JPS6031073B2 - 誘導加熱装置 - Google Patents
誘導加熱装置Info
- Publication number
- JPS6031073B2 JPS6031073B2 JP48068220A JP6822073A JPS6031073B2 JP S6031073 B2 JPS6031073 B2 JP S6031073B2 JP 48068220 A JP48068220 A JP 48068220A JP 6822073 A JP6822073 A JP 6822073A JP S6031073 B2 JPS6031073 B2 JP S6031073B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- transistor
- power supply
- heating coil
- induction heating
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
- H05B6/02—Induction heating
- H05B6/06—Control, e.g. of temperature, of power
- H05B6/062—Control, e.g. of temperature, of power for cooking plates or the like
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
- H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
- H02M5/443—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/45—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/523—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with LC-resonance circuit in the main circuit
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
- H05B6/02—Induction heating
- H05B6/10—Induction heating apparatus, other than furnaces, for specific applications
- H05B6/12—Cooking devices
- H05B6/1209—Cooking devices induction cooking plates or the like and devices to be used in combination with them
- H05B6/1245—Cooking devices induction cooking plates or the like and devices to be used in combination with them with special coil arrangements
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B2206/00—Aspects relating to heating by electric, magnetic, or electromagnetic fields covered by group H05B6/00
- H05B2206/02—Induction heating
- H05B2206/022—Special supports for the induction coils
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B40/00—Technologies aiming at improving the efficiency of home appliances, e.g. induction cooking or efficient technologies for refrigerators, freezers or dish washers
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
- General Induction Heating (AREA)
- Commercial Cooking Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は新規かつ改良した交流−高周波誘導調理装置に
関する。
関する。
更に詳しくいえば、本発明は家庭用調理レンジ等の譲導
加熱コイルを励振するために、普通の交流を２０〜３皿
日２の高周波電流に直接変換する種類の改良した調理装
置の誘導加熱装置に関する。
加熱コイルを励振するために、普通の交流を２０〜３皿
日２の高周波電流に直接変換する種類の改良した調理装
置の誘導加熱装置に関する。
高周波電流で励振された誘導加熱コイルは急速に変化す
る誘導磁界を発生し、この磁界はコイル上に置かれた金
属底の調理器中に急速かつ効率的に熱を発生する。米国
特許第３，７１０，０６２獣こは（発明者は本願発明者
と同じ）、金属底の譲導加熱調理器具が開示されており
、この調理器具は改良した電源とゲート制御回路を有し
、赤外線温度センサと改良した加熱コイル配置を使用し
ている。
る誘導磁界を発生し、この磁界はコイル上に置かれた金
属底の調理器中に急速かつ効率的に熱を発生する。米国
特許第３，７１０，０６２獣こは（発明者は本願発明者
と同じ）、金属底の譲導加熱調理器具が開示されており
、この調理器具は改良した電源とゲート制御回路を有し
、赤外線温度センサと改良した加熱コイル配置を使用し
ている。
この米国特許に開示されている金属底調理器具誘導加熱
装置は、多くの用途で満足すべきものである。しかし、
この装置は特定の種類の損失の大きな強磁性体金属底調
理器具には、その使用が制限されるというある種の限界
を有する。更に、居住地域でそのような装置を多数使用
すると配電線に有害な影響を与えたりすることがあり、
いずれにしても配電サービスをより困難にする。また、
装置から電力を取出す方法は誘導加熱を希望するやり方
で制御するために変更可能である。このやり方には転流
コンデンサ部品のスイッチングも含まれ、この部品を安
全にスイッチングするには比較的高価なスイッチング装
置を必要とする。従来の装置に伴うこのような問題を最
少にするために、本発明がなされたのである。したがっ
て、本発明の目的は強磁性体から作られた金属底の調理
器具を誘導加熱するために、家庭用調理レンジで主とし
て使用されているアルミニューム、銅のように高導電材
料から作られた調理器具に使用されても安全に動作し、
低価格で効率の良い改良した誘導調理器とこれに使用す
る電源を提供することである。
装置は、多くの用途で満足すべきものである。しかし、
この装置は特定の種類の損失の大きな強磁性体金属底調
理器具には、その使用が制限されるというある種の限界
を有する。更に、居住地域でそのような装置を多数使用
すると配電線に有害な影響を与えたりすることがあり、
いずれにしても配電サービスをより困難にする。また、
装置から電力を取出す方法は誘導加熱を希望するやり方
で制御するために変更可能である。このやり方には転流
コンデンサ部品のスイッチングも含まれ、この部品を安
全にスイッチングするには比較的高価なスイッチング装
置を必要とする。従来の装置に伴うこのような問題を最
少にするために、本発明がなされたのである。したがっ
て、本発明の目的は強磁性体から作られた金属底の調理
器具を誘導加熱するために、家庭用調理レンジで主とし
て使用されているアルミニューム、銅のように高導電材
料から作られた調理器具に使用されても安全に動作し、
低価格で効率の良い改良した誘導調理器とこれに使用す
る電源を提供することである。
本発明の更に別の目的は前記特徴を全て有するとともに
、製造および使用が比較的簡単かつ安価に行なえ、小電
力動作および大電力動作が容易に行なえ、更に電波妨害
が最少で安全かつ高い信頼度で動作する誘導加熱装置を
提供することである。
、製造および使用が比較的簡単かつ安価に行なえ、小電
力動作および大電力動作が容易に行なえ、更に電波妨害
が最少で安全かつ高い信頼度で動作する誘導加熱装置を
提供することである。
