかしこのタイミ
ング信号電圧は電源電圧の半サイクルの１２０個に対応
するかな９長い期間１Ｆで延長される。このタイミング
信号は抵抗Ｒ２３による帰還のために全波整流電圧Ｖ３
　と同期され、電界効果追従増幅器（以後ＦＥＴ追従増
幅器と記す）Ｑ□、のベースに供給される。ＦＥＴ追従
増幅器Ｑ１□はトランジスタＱ’ＩＯにエミッタ電流を
供給するとともに、ユニジャンクショントランジスタ発
掘器Ｑ７　と増幅器Ｑｌｌとを高インピーダンス分離す
る。可変抵抗Ｒ３２を適当に調整することにより、ユニ
ジャンクショントランジスタ弛張発振器により発生され
るタイミング信号電圧中のトランジスタＱＩＯが導通状
態にされる点は、オペレータによりその信号電圧の全期
間にわたって導通度を０〜１００％制御できる。オペレ
ータにより設定された設定点でトランジスタＱＩＯが導
通状態にされると、禁止トランジスタＱ６のベースは正
に駆動され、そのために前記したようにして第２制御ス
イツチングトランジスタＱ８のベース電圧はクランプさ
札る。したがって、抵抗Ｒ３２が調整されて、各タイミ
ング信号のランプ（ｒａｍｐ又は立上り）が開始された
直後の点でトランジスタロ工。をターンオンさせたとす
ると、トランジスタＱ６はターンオンされて第２制御ス
イツチングトランジスタＱ８のターンオンを禁止し、し
たがって電源周波数の少しの半サイクルだけの後でラン
プ期間の残りについて、このチョッパーインバータ高周
波電源の高周波動作を禁止する。しかし、ランプの開始
よりはるかに遅れた点でトランジスタＱＩＯをターンオ
ンさせるように可変抵抗Ｒ３２がセットされるものとす
ると、このチョッパーインバータ電源は動作可能状態と
され、ランプ期間中に生ずることができる半サイクルの
うちの多数部分にわたって動作でき、それによりそれに
比例した大きな動作期間にわたって負荷に電力を与える
。このようにトランジスタＱＩＯのターンオン点を制御
することにより、チョッパーインバータのデユーティサ
イクルをそれぞれ電源周波数の１つの半サイクルの待時
間を持つ多くの小さな個別段階で、チョッパーインバー
タの定格電力の０＝１００％にわたって制御できる。多
くの段階と約０５〜１秒のランプ期間を用いることによ
り、負荷電力の制御は誘導加熱コイルＬ８の負荷には現
実には極めて細かくなる。

第５図に示す回路の付加的な１妾な安全特徴はサーミス
タＴ）Ｉにより与えられる。このサーミスタは直列接続
抵抗Ｒ３０とＲ工、に並列に、可変抵抗Ｒ３１と直列に
なって接続される。サーミスタＴＨは、μ方向コイルＬ
３　と電源端子１６との間に直列接続される小型の検出
抵抗Ｒ３６に取付け、熱的に結合される。このような構
成により、誘導加熱コイルＬ３を流れる負荷抵抗が過大
になると、検出抵抗Ｒ３６が加熱されるためにサーミス
タＴＨの抵抗値は、第１スイツチングトランジスタＱ８
のベース電圧が電源端子１６の電圧へ向って、十うンジ
スタＱ８　をターンオフするのに十分な電圧まで減少す
る。そのために第２スイツチングトランジスタＱ８はオ
フ状態に維持され、トランジスタＱ５かオン状態に保持
されて、横孔抵抗Ｒ３６が冷える捷でそれ以上の高周波
発振を阻１ヒし、サーミスタＴＨがその正常な高抵抗状
態に戻ることができるようにする。

抵抗Ｒ３６に取付けることにより゛、またけその抵抗に
単に接近させることにより電流を間接的に検出するサー
ミスタＴＨは、誘導加熱コイルの動作温度状態を検出し
、コイル電流つ捷シコイル温度が電力用サイリスタＱ１
等の電力定格に対して過大な場合には、温度検出抵抗Ｒ
３６または負荷抵抗、あるいはその両者が周囲温度に冷
却されるまで、常にインバーターチョッパ電源回路の動
作を停市させることがわかるであろう。

アルミニウム、鋼のような高導電性金属で作ったなべを
ここで説明しているような誘導調理器具に使用する場合
には、電力用サイリスタＱ、を流れる電流がそのように
高い導電性負荷を用いることによシ減少されるとしても
、誘導加熱コイルに過大な負荷電流が流れる。主婦その
他この誘導加熱装置の使用者すなわちオペレータが、好
−ましくなＡ種類の高導電性なべを用いる場合には、検
出抵抗に取付けられるブー“ミスタＴＨは、そのような
高導電性なべの使用による自己加熱により負荷コイルが
永久的な損傷を受けることを防止する。