以下、図面に示す実施例を参照して本発明を詳細に説明
する。
する。
第１図は本発明に従って作った新規かつ改良したＡＣ−
ＲＦ誘導加熱装置の電源のブロック図である。
ＲＦ誘導加熱装置の電源のブロック図である。
第１図で、一対の高電圧電源端子１５，１６に、全波整
流ブリッジＣＲ，の出力側に現われる全波整流電圧波形
の低周波高電圧脈動励振電位が加えられる。ブリッジＣ
Ｒ，には普通のオンーオフスイッチＳ，と適当なヒュー
ズ（図示せず）を介して、入力導体１１，１２に接続さ
れる普通の交流商用電源（ＡＣ）から電力が加えられる
。２つの部分Ｌ２，Ｌ′で構成これるフィルタィンダク
タは入力導体１１，１２を全波整流ブリッジＣＲ，の２
つの分岐に接続し、かつ一対の直列接続された高周波フ
ィルタコンデンサＣ２，Ｃ２′が入力導体１１，１２の
間に接続され、インダクタＬ，Ｌ′を流れる高周波電流
をバイパスする。
流ブリッジＣＲ，の出力側に現われる全波整流電圧波形
の低周波高電圧脈動励振電位が加えられる。ブリッジＣ
Ｒ，には普通のオンーオフスイッチＳ，と適当なヒュー
ズ（図示せず）を介して、入力導体１１，１２に接続さ
れる普通の交流商用電源（ＡＣ）から電力が加えられる
。２つの部分Ｌ２，Ｌ′で構成これるフィルタィンダク
タは入力導体１１，１２を全波整流ブリッジＣＲ，の２
つの分岐に接続し、かつ一対の直列接続された高周波フ
ィルタコンデンサＣ２，Ｃ２′が入力導体１１，１２の
間に接続され、インダクタＬ，Ｌ′を流れる高周波電流
をバイパスする。
フィルタィンダクタＬ２，Ｌ′は比較的安価な空心コイ
ルであって、電源周波数ではほとんどまたは全く炉波作
用を行なわないが、チョッパーィンバータ回路が動作す
る高周波（２０なし、し３皿ＨＺ）に対しては高インピ
ーダンスを示す。チョッパーインバータ電源回路は番号
１８で全体的に示す、直列接続されたコンデンサおよび
インダクタ転流無効要素を更にそなえ、転流ィンダクタ
無効要素は誘導加熱コイルを構成する。
ルであって、電源周波数ではほとんどまたは全く炉波作
用を行なわないが、チョッパーィンバータ回路が動作す
る高周波（２０なし、し３皿ＨＺ）に対しては高インピ
ーダンスを示す。チョッパーインバータ電源回路は番号
１８で全体的に示す、直列接続されたコンデンサおよび
インダクタ転流無効要素を更にそなえ、転流ィンダクタ
無効要素は誘導加熱コイルを構成する。
サィリスタスィッチ１７の負荷端子は、高電圧電源端子
１５，１６に転流無効要素１８と並列回路関係で接続さ
れる。サィリスタスィツチ１７はなるべくならシリコン
制御整流器（以下ＳＣＲと記す）で構成する。低電圧直
流電源１９はその電力を高電圧電源端子１５，１６から
取出し、低電圧直流励振電位をサイリスタスィツチ１７
のゲート回路に与える。このゲート回路は可変遅延ゲー
トトリガ源（又は単にゲートトリガ源）２２で構成され
、出力側はサィリスタスィッチ１７のゲートに接続され
る。ゲートトリガ源２２はサイリスタスイツチ１７のゲ
ートオンを制御するように動作し、このスイッチはゲー
トトリガ源２２による反復ゲートオンにより、直列転流
チョッパーィンバータの通常の態様で動作して、転流無
効要素１９の一部を構成する譲導加熱コイルを通じて高
周波電流を供給する。ゲートトリガ源２２が一部を構成
している全体のゲート回路装置は、チョッパーィンバー
タの動作周波数とほぼ同じ周波数の第１高周波交流ゲ−
ト制御信号電圧を得るために、無効転流要素の１つに接
続される抵抗Ｒ３も含む。
１５，１６に転流無効要素１８と並列回路関係で接続さ
れる。サィリスタスィツチ１７はなるべくならシリコン
制御整流器（以下ＳＣＲと記す）で構成する。低電圧直
流電源１９はその電力を高電圧電源端子１５，１６から
取出し、低電圧直流励振電位をサイリスタスィツチ１７
のゲート回路に与える。このゲート回路は可変遅延ゲー
トトリガ源（又は単にゲートトリガ源）２２で構成され
、出力側はサィリスタスィッチ１７のゲートに接続され
る。ゲートトリガ源２２はサイリスタスイツチ１７のゲ
ートオンを制御するように動作し、このスイッチはゲー
トトリガ源２２による反復ゲートオンにより、直列転流
チョッパーィンバータの通常の態様で動作して、転流無
効要素１９の一部を構成する譲導加熱コイルを通じて高
周波電流を供給する。ゲートトリガ源２２が一部を構成
している全体のゲート回路装置は、チョッパーィンバー
タの動作周波数とほぼ同じ周波数の第１高周波交流ゲ−
ト制御信号電圧を得るために、無効転流要素の１つに接
続される抵抗Ｒ３も含む。
高電圧電源端子１５，１６間に現われる高電圧電位の周
波数と同じ周波数の第２交流ゲート制御信号電圧を取出
ために抵抗Ｒ，が端子１５，１６に接続される。前記第
２交流ゲート制御信号電圧は、全波整流ブリッジＣＲ，
から供Ｖ給される低周波脈動励振電位成分を含む。微分
結合回路を構成するコンデンサＣ４と抵抗Ｒ２をそなえ
る共通交流結合装置は、抵抗Ｒ３を介して取出した第１
高周波交流ゲート制御信号電圧と、抵抗Ｋ，を介して取
出した第２交流ゲート制御信号電圧を共通に結合して、
低電圧直流電源１９から加えられる直流バイアス電位と
関連して、ゲートトリガ源２２の動作を制御する。これ
らのゲート制御信号電圧の組合せにより、回路のターン
オンの間に端子１５，１６に加えられる高電圧脈動励振
電位の零点またはその近くの点で、ゲートトリガ源２２
はサィリスタスィツチ１７をターンオンし、ターンオフ
になるとチヨツパーィンバータの動作サイクルをこえて
サイリスタスイッチ１７の延期させられたターンオフを
、端子１５，１６の間に現われる高電圧低周波脈動励振
電位成分の零点またはそれに近い点でだけで起るように
させる。このようにして、ラインフィルタ部品をほぼ必
要とすることないこ、無負荷から全負荷に至るあらゆる
値の負荷に対してほぼ正弦波状の線電流が得られ、力率
と波形率が１で誘導加熱装置の電源を動作させることが
できる。これが行なわれるやり方については第２図を参
照して以下に詳しく説明する。第２図で、商用電源は電
源スイッチＳ，と、高周波フィル夕Ｌ，Ｃ２を介して全
波整流ブリッジＣＲ，に加えられる。
波数と同じ周波数の第２交流ゲート制御信号電圧を取出
ために抵抗Ｒ，が端子１５，１６に接続される。前記第
２交流ゲート制御信号電圧は、全波整流ブリッジＣＲ，
から供Ｖ給される低周波脈動励振電位成分を含む。微分
結合回路を構成するコンデンサＣ４と抵抗Ｒ２をそなえ
る共通交流結合装置は、抵抗Ｒ３を介して取出した第１
高周波交流ゲート制御信号電圧と、抵抗Ｋ，を介して取
出した第２交流ゲート制御信号電圧を共通に結合して、
低電圧直流電源１９から加えられる直流バイアス電位と
関連して、ゲートトリガ源２２の動作を制御する。これ
らのゲート制御信号電圧の組合せにより、回路のターン
オンの間に端子１５，１６に加えられる高電圧脈動励振
電位の零点またはその近くの点で、ゲートトリガ源２２
はサィリスタスィツチ１７をターンオンし、ターンオフ
になるとチヨツパーィンバータの動作サイクルをこえて
サイリスタスイッチ１７の延期させられたターンオフを
、端子１５，１６の間に現われる高電圧低周波脈動励振
電位成分の零点またはそれに近い点でだけで起るように
させる。このようにして、ラインフィルタ部品をほぼ必
要とすることないこ、無負荷から全負荷に至るあらゆる
値の負荷に対してほぼ正弦波状の線電流が得られ、力率
と波形率が１で誘導加熱装置の電源を動作させることが
できる。これが行なわれるやり方については第２図を参
照して以下に詳しく説明する。第２図で、商用電源は電
源スイッチＳ，と、高周波フィル夕Ｌ，Ｃ２を介して全
波整流ブリッジＣＲ，に加えられる。
高周波炉波作用を改善するためにフィルタコンデンサＣ
２，Ｃ２′の交流電源側の電源端子１１，１２にそれぞ
れ直列に別の高周波フィルタィンダクタＬ４，Ｌ４′を
接続できる。整流ブリッジＣＲ，の出力はこのブリッジ
の充電負荷となる抵抗Ｒ，６を介して高電圧電源端子１
５，１６に加えられる。この説明のために、入力端子１
１，１２に接続されている普通の商用電源は１２０Ｖ，
１５〜２０Ａ，６０Ｈｚの交流電源と仮定すると、端子
Ｉ５，１６間に現われる高電圧低周波脈動励振電位は平
均値が約１雌Ｖの１２岬ｚ全波整流電圧である。しかし
、第９図Ａ，Ｂ，Ｃに示すようにして部品の値を大きく
するか、別に部品を付加することにより、この回路は２
４０Ｖ，３０〜５岬またはそれ以外の電源に容易に適合
できるから、本発明はそのような電源に用いることに限
定されるものではない。前記米国特許に詳しく説明され