オペノー夕はブーミスタＴＨによる回路のターンオンお
よびターンオフにより、使用しているなべがこの誘導加
熱装置に使用するには適当ではないことを知らされる。

このような場合にはステンレスやその他の抵抗率の犬き
々強磁性体製のなべを使用する。希望によっては、前記
米国特許第３７１００６２号に示されているような保持
形温度感知安全回路をサーミスタＴＨに用いてトランジ
スタ。３をターンオフさせ、２ｏｖ電源装置がターンオ
フされるか、安全回路が手動でリセットされるまでこの
電源は不動作状態に保持される。１だ、このよう々構成
により、温度感知安全回路の保持状態を断つだめに電源
スィッチＳ１　をオペレータが切ることが必要であるよ
うに作ることができ、それにょシ導電性の高いなべを使
用すべきではないということを教えることができる。ど
のような場合、たとえば主電源を切ってから再び投入す
るような場合でも、高周波発振が再び生ずることができ
るようになる前に、サーミスタは冷却できるようにせね
ばならない。

過電流制街および過熱制御に加えて、たとえば電源電圧
の過大により電圧ｖｓが高くなシすぎた時に、第２零点
制却スイッチがインバーターチョッパの動作を停止させ
ることが可能であシ、第１サーミスタに並列接続されて
電源端子１５と１６の間に接続される抵抗にょシ加熱さ
れる第２サーミスターは、過電流すなわち過熱状態を検
出する第′、１サーミスタと関連してインバータの動作
を停市させることができる。インバータの保護とプログ
ラミングのために、要求に応じて全ての種類のオン−オ
フ制御を行うため任意の数の方法を、利用できる。

第６図は本発明の誘導加熱調理器の一実施例の回路図で
、電源のデユーティサイクル制御部とゲート回路部とは
電気的に分離されている。第６図で１は、便宜−ヒ、回
路の電源部品は本発明の理解には不要であるから、それ
らの部品は示していない。

第６図で、記号ＰＤ１で示しであるホトダイオード、ホ
トセル、感光性抵抗その他の感光素子は禁止トランジス
タＱＢのベース・エミッタ間に接続される。このベース
は制限抵抗Ｒ３９を介して低電圧直流電源端子１９に接
続される。ホトダイオードＰＤ１は破線で示される光路
を介して光源ＬＳ□に光結合される。この光路は光学繊
維結合素子で構成できる。光源ＬＳ１は第５図を参照し
て説明したのと類似するやり方で、デユーティサイクル
制御出力増幅トランジスタＱ１ｏの出方で制御できる。

希望する電力設定に従ってデユーティサイクル制御によ
り光源ＬＳ１を点滅させることにより、感光素子ＰＤ、
と組合わされて禁止トランジスタＱＢをデユーティサイ
クル制御電力設定に従いターンオフおよびターンオンす
ることにょシ、感光素子ＰＤ１への光結合はトランジス
タＱＢをデユーティサイクル制御卸電力設定に従ってタ
ーンオンおよびターンオフし、前記のように回路が動作
して誘導加熱コイルに高周波励損電流を供給する。光結
合路のためにデユーティサイクル制御器のゲート回路部
と取扱者制御部（は電気的に分離される。光結合の代り
に磁気で操作されるリードスイッチを用いて、デユーテ
ィサイクル制御器から励振される磁気結合路によりこの
リードスイッチを作動させて、同様な電気的分離を行う
ことができる。

第７図は本発明の更に別の実施例の詳細な回路図で、ゲ
ート制御目的のために帰還される第１高周波交流ゲート
信号電圧は、チョッパーインバータ電源回路の転流無効
要素Ｃ１の端子間から取出されるちこの目的のために帰
還抵抗Ｒ３が転流コイルＬ１と転流コンデンサＣＩとの
間に接続される。

第７図の回路では平滑部品Ｌ３とｃ３が含まれず、した
がって転流コイルＬ１は誘導加熱コイルとして動作する
ように構成されることに注意すべきである。

転流コンデンサＣ１の端子間から取出される第１高周波
交流ゲート制御信号電圧は、抵抗Ｒ，と共通結合コンデ
ンサＣ４を介して、第１制圓スイツチングトランジスタ
Ｑ５のペースに加えられる。

同様に、電源端子１５と１６の間に現われる高電圧の周
波数と同じ周波数の第２交流ゲート制御信号電圧は、全
波整流器ＣＲ１の出力側に現われる低周波脈動励振電圧
成分を含み、抵抗Ｒ１と結合コンデンサＣ１を介してト
ランジスタＱ、のベースニ加えられる。可変抵抗Ｒ６の
調整により第１および第２交流ゲート制御信号成分の割
合を調当に調節でき、全体の帰還信号の大きさを制御し
て、全ての値の負荷に対して零電源電圧近くでの始動状
態を調整できる。

第１制御スイツチングトランジスタＱ５のベースに加え
られる直流バイアス電圧は、電源トランスＴ１により構
成される別の非平滑低電圧電源から取出さ゛れる。トラ
ンスＴ１　の１次巻線は、第１電源スイツチＳ１　より
も主電源側で主電源ライン１１．１２に接続される。電
源トランスＴ１　と生霊のを開閉するために、なるべく
なら第２電源スイツチＳ２を設ける。このスイッチはス
イッチＳ１が閉じられるよりも先に閉じられるように、
スイッチＳ１と連動させる。トランスＴ１の２次巻線は
第２低電圧全彼整流ブリツジＣＲ２に接続される。

このブリッジの出力は負荷抵抗Ｒ３１に接続される。

この負荷抵抗は制限抵抗Ｒ３２を介して電圧安定用ツェ
ナーダイオード２．に接続される。このツエ　−ナーダ
イオードの端子間に現われる出力電圧は、第２電圧降下
抵抗Ｒ３３を通じて直列接続ダイオード列り、　、Ｄ５
．Ｄ６　　に加えられる。これらのダイオードはトラン
ジスタＱ５のペースと端子１６の間に抵抗Ｒ２と直列に
なって接続され、抵抗Ｒ３３は抵抗Ｒ１と直列接続ダイ
オード列との接続点に接続される。′ トランスＴ１　を含む別の低電圧直流電源には平滑コン
デンサがないから、その出力電圧は、６０Ｈ２の商用電
源に入力ライン１１と１２が接続されるとすれば、１２
０Ｈ２の割合で主電源の電圧とほぼ同相で上昇および降
下する。スイッチｓ２がスイッチＳ１　　よりも先に閉
じられるから、転流コンデンサＣ１に電圧が加えられる
よりも前に直流バイアスが存在することになる。回路に
初めて電力が加えられると、第１制側スイツチングトラ
ンジスタＱ５は第２図を参照して先に説明したのと同様
にしてターンオンされる。そのためにトランジスタＱ。

がターンオンでき、ツェナーダイオードＺ１　の完全な
２０Ｖ安定電圧力５平滑コンデンサｃ８の端子間にかか
るまで、サイリスタＱ２をターンオンすることなしにサ
イリスタＱ３をオン状態に保持できる。この時に、転流
コンデンサＣ０に十分な転流エネルギが貯えられ、チョ
ッパー　インバータが安全にターンオンできるようにす
る。その後で、電源端子１５と１６の間に現われる全波
整流電圧Ｖのリップルの谷間（ＶＯＲ）に次の電流零が
生ずると、零点において抵抗Ｒ１を介して加えられる帰
還電圧−ｄ、ｖ４／ｄｔの急に取去られる作用のために
、トランジスタＱ５はターンオフされる。同時に、サイ
リスタＱ３　　と同様にトランジスタＱ、もターンオフ
する。全波整流電圧ｖ、Ａが正へ振れはじめて電流零の
直後に、トランジスタＱ５のベースに加えられる正方向
へ変化する直流バイアスと正のｄｖ４／ｄｔにより再び
ターンオンされる。そのためにトランジスタＱ、はター
ンオンでき、タイミングコンデンサＣ５は抵抗Ｒ２２と
Ｒ７を通じて低電圧直流平滑コンデンサＣ８の全電圧値
へ向って充電されて、期間ｔ２の終りにサイリスタＱ３
　を点弧し、それによりパイロット・スイッチングサイ
リスタＱ２にゲートパルスを加えて電力用サイリスタＱ
１′をターンオンする。

サイリスタＱ１　がターンオンすると、転流コンデンサ
Ｃ１に充電されていた電荷は転流コイルＬ１を流れて振
動し、その後で回路は前記した周期Ｔを持つ所定の高い
動作周波数で動作を続ける。この時点で、転流コンデン
サＣ１から抵抗Ｒ８を介して帰還される電圧分は引き継
がれ、前記したようにして高い周波数レートでトランジ
スタＱ５のターンオンとターンオフを制御する。この回
路により発生される電力の制御は、帰還抵抗Ｒ２を変化
させて結合コンデンサＣ１を介して帰還電圧の大きさを
変化することにより行われる。この帰還電圧をほぼ零ま
で降下させると回路は動作を停止する。

コンデンサＣ１の端子間に加わる帰還電圧により、バイ
アスが主電源の零点でバイアスが零まで下った直後まで
、制御スイッチングトランジスタＱ　が高周波レートで
帰還成分により確実にオン一オフされ、かつ帰還成分も
急速に降下し、その時にトランジスタＱ５は非導通状態
にされて、ノ（イアスが再び正まで上昇してトランジス
タＱ５をターンオンし、別の半サイクルの間再び発振す
るように々るまで、トランジスタＱ５はその非導通状態
を保つ。

無負荷状態では転流コンデンサＣ１の端子間電圧は、負
荷状絡での電圧よりもはるかに高い。零点をすぎたスタ
ート後の最初のｔ１期間に続いてコンデンサＣＸ　に生
ずる高電圧の効果は、上昇する直流バイアス電圧がトラ
ンジスタＱ５のベースに加えられて、高周波発振の最初
の１サイクルまたは２サイクルに続いてトランジスタＱ
５　をオン状態に保ち、それにより□残りの半サイクル
は発振を停（ヒさせることができる。このように、無負
荷　−の場合に各零点の直後の比較的低い電源電圧の時
にいくつかの高周波パルスが発生され、そのために平均
消費電力は無視できるほど少い。

たとえばコイルＬ１への誘導結合により抵抗負荷力かけ
られると、コンデンサＣ１の電圧が正常な５２時間をこ
えてトランジスタＱ５　をオン状態に保持することがで
きず、〕＜イイアスミの上昇率はトランジスタＱ５のベ
ースを捕えない。その結果、正常なｔ２期間後はトラン
ジスタＱ５はターンオフされ、それと同時にＰＵＴ３と
電力用サイリスタＱ１が点弧されて、電源電圧の全半サ
イクルに対して回路の発振を維持する。負荷がコイルＬ
１から外されるか、または主電源が断たれる壕で、全て
のひき続く半サイクルに対して前記発振は次の零薫で短
時間停止１〜、それからその零点をすぎた直後に再び発
振を開始するという動作を反復する。