ているように、この電源は高圧電源端子１５，１６に直
列回路関係で接続される直列接続コンデンサおよびイン
ダクタ転流無効要素に，，Ｌ，を含む高周波チョツバー
インバータ回路をそなえている。
２，Ｃ２′の交流電源側の電源端子１１，１２にそれぞ
れ直列に別の高周波フィルタィンダクタＬ４，Ｌ４′を
接続できる。整流ブリッジＣＲ，の出力はこのブリッジ
の充電負荷となる抵抗Ｒ，６を介して高電圧電源端子１
５，１６に加えられる。この説明のために、入力端子１
１，１２に接続されている普通の商用電源は１２０Ｖ，
１５〜２０Ａ，６０Ｈｚの交流電源と仮定すると、端子
Ｉ５，１６間に現われる高電圧低周波脈動励振電位は平
均値が約１雌Ｖの１２岬ｚ全波整流電圧である。しかし
、第９図Ａ，Ｂ，Ｃに示すようにして部品の値を大きく
するか、別に部品を付加することにより、この回路は２
４０Ｖ，３０〜５岬またはそれ以外の電源に容易に適合
できるから、本発明はそのような電源に用いることに限
定されるものではない。前記米国特許に詳しく説明され
ているように、この電源は高圧電源端子１５，１６に直
列回路関係で接続される直列接続コンデンサおよびイン
ダクタ転流無効要素に，，Ｌ，を含む高周波チョツバー
インバータ回路をそなえている。
インダクタンスＬ，と容量Ｃ，をそれぞれ有する直列接
続ィンダクタおよびコンデンサ転流無効要素は電源端子
１５，１６に直列接続されるとともに電力用サィリスタ
Ｑ，に並列接続される。ィンダクタＬとコンデンサＣ，
はチョツパ−ィンバータのための全動作期間Ｔを与える
ように、チョッパーィンバータの各動作期間中にサィリ
スタの導適期間と転流期間とを組合わせた期間ｔ，を与
える、希望する転流周波数で直列共振するように同調さ
れる。前記期間Ｔは各動作サイクルについて静止充電期
間ｔ２を含み、Ｔ＝ち十ｔ２であって、値の２ｔ２は動
作周波数またはそれよし・高い周波数でほぼｍ／２に等
しく、ただし■２ は１／ノＬ本１である。ここにＬ２
はフイルタインダクタＬ２，Ｌ２′のインダクタンスの
値である。このようなチョッパーィンバータの構成と動
作のために、各導通間隔に続いてサィリスタＱ，に再び
加えられる順方向電圧は負荷とはほぼ独立に維持される
。このチョツパーインバータ回路は、なるべくならイン
ダクタンスＬ３を持つ平滑インダクタと、容量Ｃ３を持
つ平滑コンデンサとを更に含むようにする。
続ィンダクタおよびコンデンサ転流無効要素は電源端子
１５，１６に直列接続されるとともに電力用サィリスタ
Ｑ，に並列接続される。ィンダクタＬとコンデンサＣ，
はチョツパ−ィンバータのための全動作期間Ｔを与える
ように、チョッパーィンバータの各動作期間中にサィリ
スタの導適期間と転流期間とを組合わせた期間ｔ，を与
える、希望する転流周波数で直列共振するように同調さ
れる。前記期間Ｔは各動作サイクルについて静止充電期
間ｔ２を含み、Ｔ＝ち十ｔ２であって、値の２ｔ２は動
作周波数またはそれよし・高い周波数でほぼｍ／２に等
しく、ただし■２ は１／ノＬ本１である。ここにＬ２
はフイルタインダクタＬ２，Ｌ２′のインダクタンスの
値である。このようなチョッパーィンバータの構成と動
作のために、各導通間隔に続いてサィリスタＱ，に再び
加えられる順方向電圧は負荷とはほぼ独立に維持される
。このチョツパーインバータ回路は、なるべくならイン
ダクタンスＬ３を持つ平滑インダクタと、容量Ｃ３を持
つ平滑コンデンサとを更に含むようにする。
この平滑ィンダクタと平滑コンデンサは直列接続された
後、コンデンサＣ，と並列に接続され、コンデンサおよ
びインダクタ転流無効要素の一部を構成する。ィンダク
タＬ３とコンデンサＣ３は、これらの部品を含むコンデ
ンサ転流無効要素の組合わされたりアクタンスが容量性
であり、ィンダクタＬ，と直列共振して、サィリスタの
導適期間と転流期間とを組合わせた期間ｔ，を設定する
ようなインピーダンス値を持つ。このようにして構成さ
れると、平滑ィンダク夕−と平滑コンデンサＣ３とはィ
ンダクタＺを流れる鰭流を、妨害電波をほとんどまたは
全く発生しないほぼ正弦波形に整形し、平滑ィンダクタ
ｋは装億の誘導加熱コイルを構成する、この回路はこの
ように機成されているから、サイリスタに付随するゲー
ト回路によりサィリスタＱ，が反復してターンオンされ
ると、端子１５と１６の間に現われる高電圧によりコン
デンサＣ，とＣ３に貯えられる電荷は、直列に転流され
るチョッパーィンバ−夕の通常な態様で、インダクタＬ
，Ｌ３を交互に通って振動し、それにより誘導加熱コイ
ルＬに高周波電流を供給する。コイルＬ３を流れる正弦
波状の高周波電流は、コイルＬ３の上に置かれる金属底
の調理器具５１内のキャリャを磁気的に急速に動かし、
それにより調理器具を加熱する。第２図についての説明
から、サィリスタＱ，は転流無効要素により発生される
共振振動の結果、交流電源電圧のピーク値の間に電源端
子１５，１６に生ずる比較的高いピーク電圧（４００Ｖ
程度）に適合するのに適当な電力定格の一方向導通シリ
コン制御整流器（ＳＣＲ）である。
後、コンデンサＣ，と並列に接続され、コンデンサおよ
びインダクタ転流無効要素の一部を構成する。ィンダク
タＬ３とコンデンサＣ３は、これらの部品を含むコンデ
ンサ転流無効要素の組合わされたりアクタンスが容量性
であり、ィンダクタＬ，と直列共振して、サィリスタの
導適期間と転流期間とを組合わせた期間ｔ，を設定する
ようなインピーダンス値を持つ。このようにして構成さ
れると、平滑ィンダク夕−と平滑コンデンサＣ３とはィ
ンダクタＺを流れる鰭流を、妨害電波をほとんどまたは
全く発生しないほぼ正弦波形に整形し、平滑ィンダクタ
ｋは装億の誘導加熱コイルを構成する、この回路はこの
ように機成されているから、サイリスタに付随するゲー
ト回路によりサィリスタＱ，が反復してターンオンされ
ると、端子１５と１６の間に現われる高電圧によりコン
デンサＣ，とＣ３に貯えられる電荷は、直列に転流され
るチョッパーィンバ−夕の通常な態様で、インダクタＬ
，Ｌ３を交互に通って振動し、それにより誘導加熱コイ
ルＬに高周波電流を供給する。コイルＬ３を流れる正弦
波状の高周波電流は、コイルＬ３の上に置かれる金属底
の調理器具５１内のキャリャを磁気的に急速に動かし、
それにより調理器具を加熱する。第２図についての説明
から、サィリスタＱ，は転流無効要素により発生される
共振振動の結果、交流電源電圧のピーク値の間に電源端
子１５，１６に生ずる比較的高いピーク電圧（４００Ｖ
程度）に適合するのに適当な電力定格の一方向導通シリ
コン制御整流器（ＳＣＲ）である。
ィンダクタＬ，とＬ３の巻線に鎖交する磁束のために生
ずる逆電流を受け入れるために、ＳＣＲＱ，と逆並列に
接続されている電力帰還ダイオードが普通用いられる。
しかし、本発明の回路では、全波整流ブリッジＣＲ，は
急速回復ダィオードーこより構成される。これらのダイ
オードによりブリッジＣＲ，は電源電圧の全波整流器と
、ＳＣＲサィリスタＱ，を中心とする逆電流の帰還を行
なうことの二重の機能を果す。この急速回復ブリッジは
ィンダクタＬ２とその他の部品と周期的な共振が起らな
いように、ィンダクタＬ２を転流要素Ｃ，，し，Ｃ３か
ら分離させ、このような分離がない時に起るようなィン
バー夕の低い振動モードを特徴とする。この特徴は急速
なスタート、つまり急速に低い電源電圧から高い電源電
圧へ移るとき回路を安定に動作するように改善する。ダ
イオード整流ブリッジＣＲ，として使用するのに満足す
べき急速回復ダイオードや、既製のブリッジが数多〈市
販されている。電力用パワーチョッパーィンバータの動
作を確実にするために、低抗Ｒ，７とコンデンサＣ７で
構成される汎用の緩衝回路が、ＳＣＲＱ，のターンオフ
に続いてＳＣＲＱ，に再び加えられる順方向電圧のｄｖ
／ｄｔ効果を制限するように、ＳＣＲＱ，に並列に接続
される。第２図に示す回路に使用されるゲート回路装置
は、プログラマフルユニジヤンクシヨントランジスタＱ
３を含むゲート信号発生器により構成される。
ずる逆電流を受け入れるために、ＳＣＲＱ，と逆並列に
接続されている電力帰還ダイオードが普通用いられる。
しかし、本発明の回路では、全波整流ブリッジＣＲ，は
急速回復ダィオードーこより構成される。これらのダイ
オードによりブリッジＣＲ，は電源電圧の全波整流器と
、ＳＣＲサィリスタＱ，を中心とする逆電流の帰還を行
なうことの二重の機能を果す。この急速回復ブリッジは
ィンダクタＬ２とその他の部品と周期的な共振が起らな
いように、ィンダクタＬ２を転流要素Ｃ，，し，Ｃ３か
ら分離させ、このような分離がない時に起るようなィン