無負荷状態の下でコンデンサＣ４に発生されて、　コン
デンサＣ１に加えられる多少大きな帰還電圧により、直
流バイアス電圧がトランジスタＱ、を制御し、１個捷た
け２個の無線周波パルスが発生された後で、コンデンサ
Ｃ１からの高周波帰還が急激に減少して発振が止むよう
にトランジスタＱ。

はチョツパーインバニタ周期の１サイクルをこえてその
導通状態に保持されたままとなる。したがって、誘導加
熱コイルＬ１から負荷なべが除去されると、第７図に示
す回路はほぼ零である入力電源レベルに戻るから、待機
損は極めて小さくなり、したがって無負荷での電力消費
は小さい。負荷なべが誘導加熱コイルの上に再び置かれ
ると、回路は再び発振を開始して前記したような正常々
やり方で動作する。

第７図に示す回路を用いて負荷なべに発生される電力は
、なべの素材金属の固有抵抗となべ寸法の広い変化に対
して一定に保たれるようになシ、多種類のなべを同じ速
さで加熱できる。この特徴はなべの消費電力をほぼ一定
に保つようなやり方でなべ負荷による負荷コイルＬ１　
の同調に続く期間ｔ１とｔ２の変化により生ずる。誘導
範囲内ではこのような動作が極めて望ましいことが容易
にわかる。

第７図に示す回路はこのように望−ましい多くの時計を
有するが、克服することが多少困難な１つの固有の欠点
を有する。コイルＬ１　には連続した正弦波電圧よりも
むしろ断続する正弦波電流が流れ、転流およびインバー
タ周波数に対してかなり強い望ましく々い無線電波を放
射する高調渡分を有する。誘導加熱コイルの上に置かれ
る負荷なべはこれらの妨害電波を減少させるが、検出で
きないほど十分眞は減少させるものではない。更に、誘
導加熱コイルとなべ負荷との間に静電結合がある。この
静電結合によりなべ負荷はアースよりも高い電位をとり
、この電位はインバータ周波数で周期的に変化するとと
もに、非常に高い周波数成分を含む。実際に、コイルと
なべとの間の容量は、なべが接地点に接続されたとする
とかなりの電流を流すのに十分な大きさである。オペレ
ータがなべとアースに同時に触れたとすると、そのオペ
レータの体を高周波電流が通り、その人にかなり大きな
電気的ショックを与える。な１べ負荷に対する静電結合
は、静電加熱コイルとなべとの間に挿入されかつ振動磁
界がほとんど影響を受けずに通過できるように構成され
た静電シールドＥＳ、を用いることにより、十分に減少
できる。この静電シールドＥＳ１は、第７図Ａのように
中心点が相互に接続されて接地される並列な帯状高導電
金属アレイにより構成できる。これらの帯状金属はすガ
わちはゾ同じ長さの高導電金属ワイヤを複数本並設する
とともにそのワイヤ中央を共通接続した後接地した構造
であり、なるべくならクールトップ絶縁部材４９の下面
に付着、噴霧、塗付等により形成する。クールトップ絶
縁支持部材は誘導加熱装置に用いられる電気調理器具の
クールトップ絶縁面を構成できる。誘導加熱コイルＬ１
　　となべ負荷５１に関連して用いた場合のクールトッ
プ絶縁支持部材４９の機械的構成、動作特性および望ま
しい利点をより詳しく説明するためには、前記米国特許
第３，７１０，０６２号を参照するとよい。この説明の
ために（叶、第７図Ｃに示す略図は、クールトップ絶縁
支持部材４９の下面に第７図Ａに示すような静電シール
ドを形成するだめの提案された構成を示すの（て適切で
ある。

第７図Ｂは静１電シールドの別の例を示す。この例では
誘導加熱コイルＬ１が配置される領域上のクールトップ
絶縁支持部材４９の下面全体には、「アクアダグ（石墨
の水膠液：　ａｑｕａｄｕｇ　）　ｊそめ他これに類似
するたとえば矩形の高抵抗−導電性被覆が配置され、た
とえばその中央を接地して静電シールドＥＳ１を構成す
る。たとえば、１５００オームの表面抵抗を持つ被覆は
容量結合を４０ｄｂ以上減衰させる。磁気誘導される電
流により被覆中には無視できる程度の電力が消費される
。前記米国特許第’３，７１０，０６２号に説明されて
い２るような自動温度回路を用いた場合には、第７図Ｂ
に示すように連続導電被覆の中心部に孔を設けることが
でき、あるいは第７図Ａに示すような帯状導電体のパタ
ーンにそのような孔を設けるように構成し、その孔と赤
外線を透過させるクールトップ絶縁支持部材を通して、
なべ５１を赤外線温度上ンサでみることができるように
する。