バー夕の低い振動モードを特徴とする。この特徴は急速
なスタート、つまり急速に低い電源電圧から高い電源電
圧へ移るとき回路を安定に動作するように改善する。ダ
イオード整流ブリッジＣＲ，として使用するのに満足す
べき急速回復ダイオードや、既製のブリッジが数多〈市
販されている。電力用パワーチョッパーィンバータの動
作を確実にするために、低抗Ｒ，７とコンデンサＣ７で
構成される汎用の緩衝回路が、ＳＣＲＱ，のターンオフ
に続いてＳＣＲＱ，に再び加えられる順方向電圧のｄｖ
／ｄｔ効果を制限するように、ＳＣＲＱ，に並列に接続
される。第２図に示す回路に使用されるゲート回路装置
は、プログラマフルユニジヤンクシヨントランジスタＱ
３を含むゲート信号発生器により構成される。
このユニジヤンクシヨントランジスタＱのカソードは負
荷抵抗友，．を介して電源端子１ ６に接続される。抵
抗Ｒ，．は結合コンデンサＣ６を介してパイロット・ス
イッチングＳＣＲＱ２のゲートに接続され、このＳＣＲ
Ｑ２のアノードは抵抗Ｒ，３を介して電力用ＳＣＲＱ，
のア／一ドに接続される。ＳＣＲＱ２のカソードは負荷
抵抗欠けを介して電源端子１６に接続されるとともにＳ
ＣＲＱ，のゲートにも接続される。このような構成であ
るから、プログラマフルュニジャンクショントランジス
タＱ（以後ＰＵＴと記す）が導適状態にされると、負荷
抵抗丸，の両端にゲートオンパルスが発生される。
荷抵抗友，．を介して電源端子１ ６に接続される。抵
抗Ｒ，．は結合コンデンサＣ６を介してパイロット・ス
イッチングＳＣＲＱ２のゲートに接続され、このＳＣＲ
Ｑ２のアノードは抵抗Ｒ，３を介して電力用ＳＣＲＱ，
のア／一ドに接続される。ＳＣＲＱ２のカソードは負荷
抵抗欠けを介して電源端子１６に接続されるとともにＳ
ＣＲＱ，のゲートにも接続される。このような構成であ
るから、プログラマフルュニジャンクショントランジス
タＱ（以後ＰＵＴと記す）が導適状態にされると、負荷
抵抗丸，の両端にゲートオンパルスが発生される。
この負荷抵抗Ｒ，．は結合コンデンサＣ８を介してゲー
トオンパィロットＳＣＲＱ２に結合される。ＳＣＲＱ２
はその負荷抵抗文，２の両端に強力なゲートオンパルス
を発生する。このパルスは主電力用ＳＣＲＱ，を安全に
ターンオンするのに十分な大きさを持つ。ＰＵＴＱはゼ
ネラル・エレクトリック・カンパニーその他数社で製造
販売されている普通の３端子ＰＮＰＮ装置である。
トオンパィロットＳＣＲＱ２に結合される。ＳＣＲＱ２
はその負荷抵抗文，２の両端に強力なゲートオンパルス
を発生する。このパルスは主電力用ＳＣＲＱ，を安全に
ターンオンするのに十分な大きさを持つ。ＰＵＴＱはゼ
ネラル・エレクトリック・カンパニーその他数社で製造
販売されている普通の３端子ＰＮＰＮ装置である。
ＰＵＴＱ３の３端子は負荷抵抗Ｒ，．に接続されるカソ
ードと、バイアス抵抗Ｒ７とＲ２２に接続されるアノー
ドと、第２のバイアス抵抗Ｒ９とＲ，ｏとの接続点に接
続されるアノードゲートである。抵抗Ｒ９とＲ．ｏとは
ＰＮＰスイッチングトランジスタＱ４のコレクタに接続
されてＮＰＮスイッチングトランジスタＱ５とともにＰ
ＵＴＱ３のターンオン時間を制御する第１制御スイッチ
装置を構成する。トランジスタＱ４とＱ５は直列接続さ
れた一対の抵抗Ｋ５，Ｒ６を介して相互に接続される。
これらの抵抗の共通接続点はトランジスタＱのベースに
接続される。高電圧電源端子１５と１６の間に電圧降下
抵抗戊，５と充電抵抗Ｒ６と直列になって接続されるダ
イオードＤ，と、抵抗Ｒ８に並列接続されるコンデンサ
Ｃ８とッェナートランジスタ乙とにより構成される低電
圧直流電源からトランジスタＱ４とＱ５に付勢電位が供
給される。これによりコンデンサＣ８の両端に生じる低
電圧直流供給電位の値を安定化させる。約２０Ｖの低電
圧直流電源の電圧は、トランジスタＱ４のェミッタに加
えられるとともに、トランジスタＱ５のコレクタに抵抗
Ｒ５，Ｒ６を介して加えられる。トランジスタＱ５が後
述するようにしてターンオソされると、トランジスタＱ
４のベース電圧はＱをターンオンさせるのに十分なほど
低下され、バイアス抵抗Ｒ７．Ｒ２， Ｒ９，Ｒ，ｏを
介してＰＵＴＱ３に付勢電位を加える。ＰＵＴＱ３のア
ノードもタイミングコンデンサＣ５に接続される。この
コンデンサらは抵抗Ｒ７とＲ２２を介して指数関数的に
充電され、アノードゲートバィアス抵抗Ｒ９，Ｒ，ｏの
両端子間に発生されるバイアス電圧に対して予め設定し
た点孤軍圧を得ると、ＰＵＴＱはターンオンしてパイロ
ットスイッチングＳＣＲＱ２にゲートオンパルスを供給
する。しかし、後述するようにタイミングコンデンサＣ
５の電荷は十分な大きさまで蓄積するのを許されている
と仮定する。第２図の電源のためゲート回路装置は制限
抵抗Ｒ３の形の装置を更にそなえている。
ードと、バイアス抵抗Ｒ７とＲ２２に接続されるアノー
ドと、第２のバイアス抵抗Ｒ９とＲ，ｏとの接続点に接
続されるアノードゲートである。抵抗Ｒ９とＲ．ｏとは
ＰＮＰスイッチングトランジスタＱ４のコレクタに接続
されてＮＰＮスイッチングトランジスタＱ５とともにＰ
ＵＴＱ３のターンオン時間を制御する第１制御スイッチ
装置を構成する。トランジスタＱ４とＱ５は直列接続さ
れた一対の抵抗Ｋ５，Ｒ６を介して相互に接続される。
これらの抵抗の共通接続点はトランジスタＱのベースに
接続される。高電圧電源端子１５と１６の間に電圧降下
抵抗戊，５と充電抵抗Ｒ６と直列になって接続されるダ
イオードＤ，と、抵抗Ｒ８に並列接続されるコンデンサ
Ｃ８とッェナートランジスタ乙とにより構成される低電
圧直流電源からトランジスタＱ４とＱ５に付勢電位が供
給される。これによりコンデンサＣ８の両端に生じる低
電圧直流供給電位の値を安定化させる。約２０Ｖの低電
圧直流電源の電圧は、トランジスタＱ４のェミッタに加
えられるとともに、トランジスタＱ５のコレクタに抵抗
Ｒ５，Ｒ６を介して加えられる。トランジスタＱ５が後
述するようにしてターンオソされると、トランジスタＱ
４のベース電圧はＱをターンオンさせるのに十分なほど
低下され、バイアス抵抗Ｒ７．Ｒ２， Ｒ９，Ｒ，ｏを
介してＰＵＴＱ３に付勢電位を加える。ＰＵＴＱ３のア
ノードもタイミングコンデンサＣ５に接続される。この
コンデンサらは抵抗Ｒ７とＲ２２を介して指数関数的に
充電され、アノードゲートバィアス抵抗Ｒ９，Ｒ，ｏの
両端子間に発生されるバイアス電圧に対して予め設定し
た点孤軍圧を得ると、ＰＵＴＱはターンオンしてパイロ
ットスイッチングＳＣＲＱ２にゲートオンパルスを供給
する。しかし、後述するようにタイミングコンデンサＣ
５の電荷は十分な大きさまで蓄積するのを許されている
と仮定する。第２図の電源のためゲート回路装置は制限
抵抗Ｒ３の形の装置を更にそなえている。
この抵抗Ｒ３は転流無効要素の一つ、すなわち第２図で
はィンダクタＬに接続されてィンダクタ−の端子間の電
圧Ｖ３から第１高周波交流ゲート制御信号電圧を取出し
、導体２５と共通ＡＣ結合コンデンサＣ４を介してスイ
ッチングトランジスタＱ５のベースに前記ゲート制御信
号電圧を供給する。高電圧電源端子１５に現われる高電
圧Ｖｓの周波数と同じ周波数の第２交流ゲート信号電圧
を取出すために、抵抗Ｒ，の形の装置が端子１５に接続
される。この第２交流ゲート信号電圧は全波整流された
低周波脈動電位成分を含む。電源端子１５と１６の間に
現われる電圧Ｖｓの交流成分だけが用いられるから、こ
の第２交流ゲート信号電圧は抵抗Ｒ，の代りに、または
抵抗Ｒ，とともに用いられる結合コンデンサを介して得
ることができる。更に、抵抗Ｒ，と導線２５を介して供
給される第２交流ゲート制御信号電圧は、後に十分に理
解されるような半サイクルまたは以後のある非動作間隔
の初めに、チョッパーィンバータ回路の最初のターンオ
ンに優先的に効果的である。第１高周波交流ゲート信号
電圧成分および第２交流ゲート制御信号電圧成分は抵打
も，とＲ２で加え合わされて、コンデンサＣ４で構成さ
れる共通交流結合装置を介してスイッチングトランジス
タ公にベースに加えられる。
はィンダクタＬに接続されてィンダクタ−の端子間の電
圧Ｖ３から第１高周波交流ゲート制御信号電圧を取出し
、導体２５と共通ＡＣ結合コンデンサＣ４を介してスイ
ッチングトランジスタＱ５のベースに前記ゲート制御信
号電圧を供給する。高電圧電源端子１５に現われる高電
圧Ｖｓの周波数と同じ周波数の第２交流ゲート信号電圧
を取出すために、抵抗Ｒ，の形の装置が端子１５に接続
される。この第２交流ゲート信号電圧は全波整流された
低周波脈動電位成分を含む。電源端子１５と１６の間に