クールトップ絶縁支持部材の下面に設けられ、または別
々に作られる第７図Ａ、Ｂ、Ｃに示すよ−うな静電シー
ルドＥＳ１により、誘導加熱コイルとなべ負荷との間の
静電結合は最小となり、そのために静電結合により生じ
ていた取扱者に与える電撃（ｄなくなる。更に、静電シ
ールドＥＳ、は静電気的な無線周波電波の放射をほとん
ど、または全くなくす。この静電シールドは電磁無線周
波数電波の放射も多少減少させる。しかし、被覆の高抵
抗性のためと、被覆がなべ負荷５１への誘導界により加
熱されることを阻止する希望とのために、そのよう々減
少は多少とも小さい。更に、静電シールドを第７図に関
連して説明したが、この静電シールドは前記実施例や前
記米国特許第３，７１０，０６２号に開示されている装
置にも同様な利益で用いられる。

第８図および第８図Ａ〜Ｇは誘導加熱コイルＬ３（′−
１だはＬｌ）を支持す−るため、およびこのコイルを金
礪底のなべやその他の調理器、Ｊｉｔ−５１から電力制
御のためにコイルを動かすための種々の構造を示す。コ
イルをこのように動かすととにより、なべ５１に生ずる
誘導加熱量を制御することが可能である。電力制御目的
で誘導加熱コイルが動かされると、インバータの第５図
に示すようなデユーティサイクル制御器を含める必要は
ない。しかし、電源スィッチＳ１　を操作する必要なし
に、たとえばリードスイッチまたはホトセルに結合され
る光パイプにより、零点ターンオンおよびターンオフを
第５図に示すトランジスタＱ６のベース制御によって行
える。したがって、このインバータを接触制御、光ビー
ムしゃ断、圧力制御および調理容器内の内容の温度等を
含む、非常に低電力の各種の作動信）に応答するように
作ることができる。第８図では誘導加熱コイルＬ３は同
心状のアルミニウム環７０１の中に機械的に支持され、
この環はコイルＬ３により誘導加熱され彦いプラスチッ
クまたはこれに類似する材料から作られるスノくイダ７
０２の上に支持される。スノくイダ７０２は下部の円筒
形スカートに固定され、このスカートは流体が満されて
いる同心形シリンダ７０４内にピストンのようにして動
けるように支持される。この流体は導管７０５を通じそ
シリンダ７ｔ１６とピストン７０７に連通し、このビス
１ンは操作ノ・ンドル７０８により作動される。

ピストン７０７を下へ動かして、導管７０５の中の流体
を圧縮する向きにノヘンドル７０８を動かすことにより
、スカート７０３とコイルＬ３はシリンダ７０４内で作
動する流体の圧力により上方へ駆動される。これとは逆
にピストン７０７ヲ上昇させる向きにハンドルを操作す
ることにより、流体の圧力によってスカート７０３はシ
リンダ７Ｍの中で下降させられ、それ（でよりスパイダ
７０２とその′上に支持されている加熱コイルＬ３は下
降する。温度制御を行いたい場合には、シリンダ７０４
のスペースに温度センサ５４と、それに組合わさ、れる
光チョッパ５３を支持し、スパイダ７０２内の適当な穴
と加熱コイルＬ３内の穴７０９とを通じて、加熱される
なべ５１の底を見ることができる。同様方式は、絶縁支
持部材４９の下表面に形成される第７図Ａ〜Ｃに示され
ているような静電シールドにも設け−られる。前記米国
特許により詳しく説明されているようｊＣｌ　クールト
ップ絶縁支持部材４９は温度センサ５４がなべ５１の底
を直接に見て、その温度を感知するように赤外線に対し
て透明に作ることができる。温度センサ５４はその温度
を示す出力信号を発生し、その信号はインバーターチョ
ッパの動作を制御してなべ５１の温度を制御するために
使用できる。温度センサ５４により行われる制御はオン
ーオフ形制御であって、前記したようにして加熱コイル
Ｌ８の物理的運動に関連して用いられる場合には、なべ
５１の温度をかなり精密に制御できる。

第８図Ａはなべ５５に対してコイルＬ３を動かすだめの
別の例を示し、この例ではコイルＬ３　とアルミニウム
製の支持環７０１はベローズ７１１の頂部に固定される
。このベローズには適当な流体が満され、回転軸７１３
を中心にらせん状に巻かれるたわみ導管７１２に連通し
、この回転軸はレンジそ、　　の他の調理器具の前面の
調節つまみにより回転で督 きる。軸７１３を逆時計回りに回転させることにより、
導管７１２は徒すますらせん状に巻かれて、流体を導管
から押し出し、ベローズを膨張させて加熱コイルＬ３を
上昇させる。これとは逆に、軸７１３を時計回りに回転
させると、導管７１２は巻きほぐされて流体を入れるベ
ローズが広くなるから、ベローズ７１１は収縮して図示
の位置よりも低くなり、そのために加熱コイルらは下降
する。

第８図Ｂは第８図Ａを上下逆にした例で、ベローズ７１
１はクールトップ絶縁部材４９の下面に連結され、加熱
コイルＬ、とその支持環７０１はベローズ７１１の下面
に固着される。このような構成であるから、適当な制御
により流体はベローズから排出されてベローズ７１１は
収縮し、加熱コイルＬ３を流体で完全に満されて膨張し
きったベローズめ高さにより決定される下側位置がら、
コイルＬ３をなべの方へ向けて上昇させ、それによって
より多くの電力をなべに結合させる。希望によってはベ
ローズ７１１内の流体と連結回路を高い熱膨張率をもっ
ているものにし、なべが加熱されて流体も熱せられた時
に、第８図Ａに示すようにコイルがなべから離れるよう
にすることもできる。

第８図Ｃは機械的な動きの一例を示すもので、加熱コイ
ル支持スパイダ７０２が、このスパイダから下方へ伸び
ることができるねじ溝つきの軸１１５に固定される。軸
７１５は外測にねじ溝が設けられ、同軸ギヤラック７１
６の内面ねじ溝にかみ合う。ラック７１６はピニオンウ
オームギヤ７１１により駆動される。ピニオン７１７は
モ、−夕の動作を制御する上昇および下降ボタンの操作
に応するモータにより駆動される軸に取付けられる。全
体の装置は２、ウ、゛ンング７１８の中に収められる。

このハウジングはプラスチックその他の誘導加熱されな
い材料で作る。′モータにより駆動される軸がウオーム
７１７をある向きに回転すると、ラック７１６が回転さ
れてねじ溝つき軸７１５も回転さ；ｈ、スパイダ７０２
を上昇させ、したかつてそれに固定されている加熱コイ
ルＬ３　　も上昇される。ウオーム７１７が逆向きに回
転すると、加熱コイルは加熱されるなべからひき離され
る。

第８図りはより簡単で安価な機械的レバー装置を示し、
加熱コイルの周囲のアルミニウム環は、ガイドピンを囲
むばね７２２の作用に抗して、ガイドビン上で上下する
ように支持される。ガイドピンは加熱コイルし、を上方
へ動かすように保持する。コイルＬ３に取付けられて下
方へ延び１．プーリ７２４の周囲を回って、離れた位置
のドラムおよびダイヤルシャフト１２０に巻きつけられ
るテープまたはカード７２３を引くことにより下降させ
られる。釣り合い用のばね１３０をテープの一端に取り
つけて、ダイヤルシャフトを操作するのに要するトルク
を減少させ、ダイヤ、ルシャフトの全ての位置に対して
トルクを一定に保つことができる。くのアセンブリ全体
はセラミックプラテンがのせられているアルミニウム製
の副プラテンから支持される。

第８図Ｅはらせん状に巻かれた加熱コイルし。

と、その支持用アルミニウム環７０１を、一対の交差脚
７２７と７２８を有する交差脚ジヤツキの他の一対の交
差脚７２５と７２６の端部に固定することにより、上昇
および下降さする更に別の装置を示す。

中心の回転ねし軸７３１にねし込壕れている移動ナツト
７２９ｔては脚７２６と７２９の端部が固定されている
から、軸７３１の回転によりナツト７２９は右または左
へ動かされ、それにより加熱コイルＬ３を上昇捷たは下
降させる。回転軸７３１は調理レンジその他の調理器の
前面パネルから外方に突出して、オペレータが握ること
ができる調節つまみに取付けて、そのつ−まみにより回
転させることができる。

オペレータの操作により軸１３１が回転すると、脚７２
５と７２６は普通の自動車用ジヤツキのようにして上昇
または下降し、それによりなべその他の金属底調理器具
に対して、加熱コイルＬ８を上昇またけ下降させる。

第８図Ｆはクールトップ絶縁支持部材４９上に支持され
るなべ５１の底に対して、加熱コイルし、（の面を上昇
および下降させる更に別の装置を示す。

第８図Ｆで、加熱コイルＬ：３はアルミニウム製の支持
環７３２に取付けられる。この支持環７３２にはコイル
し、に励磁電流を供給するためのたわみケーブル７３３
が連結される。支持環７３２の外線部にはねじ溝が設け
られ、とのねじ溝は回転シリンダ７３４の内側に設けら
れるねじ溝にかみ合う。シリンダ７３４は、誘導加熱装
置が装着されるレンジ等のハウジングに固定されるガイ
ド７３７上の７リンダに回転自在に支持される一対の外
方に伸びるフランジ７３５と７３６を有する。回転シリ
ンダー３４の下部シリンダの下端周面には円形ラック７
３８が設けられ、このラックはウオームギヤ７３９にか
み合う。このウオームギヤは調理レンジの前面パネルか
ら突出す回転シャフトに連結され、オペレータの操作つ
まみの回転操作により回転させられる。

ウオームギヤ７３９の回転によりシリンダγ３４は支持
リング７３２に対して回転できる。シリンダ７３４をあ
る１つの向きに回転させると、加熱コイルＬ３はなべ５
１の底に対して上昇でき、逆向きに回転させると加熱コ
イルは下降されて、加熱コイルとなべ５１との間の磁気
結合量を直線的に制御する。

第８図ｃＨａ′市力制御のためになべ５１に対して加熱
コイルＬ：、を動かす更に別の装置を示す。この図では
加熱コイルし、はアルミニウム製の支持環７４１に固定
される。この支持環はレンジのハウジング４８に固定さ
れた固定シリンダ７４３の中で、上昇および下降運動で
きる。レンジハウジング４８の上にはクールトップ絶縁
支持部材４９が支持され、この部材の上にはなべ５１が
おかれる。支持環７４１は連接ｆｉ７４２に固定され、
この連接棒の下端部は偏心カム７４４の上にのる。この
偏心カムは、レンジの制御パネルから突出している回転
軸に固定される。希望によっては連接棒７４２の周囲に
圧縮コイルばねを巻いて、支持環と連接棒を上方に押し
、それにより偏心カム７４４にかかる荷重を多少小さく
している。第８図Ｇに示す位置までカム７４４を適当に
回転させることにより、コイルし、となへ５１との磁気
結合が最大となり、したかつてなべ５１は最高に加熱さ
れる。カム７４４が時計回りに下方に回転されると、加
熱コイルＬ：３は下降さ、ｈてなべとの間の磁気結合度
は小さくなるから、なべの加熱作用は低下する。