現われる電圧Ｖｓの交流成分だけが用いられるから、こ
の第２交流ゲート信号電圧は抵抗Ｒ，の代りに、または
抵抗Ｒ，とともに用いられる結合コンデンサを介して得
ることができる。更に、抵抗Ｒ，と導線２５を介して供
給される第２交流ゲート制御信号電圧は、後に十分に理
解されるような半サイクルまたは以後のある非動作間隔
の初めに、チョッパーィンバータ回路の最初のターンオ
ンに優先的に効果的である。第１高周波交流ゲート信号
電圧成分および第２交流ゲート制御信号電圧成分は抵打
も，とＲ２で加え合わされて、コンデンサＣ４で構成さ
れる共通交流結合装置を介してスイッチングトランジス
タ公にベースに加えられる。
抵抗Ｒ２，，Ｒ２とコンデンサＣ４は微分回路を構成す
るから、トランジスタＱ５のベースに現われる電圧Ｖ５
は実際には電圧Ｖ４の微分された値、すなわちｄｖ４／
ｄｔである。この電圧Ｖ５が負へ動く間にある完全な値
に制限するために、トランジスタＱのベースと電源端子
１６との間に、カソードがトランジスタＱ５のベースに
接続されるようにして、クランプダイオードＤ２を接続
する。結合コンデンサＣ４を介して供給される第１およ
び第２交流ゲート制御信号分に加えて、トランジスタＱ
のベースにはベースと低電圧直流電源端子１９との間に
直列接続される抵抗Ｒ４，Ｒ，８，Ｒ，７＾で構成され
る直流バイアス回路網を介して直流バイアス電圧も加え
られる。
るから、トランジスタＱ５のベースに現われる電圧Ｖ５
は実際には電圧Ｖ４の微分された値、すなわちｄｖ４／
ｄｔである。この電圧Ｖ５が負へ動く間にある完全な値
に制限するために、トランジスタＱのベースと電源端子
１６との間に、カソードがトランジスタＱ５のベースに
接続されるようにして、クランプダイオードＤ２を接続
する。結合コンデンサＣ４を介して供給される第１およ
び第２交流ゲート制御信号分に加えて、トランジスタＱ
のベースにはベースと低電圧直流電源端子１９との間に
直列接続される抵抗Ｒ４，Ｒ，８，Ｒ，７＾で構成され
る直流バイアス回路網を介して直流バイアス電圧も加え
られる。
抵抗Ｒ，８とＲ４の共通接続点はスイッチングトランジ
スタＱ８で構成される第２制御スイッチ装置のコレクタ
に接続され、このトランジスタのェミツ夕は電源端子１
６に接続される。トランジスタＱ８がターンオンさせら
れると、トランジスタＱ８は抵抗Ｒ４を介してスイッチ
ングトランジスタＱ５のベースを電源端子１６に接続す
る。したがって、トランジスタ公のベースに加えられる
直流バイアス電圧の値は、トランジスタＱ８のオンまた
はオフ状態により制御される。トランジスタＱ８がオン
状態になっていると、トランジスタＱ５のベースは電源
端子１６の直流電圧にほぼ維持されるから、抵抗Ｒ３，
Ｒ，導線２５および共通結合コンデソサＣ４を介して加
えられる交流ゲート信号電圧は制御効果を持つ。トラン
ジスタＱ８がオフ状態の時には、抵抗Ｒ，７＾，Ｒ，８
，Ｒ４を介してトランジスタＱ５のベースに加えられる
正の直流バイアス電圧はトランジスタＱ５を導適状態に
し、抵抗Ｒ，またはＲ３，導線２５および共通結合コン
デンサＣ４を介して加えられる交流ゲート信号電圧はト
ランジスタＱ５の動作に何の影響も及ぼさない。導線２
５からコンデンサＣ４を介してトランジスタＱ５のベー
スに加えられる電圧の高周波成分により作動されるトラ
ンジスタＱ５のベースに加えられる直流バイアスの値に
対するトランジスタＱのスイッチング作用をさげるため
に、トランジスタＱのコレクタと低電圧直流電源端子１
９との間に、抵抗Ｒ，７＾およびＲ，８の直列体にコン
デンサＣ，．が並列接続される。
スタＱ８で構成される第２制御スイッチ装置のコレクタ
に接続され、このトランジスタのェミツ夕は電源端子１
６に接続される。トランジスタＱ８がターンオンさせら
れると、トランジスタＱ８は抵抗Ｒ４を介してスイッチ
ングトランジスタＱ５のベースを電源端子１６に接続す
る。したがって、トランジスタ公のベースに加えられる
直流バイアス電圧の値は、トランジスタＱ８のオンまた
はオフ状態により制御される。トランジスタＱ８がオン
状態になっていると、トランジスタＱ５のベースは電源
端子１６の直流電圧にほぼ維持されるから、抵抗Ｒ３，
Ｒ，導線２５および共通結合コンデソサＣ４を介して加
えられる交流ゲート信号電圧は制御効果を持つ。トラン
ジスタＱ８がオフ状態の時には、抵抗Ｒ，７＾，Ｒ，８
，Ｒ４を介してトランジスタＱ５のベースに加えられる
正の直流バイアス電圧はトランジスタＱ５を導適状態に
し、抵抗Ｒ，またはＲ３，導線２５および共通結合コン
デンサＣ４を介して加えられる交流ゲート信号電圧はト
ランジスタＱ５の動作に何の影響も及ぼさない。導線２
５からコンデンサＣ４を介してトランジスタＱ５のベー
スに加えられる電圧の高周波成分により作動されるトラ
ンジスタＱ５のベースに加えられる直流バイアスの値に
対するトランジスタＱのスイッチング作用をさげるため
に、トランジスタＱのコレクタと低電圧直流電源端子１
９との間に、抵抗Ｒ，７＾およびＲ，８の直列体にコン
デンサＣ，．が並列接続される。
このコンデンサの目的はこの回路の全体の動作の説明に
続いて詳しく説明する。第２制御トランジスタスイッチ
Ｑのスイッチングオンおよびオフ動作は、第２スイッチ
ングトランジスタＱ９のオンまたはオフ状態により制御
される。
続いて詳しく説明する。第２制御トランジスタスイッチ
Ｑのスイッチングオンおよびオフ動作は、第２スイッチ
ングトランジスタＱ９のオンまたはオフ状態により制御
される。
トランジスタＱ９のベースはバイアス抵抗Ｒ，７＾とＲ
，８の共通接続点に接続され、ェミツタは電源端子１９
に接続され、コレクタはゼナーダィオードＺ２，抵抗Ｒ
２ｏ，コンバータ電力制御装置ＰＣおよび抵抗Ｒ，９を
介して端子１６に接続される。電力制御装置ＰＣは第２
図にはブロックで示してあるが、この制御装置はこの電
源装置のオペレータがトランジスタＱ９の状態とは独立
に外部からトランジスタＱ８のオンまたはオフ状態を直
接に制御するために用いる。トランジスタＱとＱの相互
接続についての説明から、電源制御装置ＰＣがこれら２
個のトランジスタのターンオンを可能にする状態にある
と仮定すると、トランジスタＱ９がターンオンされてい
るとトランジスタＱもターンオンされて２つのトランジ
スタはその状態に保持されると、これらの２個のトラン
ジスタは第２ラッチングトランジスタ制御スイッチを構
成することがわかる。この第２ラッチングトランジスタ
制御スイッチＱ，Ｑの状態を制御するための電源制御装
置ＰＣの適当な形態については、第５図を参照して後に
詳しく説明する。しかし、以下の説明のために、装置Ｐ
Ｃは可能状態にあり、したがって抵抗Ｒ２。とＲ，９の
間は短絡されているかのように取扱えると仮定する。第
２図に示す電源の動作中に実際に２種類の現象がある。
，８の共通接続点に接続され、ェミツタは電源端子１９
に接続され、コレクタはゼナーダィオードＺ２，抵抗Ｒ
２ｏ，コンバータ電力制御装置ＰＣおよび抵抗Ｒ，９を
介して端子１６に接続される。電力制御装置ＰＣは第２
図にはブロックで示してあるが、この制御装置はこの電
源装置のオペレータがトランジスタＱ９の状態とは独立
に外部からトランジスタＱ８のオンまたはオフ状態を直
接に制御するために用いる。トランジスタＱとＱの相互
接続についての説明から、電源制御装置ＰＣがこれら２
個のトランジスタのターンオンを可能にする状態にある
と仮定すると、トランジスタＱ９がターンオンされてい
るとトランジスタＱもターンオンされて２つのトランジ
スタはその状態に保持されると、これらの２個のトラン
ジスタは第２ラッチングトランジスタ制御スイッチを構
成することがわかる。この第２ラッチングトランジスタ
制御スイッチＱ，Ｑの状態を制御するための電源制御装
置ＰＣの適当な形態については、第５図を参照して後に
詳しく説明する。しかし、以下の説明のために、装置Ｐ
Ｃは可能状態にあり、したがって抵抗Ｒ２。とＲ，９の
間は短絡されているかのように取扱えると仮定する。第
２図に示す電源の動作中に実際に２種類の現象がある。
これらの現象により、第１制御スイッチ装置はスイッチ
ングトランジスタＱ５によりオンまたはオフ状態にされ
、それによりＰＵＴＱのターンオンまたはターンオフを
制御し、トランジスタＱ５が前記したようにしてターン
オフされた時にパイロットＳＣＲＱ２と主電力ＳＣＲＱ
，がゲートオンされる。以下に説明する制御現象は、直
流電源を最初に動作状態に置いた時に、またはチョッパ
ーィンバー夕の高周波動作に１サイクルをこえて任意の