第８図Ｈは誘導加熱コイルＬ３（ｔたはＬｌ）から誘導
柄に加熱される負荷に加えられる電力と、加熱コイルと
負荷との間の距離との関係を示すグラフである。図示の
例では、加熱コイルはコイルの直径に等しいが、捷たけ
それよりも大きな直面を有するステンレス製のなべ負荷
のすぐ下に置かれる。第５図に示すように接続されるイ
ンバータを用いて、１１０−１２０Ｖ、　１５−２０Ａ
　ノ入力で負荷に伝達される最大電力は約１４００Ｗで
ある。前記距離が犬きくなるにつれて、伝達される電力
は急激に低下し、加熱コイルの頂部となべの底との間の
間隔が約５１ｃｍ（約２インチ）になると、約２５０Ｗ
の待機電力レベルに近づく。第８図Ｈのグラフから、最
大電力からかなり低い電力までコイルと々べの間隔に対
して制御がほぼ直線的に行われることがわかる。したが
って、誘導加熱されるなべその他の金属底調理器具に近
づいたり、離れたりする加熱コイルＬ１．捷たばＬｌの
機成的な動きは、なべ負荷に供給される電力、しだがっ
て加熱作用を制御するかなり直線的で満足すべき方法を
与える。

負荷電力の機誠的な制菌に際しての問題は、誘導加熱コ
イルとインバータ回路の待機状態の電力消費がほぼ一定
で、コイルが低レベルの電力をなべに供給する場合の誘
導加熱装置全体の効率を低くすることである。こ几とは
対照的にデユーティサイクル変調が採用される時には、
コイルとなべとの間隔は不変であるから、低電力時と高
電力時との効率は同じである。

電力制御のだめの前記技術に加えて、前記米国特許に開
示されているようなコンデンサＣ１またたＣ３のスイッ
チング技術を本発明の回路に使用することも可能である
。この場合には、コンデンサ部品のスイッチング中に課
される禁止作用は、たとえば第５図の禁止トランジスタ
Ｑ６に加えられて、コンデンサのスイッチングにおける
回路の高周波動作を阻止する。

第９図、第９図Ａ、Ｂはより高い電力レベルで動作する
ように設計される回路で、与えられた定格のサイリスタ
装置や電力用ダイオード整流器を使用するために、その
ようなサイリスタ装置やダイオードを用いる。ことかで
きる別の大電力回路の構成を示す。たとえは、第２．５
．７図の回路を２４０Ｖ、３０〜５０Ａの商用′屯ｊ原
て動作させたい場合には、第９図、第９図Ａ、Ｂに示す
回路を用いることか望才しい。第９図で、与えられた定
格のダイオードＤ１ＡとＤＩＢを全波整流ブリッジＣＲ
，の各分岐に直列に接続し、これらの直列接続ダイオー
ドに並列に分圧抵抗を、ダイオードの共通接続点がこれ
らの分圧抵抗の中間タップに接続することにより各ダイ
オードの電圧定格の２倍の電圧で動作させることが可能
となる。寸だ、回路の電流定格を大きくしたい場合には
、第９図Ｂに示すように各ダイオードブリッジの各分岐
に並列接続される前記のような接続のダイオードを２組
用いることにより、ブリッジの電圧定格を２倍にできる
ばかゆでなく、電流定格も２倍にできる。

このようにして電圧定格と電流定格を希望する任意のレ
ベルにできることは明らかである。与えられた任意の定
格の電力用サイリスタ装置Ｑ１　に対して動作電圧を高
くすることに関して、第９図Ａに示すように２個のサイ
リスタを直列に接続して、回路の電圧定格を２倍（です
ることが可能である。第９図Ａに示すように、各電力用
サイリスタＱ４、に再ひ加えられる最初のｄｖ／ｄｔ効
果を小さくするＪこめの個々の緩衝回路Ｃ？　ＩＲ］　
４　が直列接続される各サイリスタについて設けられる
。同様に各サイリスタＱ、はそれぞれパイロットスイッ
チング５ＣＲＱ２を有し、、５ＣＲＱ、は単のパルスト
ランスＴ１から共通に励１辰される。トランスＴ１は複
数の２次巻線Ａ、Ｂと、１つの１次巻線Ｃとを有する。

１次巻線ＣはＰＵＴＱ、のカソード回路に接続されて、
タイミングコンデンサＣ５がほぼ完全に充電されてＰＵ
ＴＱ、Ｎ　が導通状態にされた時に、２次巻線Ａ、Ｈに
ゲートオンパルスを同時に発生さ亡る。。