延期された非動作期間の後の直流電源が非動作状態にな
った時に、あるいはこの２つの状態が生じた時に生ずる
。電源スイッチＳ，を閉じて電源回路を最初に動作させ
ると、高電圧電源端子１５，１６の間に交流電源電圧で
全波整流された第３図ａの左側半分に示すような波形の
電圧Ｖｓが発生される。コンデンサＣ，，Ｃ２と低電圧
直流電源中のフィルタコンデンサＣ６に電荷が蓄積され
るから、ブリッジＣＲ，からの全波整流された出力Ｖｓ
の各半サイクルの中間で正確には支とならず、１０〜２
０Ｖのある一定の値に近づく。電源スイッチＳ，を閉じ
る点は電源端子１５，１６の間に現われる電源電圧の半
サイクル中の任意の点にすることができ、ここでは簡単
のためにスイッチＳ，を閉じられる点をＶａとして示し
てある。この点で、低電圧直流電源中のフィルタコンデ
ンサＣ８では、曲線Ｖｐで示されるようにツェナーダィ
オードＺ，の２０Ｖ脈動値へ向って電荷の蓄積が開始さ
れる。２０Ｖ直流電源端子１９に任意の正電圧が現われ
ると、その電圧はトランジスタＱ５をターンオンし、そ
れによりトランジスタＱ４がターンオンされて、電源端
子１９に現われた電圧をバイアス抵抗回路網Ｒ７，Ｒ側
Ｒ９，Ｒ，ｏを介してＰＵＴＱ３のアノードとアノー
ドゲートにそれぞれ加えられる。
ングトランジスタＱ５によりオンまたはオフ状態にされ
、それによりＰＵＴＱのターンオンまたはターンオフを
制御し、トランジスタＱ５が前記したようにしてターン
オフされた時にパイロットＳＣＲＱ２と主電力ＳＣＲＱ
，がゲートオンされる。以下に説明する制御現象は、直
流電源を最初に動作状態に置いた時に、またはチョッパ
ーィンバー夕の高周波動作に１サイクルをこえて任意の
延期された非動作期間の後の直流電源が非動作状態にな
った時に、あるいはこの２つの状態が生じた時に生ずる
。電源スイッチＳ，を閉じて電源回路を最初に動作させ
ると、高電圧電源端子１５，１６の間に交流電源電圧で
全波整流された第３図ａの左側半分に示すような波形の
電圧Ｖｓが発生される。コンデンサＣ，，Ｃ２と低電圧
直流電源中のフィルタコンデンサＣ６に電荷が蓄積され
るから、ブリッジＣＲ，からの全波整流された出力Ｖｓ
の各半サイクルの中間で正確には支とならず、１０〜２
０Ｖのある一定の値に近づく。電源スイッチＳ，を閉じ
る点は電源端子１５，１６の間に現われる電源電圧の半
サイクル中の任意の点にすることができ、ここでは簡単
のためにスイッチＳ，を閉じられる点をＶａとして示し
てある。この点で、低電圧直流電源中のフィルタコンデ
ンサＣ８では、曲線Ｖｐで示されるようにツェナーダィ
オードＺ，の２０Ｖ脈動値へ向って電荷の蓄積が開始さ
れる。２０Ｖ直流電源端子１９に任意の正電圧が現われ
ると、その電圧はトランジスタＱ５をターンオンし、そ
れによりトランジスタＱ４がターンオンされて、電源端
子１９に現われた電圧をバイアス抵抗回路網Ｒ７，Ｒ側
Ｒ９，Ｒ，ｏを介してＰＵＴＱ３のアノードとアノー
ドゲートにそれぞれ加えられる。
そのためにコンデンサＣ５はＲＣ時定数に従って、その
時に得られる電圧まで充解され、トランジスタＱ３をタ
ーンオンさせる。しかし、このような条件の下でトラン
ジスタＱがターンオンされた時にコンデンサＣ５の端子
間電圧が低いから、ＰＵＴＱ３のカソード回路の抵抗Ｒ
，．に現われる出力信号パルスは、パイロットスイッチ
ングＳＣＲＱ２をターンオンさせるほど十分に強くない
。したがって、ＰＵＴＱ３はオン状態に保持されてコン
デンサＣ５がそれ以上充電されることを阻止する。第３
図ａのＶｐで示されるフィルタコンデンサＣ８の端子間
電圧の上昇は、全波整流された電圧Ｖｓの数サイクルに
わたってッェナーダィオードＺの２０Ｖ調整値へ向って
続けられる。ッェナ−ダイオード乙の調整値に達すると
、回路はチョツパーィンバータが動作できるように作動
される。
時に得られる電圧まで充解され、トランジスタＱ３をタ
ーンオンさせる。しかし、このような条件の下でトラン
ジスタＱがターンオンされた時にコンデンサＣ５の端子
間電圧が低いから、ＰＵＴＱ３のカソード回路の抵抗Ｒ
，．に現われる出力信号パルスは、パイロットスイッチ
ングＳＣＲＱ２をターンオンさせるほど十分に強くない
。したがって、ＰＵＴＱ３はオン状態に保持されてコン
デンサＣ５がそれ以上充電されることを阻止する。第３
図ａのＶｐで示されるフィルタコンデンサＣ８の端子間
電圧の上昇は、全波整流された電圧Ｖｓの数サイクルに
わたってッェナーダィオードＺの２０Ｖ調整値へ向って
続けられる。ッェナ−ダイオード乙の調整値に達すると
、回路はチョツパーィンバータが動作できるように作動
される。
これはこの点でパイロットＳＣＲＱ２を安全確実に点孤
するのに適切なェネルギがあるからである。しかし、ッ
ェナーダィオードＺの調整レベルに達するのに要する半
サイクルの数に相当する時間だけパィ。ットＳＣＲＱ２
にしたがってチョツパーインバータの主サイリスタＱ，
に与える適切なェネルギの第１ゲートオンパルスの発生
に固有の遅延が課される。これにより転流要素Ｃ，とＣ
３が電圧Ｖｓまで充電されるための時間が確保される。
この遅延がなかったとし、かつ電力用サィリスタＱ，が
転流コンデンサＣ，〜Ｃ３に貯えられている不適切な量
の転流ェネルギによりターンオンされるとすると、電力
用サィリスタＱ，が初めてターンオンされた後で回路が
転流に失敗する可能性が大いにあり、そのために回路が
誤動作することになる。ツェナーダイオードＺを用いる
ことにより（このダイオードはその電圧対電流性曲線に
比較的鋭い屈曲点を有するように選択される）、前記遅
延が得られ、適切なェネルギの第１ゲートオンパルスを
電力用サイリスタＱ，に加える前に転流が確実に行なわ
れるのを保証しておく。低電圧直流電源端子１９の電圧
が第２ッェナーダィオードＺ２の動作電圧の１６Ｖまで
上昇する間に、第１スイッチングトランジスタＱ５はオ
フ状態にされ、全波整流電圧Ｖｓの各零点ごとにオン状
態にされる。
するのに適切なェネルギがあるからである。しかし、ッ
ェナーダィオードＺの調整レベルに達するのに要する半
サイクルの数に相当する時間だけパィ。ットＳＣＲＱ２
にしたがってチョツパーインバータの主サイリスタＱ，
に与える適切なェネルギの第１ゲートオンパルスの発生
に固有の遅延が課される。これにより転流要素Ｃ，とＣ
３が電圧Ｖｓまで充電されるための時間が確保される。
この遅延がなかったとし、かつ電力用サィリスタＱ，が
転流コンデンサＣ，〜Ｃ３に貯えられている不適切な量
の転流ェネルギによりターンオンされるとすると、電力
用サィリスタＱ，が初めてターンオンされた後で回路が
転流に失敗する可能性が大いにあり、そのために回路が
誤動作することになる。ツェナーダイオードＺを用いる
ことにより（このダイオードはその電圧対電流性曲線に
比較的鋭い屈曲点を有するように選択される）、前記遅
延が得られ、適切なェネルギの第１ゲートオンパルスを
電力用サイリスタＱ，に加える前に転流が確実に行なわ
れるのを保証しておく。低電圧直流電源端子１９の電圧
が第２ッェナーダィオードＺ２の動作電圧の１６Ｖまで
上昇する間に、第１スイッチングトランジスタＱ５はオ
フ状態にされ、全波整流電圧Ｖｓの各零点ごとにオン状
態にされる。
これは第３図ｂに示されている。この図で、Ｖｓの半サ
イクルの９０〜１８０度部分の間にＶｓのこう配が負で
あることがわかる。したがって、抵抗 Ｒ，と導線２５
を介して帰還される電圧Ｖ４は低下し、その微分Ｍｖ４
／ｄｔは負である。前記したように、コンデンサＣ４と
抵抗Ｒ幻，Ｒ２は微分回路として動作するから、スイッ
チングトランジスタＱのベースに加えられる電圧Ｖ５は
、抵抗Ｒ，７＾，Ｒ，８，Ｒ４を介して加えられる正直
流バイアス電圧と値ｄｖ４／ｄｔを絹合せた値により決
定される。Ｖｓの零点に達する直前に、ｄｖ４／ｄｔの
値は負の最大に達する。その理由はＶ４の変化率が最大
であり、電圧Ｖ５を電源端子１６の電圧値の方へ向って
負となるからである。このために、第２制御スイッチン
グトランジスタＱ９を負の方へ駆動し、それを一時的に
ターンオンする。コンデンサＣ８の端子間電圧の上昇の
ために電線端子１９の電圧の値が第２ゼナーダィオード
Ｚの調整値よりも低いとすると、第２制御スイッチング
トランジスタＱ９はオン状態に保持させられることはな
く、トランジスタＱ５，Ｑ４，Ｑ３は導適状態に保持さ
れる。しかし、低電圧直流電源の値がゼナーダィオード
Ｚ２の調整値１６Ｖまたはそれよりも高くなった時に、
電源電圧Ｖｓの次の零点が生ずると、トランジスタＱは
前記過程により再びターンオンされ、ッェナーダィオー
ドＺは降伏する。前記したように、電源制御器ＰＣは短
絡されていると仮定しているから、トランジスタＱのベ
ースには正のターンオンパルスが加えられる。トランジ
スタＱ９のコレクタから抵抗虫２ｏを介する帰還により
トランジスタＱ９とＱ８はオン状態に保持される。前記
過程の間にトランジスタＱ５は常に導適状態になってい
ることを思い出すであろう。
イクルの９０〜１８０度部分の間にＶｓのこう配が負で
あることがわかる。したがって、抵抗 Ｒ，と導線２５
を介して帰還される電圧Ｖ４は低下し、その微分Ｍｖ４
／ｄｔは負である。前記したように、コンデンサＣ４と
抵抗Ｒ幻，Ｒ２は微分回路として動作するから、スイッ
チングトランジスタＱのベースに加えられる電圧Ｖ５は
、抵抗Ｒ，７＾，Ｒ，８，Ｒ４を介して加えられる正直
流バイアス電圧と値ｄｖ４／ｄｔを絹合せた値により決
定される。Ｖｓの零点に達する直前に、ｄｖ４／ｄｔの
値は負の最大に達する。その理由はＶ４の変化率が最大
であり、電圧Ｖ５を電源端子１６の電圧値の方へ向って
負となるからである。このために、第２制御スイッチン
グトランジスタＱ９を負の方へ駆動し、それを一時的に
ターンオンする。コンデンサＣ８の端子間電圧の上昇の
ために電線端子１９の電圧の値が第２ゼナーダィオード
Ｚの調整値よりも低いとすると、第２制御スイッチング
トランジスタＱ９はオン状態に保持させられることはな
く、トランジスタＱ５，Ｑ４，Ｑ３は導適状態に保持さ
れる。しかし、低電圧直流電源の値がゼナーダィオード
Ｚ２の調整値１６Ｖまたはそれよりも高くなった時に、
電源電圧Ｖｓの次の零点が生ずると、トランジスタＱは
前記過程により再びターンオンされ、ッェナーダィオー
ドＺは降伏する。前記したように、電源制御器ＰＣは短
絡されていると仮定しているから、トランジスタＱのベ
ースには正のターンオンパルスが加えられる。トランジ
スタＱ９のコレクタから抵抗虫２ｏを介する帰還により
トランジスタＱ９とＱ８はオン状態に保持される。前記
過程の間にトランジスタＱ５は常に導適状態になってい
ることを思い出すであろう。
トランジスタＱがターンオンされると、抵抗Ｒ４とＲ，
８の共通接続点ま端子１６に接続され、それによりトラ
ンジスタＱ５のベースに加えられていた正極性直流バイ
アス電圧がなくなって、トランジスタＱはターンオフさ
れる。この動作はｄｖ４／ｄｔが負である場合の、電圧
Ｖｓのピークと次の最小との間の時間的にほぼ任意の点
で起る。トランジスタ法がターンオフされると、トラン
ジスタＱ４もターンオフされてＰＵＴＱは非導適状態に
戻ることができるようになる。以上説明した動作に続い
て、全波整流された電圧Ｖｓは第３図ｂに拡大してよく
示される通りその零点を通過してそのこの配は正となる
。
８の共通接続点ま端子１６に接続され、それによりトラ
ンジスタＱ５のベースに加えられていた正極性直流バイ
アス電圧がなくなって、トランジスタＱはターンオフさ
れる。この動作はｄｖ４／ｄｔが負である場合の、電圧
Ｖｓのピークと次の最小との間の時間的にほぼ任意の点
で起る。トランジスタ法がターンオフされると、トラン
ジスタＱ４もターンオフされてＰＵＴＱは非導適状態に
戻ることができるようになる。以上説明した動作に続い
て、全波整流された電圧Ｖｓは第３図ｂに拡大してよく
示される通りその零点を通過してそのこの配は正となる
。
その結果、抵抗Ｒ，と導線２５によって帰還される電圧
Ｖ４は正になり、この電圧の微分対ｖ４／ｄｔは正とな
る。これが起ると、トランジスタＱがオン状態に保持さ
れており、かつトランジスタはのベースに加えられてい
るバイアスはほぼ零であるから、正極性の交流帰還信号
十ｄｖ４／ｄｔはトラン，ジスタＱ５を再びターンオン
する。したがって、トランジスタＱがターンオンされて
ＰＵＴＱ３のバイアス抵抗回路網とタイミングコンデン
サＣ５に励振電圧を与える。ここで、低電圧直流電源母
線１９から加えられる電圧の値は、ほぼそのピーク値で
ある２０Ｖに達している。したがって、コンデンサＣ５
のＲＣ充電時間らの間に適切な量の電荷がコンデンサＣ
５に充電され、時間らの終りにコンデンサＱ３のアノー
ドゲート間に適切な電圧が加えられてトランジスタＱ３
はターンオンされると、コンデンサＣ５の電荷は負荷抵
抗Ｒ，．に放電される。そのために、強い点弧パルスが
パイロットスイッチングＳＣＲＱ２をターンオンし、そ
れにより電力用サイリスタＱ，がターンオンされ、コン
バータは電源周波数の残りの半サイクルの間第３図ａの
Ｖｓで示される通り端子１５，１６間に高周波電力を発
生する。このとき第２制御スイッチはオン状態に保持さ
れており、トランジスタＱはオンで、トランジスタＱ５
のベースには正直流／くィアスは加えられていないから
、インバータはすべての後の半サイクルの間動作する。
サィリスタＱ，がターンオンされると、転流コンデンサ
Ｃ，とＣ３に貯えられている電荷はインダクタＬ，とＬ
３の中を共振状に流れ、コンデンサＣ，とＣ３に貯えら
れる電荷の最初の逆転をひき起こせ、それ以後は急速回
復ダィオ−ドブリツジＣＲ，の逆導通によりこれらのコ
ンデンサ上の電荷は第２図に示すような樋性をもつ最初
の状態に戻る。
Ｖ４は正になり、この電圧の微分対ｖ４／ｄｔは正とな
る。これが起ると、トランジスタＱがオン状態に保持さ
れており、かつトランジスタはのベースに加えられてい
るバイアスはほぼ零であるから、正極性の交流帰還信号
十ｄｖ４／ｄｔはトラン，ジスタＱ５を再びターンオン
する。したがって、トランジスタＱがターンオンされて
ＰＵＴＱ３のバイアス抵抗回路網とタイミングコンデン
サＣ５に励振電圧を与える。ここで、低電圧直流電源母
線１９から加えられる電圧の値は、ほぼそのピーク値で
ある２０Ｖに達している。したがって、コンデンサＣ５
のＲＣ充電時間らの間に適切な量の電荷がコンデンサＣ
５に充電され、時間らの終りにコンデンサＱ３のアノー
ドゲート間に適切な電圧が加えられてトランジスタＱ３
はターンオンされると、コンデンサＣ５の電荷は負荷抵
抗Ｒ，．に放電される。そのために、強い点弧パルスが
パイロットスイッチングＳＣＲＱ２をターンオンし、そ
れにより電力用サイリスタＱ，がターンオンされ、コン
バータは電源周波数の残りの半サイクルの間第３図ａの
Ｖｓで示される通り端子１５，１６間に高周波電力を発
生する。このとき第２制御スイッチはオン状態に保持さ
れており、トランジスタＱはオンで、トランジスタＱ５
のベースには正直流／くィアスは加えられていないから
、インバータはすべての後の半サイクルの間動作する。
サィリスタＱ，がターンオンされると、転流コンデンサ
Ｃ，とＣ３に貯えられている電荷はインダクタＬ，とＬ
３の中を共振状に流れ、コンデンサＣ，とＣ３に貯えら
れる電荷の最初の逆転をひき起こせ、それ以後は急速回
復ダィオ−ドブリツジＣＲ，の逆導通によりこれらのコ
ンデンサ上の電荷は第２図に示すような樋性をもつ最初
の状態に戻る。
第４図ｂはＳＣＲとダイオードブリッジＣＲ，をそれぞ
れ流れる電流の波形を示す。同図ｂにおいてＳＣＲ電流
ｌｓｃＲはｔ，正弦波の正の半サイクルで示され、急速
回復ダイオードブリッジＣＲ，を流れる逆ダイオード電
流は、鞠間ちの間に起る正弦波の負の部分として示して
ある。誘導加熱コイルＬ３の負荷による各発振中の消費
電力は、たとえば交流電源から取出され、第４図ｃに示
す電流１２の直流成分の値を増大させる。その結果、ィ
ンダクタＬを流れる電流はＩＬ，であり、ＳＣＲとダイ
オード電流は交流電源からフィルタィンダクタし，Ｌ′
を介して取出す１２電流に重ねられる。上記のようにし
て行なわれる電力用ＳＣＲの最初のターンオンの後で、
電源端子１５と１６の間に生ずる電圧は、第４図ｄに示
すように導通および転流期間ちの間にほとんど零まで低
下する。その後で、スイッチングトランジスタＱ５のス
イッチング作用（導適状態）に対する制御が、誘導加熱
コイルＬ３に現われて抵抗Ｒ３，導線２５および共通結
合コンデンサＣ４を通ってスイッチングトランジスタＱ
５のベースに帰還される電圧の成分により引きつがれる
。第４図ｄは誘導加熱コイルＬに現われる電圧Ｖ３の相
対位相を示し、第４図ｅはコンデンサＣ４と抵抗Ｒ２，
，Ｒ２で構成される微分回路に帰還される電圧Ｖ４の結
果値を示す。第４図ｄ，ｅから電力用サィリスタＱ，が
ターンオンすると電圧Ｖ４はｄｖ４／ｄｔの値のように
直ちに負へ向って急激に下り、サィリスタＱ，のターン
オンとほぼ同時にＰＵＴＱ３およびトランジスタＱ５，
Ｑがターンオフさせられる。その後で、チョツパーィン
バータは１転流期間らの間発振し、その間に２つのサィ