その他′の全での面に関しては、第９図、第９図Ａ。

Ｂに示′す回路は第２．５．７図を参照して前記したの
と同様な動作をする。したがって、大電力定格回路のそ
）２以上の説明は不必要であると信する。

以上の説明から、本発明は強磁性体で作られる金属底調
理器具を誘導加熱するために、家庭用調理レンジに主と
して使用され、しかもアルミニウムや銅のような高導電
材料から作った調理器具を用いても破頃しない、新規か
つ改良した低価格および高効率のＡＣ−ＲＦ誘誘導調理
器電電原を提供するものであることがわかる。この電源
は商用電源からの入力を直流にまず変換することなしに
、商用電源の電力を誘導加熱コイルを励振するだめの高
周波励振電流に直接変換し、零から全負荷にわたる全て
の値の負荷に対して力率と波形率がほぼ１で動作するよ
うに構成される。この電源に−より発生される出力の直
線制御は、滑らかで無段階的なやり方で全電力の０〜１
００％にわたる電気的制御によって行われ、あるいは誘
導加熱コイルを機械的に動かすことにより行われる。こ
の回路を適当に変更することにより、回路を高低のいず
れの電力レベルで動作するようにするために要求される
比較的簡単で割合安価な変更のみで両方のレベルで動作
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による誘導加熱装置用の交流−無線周波
電源の一実施例のブロック図、第２図は第１図に示す電
源を構成する本発明のＡＣ−ＲＦチョッパーインバータ
回路の構成の基本的な特徴を示す回路図、第３図ａ、ｂ
、ｃは本発明の回路に最初にＮ源を投入した後て全波整
流された交流電圧のいくつかの半サイクルにわたる本発
明のＡＣ−ＲＦ　　チョッパーイン・く−夕回路の動作
を示すために１２０Ｈ２を時間基準として描いた電圧の
波形図、第４図ａは第２図に示す回路を簡略化した回路
図、第４図ｂ−ｆは第２図に示す回路の動作を示すため
に２０〜３０　Ｋ）（Ｚを時間基準にして描いた電圧対
時間特性の波形図、第５図は本発明の一実施例に含まれ
る付加的な制御回路特徴を示す本発明の電源の回路図、
第６図はオペレータの操作する調整つ廿みと回路の電子
部とを電気的に分離するために光結合、磁気結合その他
の手段を与える本発明のゲート回路部の回路図、第７図
は誘導加熱コイルとしても機能する１個の転流コイルと
、１個の転流コンデンサだけを必要とし、誘導加熱され
る調理器具を静電じゃへいする本発明の別の実施例の回
路図、第７図Ａは第７図の装置に使用できる静電シール
ドの一例を示す略図、第７図Ｂは静電シールドの別の例
を示す略図、第７図Ｃは第７図Ａ、Ｂの静電／−ルドを
調整器具をのせる絶縁支持部材の下面に付着させること
により作ることができる方法を示す、誘導加熱装置に使
用で図はなべその他誘導加熱される金属ベース調理器具
に対して誘導加熱コイルを機械的に動かす種々の装置を
示す図、第８図Ｈは誘導加熱によシ金属ベース調理暮に
発生される加熱電力と加熱される調理器の底部捷での加
熱コイルとの距離との関係を示すグラフ、第９図、第９
図Ａ、Ｂは与えられた定格のＳＣＲとダイオード整流器
を多重に用いて構成した高電力用回路と、高電力回路が
電圧また電流あるいは両者が大きくなった回路を本発明
に従って作る方法を示す図で、図中、１７、Ｑｌは電力
サイリヌタ、１８は無効転流要素、１９は低電圧直流電
源端子、５１は々べ、Ｃ１は転流コンデンサ、、　　Ｃ
Ｒ，は全波整流ブリッジ、Ｃ５はタイミングコンデンサ
、ＥＳｌは静電シールド、ＰＣハコンハータ電力制仰装
置、Ｌｌ　は転流インダクタ、Ｌ、！ｄＲ導加熱コイノ
ペ　Ｑ、、は第２制μｓスイツチトランジメタを示す。 ％　許出Ｈ人　　エンノ＜／、′ロメント・ワン・コー
ポレーション代理人　山川政樹 ＦＩＧ、８ ＦＩＧ、８Ｃ ＦＩＧ、８Ｈ ＦＲＢ ＦＩＧ、９ ＦＩＧ、９Ａ　　　　　　　　　　ＦＩＧ、９Ｂ手続補
正書口式） ％式％ 昭和ぢδ平時　　許願第ｊ７γ０７乙う二２、Ｗ明の名
称 悼１年カロ４態）々置 ３、補正をする者 事件との関係　　　特　　　　許　出願人名称（氏名）
工〉バイロン〆〉ト・ワン・ゴーホ０［−シ３ン明細書

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 誘導加熱コイルに高周波電流を供給してこのコイルを励
   振し、これにより誘導加熱コイル上に配置され料理なべ
   を誘導加熱するようにした誘導加熱装置において、 前記誘導加熱コイルは、平らでらせん状に巻かれており
   、 この誘導加熱コイルの上には誘導加熱される前記料理な
   べを支持する平らな絶縁支持部材が配置され、 前記誘導加熱コイルと前記平らな絶縁支持部材との間に
   誘導加熱される料理なぺを静電じゃへいする静電シール
   ド装置が配置され、この静電シールド装置は接地されて
   いることを特徴とする誘導加熱装置。