リスタと帰還ダイオード整流ブリッジは阻止状態となり
、１つの共振が完了された時点で電源端子１５と１６の
間の電圧が鋭く上昇するために、電圧ｙ４は急上昇し、
整流ブリッジＣＲ，を介する負帰還はなくなる。正方向
への電圧のこの急上昇は抵抗Ｒ，と導線２５を介して帰
還され、そのため値十ｄｖ４／ｄｔは正方向に鋭く増大
し、第１スイッチングトランジスタＱ５，Ｑ４をターン
オンさせてタイミングコンデンサちの充電を開始させる
。この様子を第４図ｆに示す。この図で、転流期間らの
終りにＱ５がターンオンし、タイミングコンデンサＱと
充電抵抗Ｒ７，Ｒ２２のＲＣ時定数によりセットされる
率でら′タイミング期間がスタ−トする。しかし、この
時点では期間ｔ２はその全期間ｔ２′をたどることは許
されない。この期間ら′は無負荷動作状態に対してセッ
トされたものであるが、ある中間時点ｔ２において前記
したのとは異つた態様でＰＵＴＱのターンオンにより停
止させられる。第４図ｅに示すＶ４電圧性曲線からサィ
リスタＱ，がターンオンすると電圧Ｖ４は負の方向に鋭
く低下し、それから電圧ｙ３（譲導加熱コイルＬに生ず
る電圧）が負の方へ振れるにつれて正弦波形をたどり、
それから正弦波形半分の波形が通常たどるようにして正
方向に零まで戻ろうとする。
れ流れる電流の波形を示す。同図ｂにおいてＳＣＲ電流
ｌｓｃＲはｔ，正弦波の正の半サイクルで示され、急速
回復ダイオードブリッジＣＲ，を流れる逆ダイオード電
流は、鞠間ちの間に起る正弦波の負の部分として示して
ある。誘導加熱コイルＬ３の負荷による各発振中の消費
電力は、たとえば交流電源から取出され、第４図ｃに示
す電流１２の直流成分の値を増大させる。その結果、ィ
ンダクタＬを流れる電流はＩＬ，であり、ＳＣＲとダイ
オード電流は交流電源からフィルタィンダクタし，Ｌ′
を介して取出す１２電流に重ねられる。上記のようにし
て行なわれる電力用ＳＣＲの最初のターンオンの後で、
電源端子１５と１６の間に生ずる電圧は、第４図ｄに示
すように導通および転流期間ちの間にほとんど零まで低
下する。その後で、スイッチングトランジスタＱ５のス
イッチング作用（導適状態）に対する制御が、誘導加熱
コイルＬ３に現われて抵抗Ｒ３，導線２５および共通結
合コンデンサＣ４を通ってスイッチングトランジスタＱ
５のベースに帰還される電圧の成分により引きつがれる
。第４図ｄは誘導加熱コイルＬに現われる電圧Ｖ３の相
対位相を示し、第４図ｅはコンデンサＣ４と抵抗Ｒ２，
，Ｒ２で構成される微分回路に帰還される電圧Ｖ４の結
果値を示す。第４図ｄ，ｅから電力用サィリスタＱ，が
ターンオンすると電圧Ｖ４はｄｖ４／ｄｔの値のように
直ちに負へ向って急激に下り、サィリスタＱ，のターン
オンとほぼ同時にＰＵＴＱ３およびトランジスタＱ５，
Ｑがターンオフさせられる。その後で、チョツパーィン
バータは１転流期間らの間発振し、その間に２つのサィ
リスタと帰還ダイオード整流ブリッジは阻止状態となり
、１つの共振が完了された時点で電源端子１５と１６の
間の電圧が鋭く上昇するために、電圧ｙ４は急上昇し、
整流ブリッジＣＲ，を介する負帰還はなくなる。正方向
への電圧のこの急上昇は抵抗Ｒ，と導線２５を介して帰
還され、そのため値十ｄｖ４／ｄｔは正方向に鋭く増大
し、第１スイッチングトランジスタＱ５，Ｑ４をターン
オンさせてタイミングコンデンサちの充電を開始させる
。この様子を第４図ｆに示す。この図で、転流期間らの
終りにＱ５がターンオンし、タイミングコンデンサＱと
充電抵抗Ｒ７，Ｒ２２のＲＣ時定数によりセットされる
率でら′タイミング期間がスタ−トする。しかし、この
時点では期間ｔ２はその全期間ｔ２′をたどることは許
されない。この期間ら′は無負荷動作状態に対してセッ
トされたものであるが、ある中間時点ｔ２において前記
したのとは異つた態様でＰＵＴＱのターンオンにより停
止させられる。第４図ｅに示すＶ４電圧性曲線からサィ
リスタＱ，がターンオンすると電圧Ｖ４は負の方向に鋭
く低下し、それから電圧ｙ３（譲導加熱コイルＬに生ず
る電圧）が負の方へ振れるにつれて正弦波形をたどり、
それから正弦波形半分の波形が通常たどるようにして正
方向に零まで戻ろうとする。
電圧Ｖ３が零の方へ振れると転流期間ｔ，は終り、端子
１５と１６の間の電圧は第４図ｄに示すように正方向へ
鋭く上昇する。そのためにＶ４帰還電圧は急上昇する。
この帰還電圧は電圧Ｖ３の正の半サイクルのために最初
の値以上に上昇する。電圧Ｖ３がその正のピーク値を通
過して負方向への降下を開始すると、Ｖ３が零に達する
ときには煩斜がなくなり、その微分値ｄｖ４／ｄｔは零
になる。ゲート制御帰還信号ｄｖ４／ｄｔが零になると
、微分コンデンサＣ４によりトランジスタＱ５のベース
に加えられるベース電流１５は同様に零になり、トラン
ジスタＱ５はターンオフする。この時点でのトランジス
タＱのターンオフにより、トランジスタＱもターンオフ
され、バイアス抵抗Ｒ７，Ｒ２２，Ｒ），Ｒ，。からバ
イアス電圧を除去する。そのためにコンデンサＣ５にだ
け正電圧が残り、この正電圧はＰＵＴＱ３のアノードだ
けに加えられ、アノードゲ−トにはそれにつり合うバイ
アス電圧は加えられない。その結果、ＰＵＴＱ３はター
ンオンしてタイミングコンデンサＣ５に貯えられていた
電荷をその負荷抵抗Ｒ，．を通じて放電させる。そのた
めにパイロットスイッチングＳＣＲＱ２がターンオンさ
れ、電力用サィリスタＱ，も再びターンオンされてチョ
ッパーィンバータの新たな発振サイクルを開始させる。
それから以上説明した過程がチョッパーィンバータのひ
き続く高周波動作サイクルにわたって操返えされる。以
上の説明から、タイミングコンデンサらのＲＣ時定数の
設定は、それ自体によりチョッパーィンバータの動作期
間を決定するものではないことがわかるであろう。
１５と１６の間の電圧は第４図ｄに示すように正方向へ
鋭く上昇する。そのためにＶ４帰還電圧は急上昇する。
この帰還電圧は電圧Ｖ３の正の半サイクルのために最初
の値以上に上昇する。電圧Ｖ３がその正のピーク値を通
過して負方向への降下を開始すると、Ｖ３が零に達する
ときには煩斜がなくなり、その微分値ｄｖ４／ｄｔは零
になる。ゲート制御帰還信号ｄｖ４／ｄｔが零になると
、微分コンデンサＣ４によりトランジスタＱ５のベース
に加えられるベース電流１５は同様に零になり、トラン
ジスタＱ５はターンオフする。この時点でのトランジス
タＱのターンオフにより、トランジスタＱもターンオフ
され、バイアス抵抗Ｒ７，Ｒ２２，Ｒ），Ｒ，。からバ
イアス電圧を除去する。そのためにコンデンサＣ５にだ
け正電圧が残り、この正電圧はＰＵＴＱ３のアノードだ
けに加えられ、アノードゲ−トにはそれにつり合うバイ
アス電圧は加えられない。その結果、ＰＵＴＱ３はター
ンオンしてタイミングコンデンサＣ５に貯えられていた
電荷をその負荷抵抗Ｒ，．を通じて放電させる。そのた
めにパイロットスイッチングＳＣＲＱ２がターンオンさ
れ、電力用サィリスタＱ，も再びターンオンされてチョ
ッパーィンバータの新たな発振サイクルを開始させる。
それから以上説明した過程がチョッパーィンバータのひ
き続く高周波動作サイクルにわたって操返えされる。以
上の説明から、タイミングコンデンサらのＲＣ時定数の
設定は、それ自体によりチョッパーィンバータの動作期
間を決定するものではないことがわかるであろう。
事実、動作期間を決定するものは、微分コンデンサＣ４
を介してスイッチングトランジスタＱ５のベースに帰還
される電圧Ｖ４が一定となり、そのｄｖ４／ｄｔ値が舞
となってトランジスタＱ５のベース電流が零になれる動
作サイクル中の時点である。もちろんこの時点は誘導加
熱コイルＬ３に現われる電圧Ｖ３の位相によって決定さ
れる。誘導加熱コイルＬに金属底の調理器具５１を負荷
すると同調状態が変化し、したがってチョッパーィンバ
ータ回路の動作期間が変化する。
を介してスイッチングトランジスタＱ５のベースに帰還
される電圧Ｖ４が一定となり、そのｄｖ４／ｄｔ値が舞
となってトランジスタＱ５のベース電流が零になれる動
作サイクル中の時点である。もちろんこの時点は誘導加
熱コイルＬ３に現われる電圧Ｖ３の位相によって決定さ
れる。誘導加熱コイルＬに金属底の調理器具５１を負荷
すると同調状態が変化し、したがってチョッパーィンバ
ータ回路の動作期間が変化する。
しかし、前記した電圧ｙ４の帰還現象のために、このチ
ョッパーィンバータ回路は「周波数プツシング」特性を
示し、動作周波数を自動的に高くして負荷効果にもとづ
くＬＣ転流部品の共振周波数変化に追従するように、電
力用サィリスタＱ，に加えられる点弧パルスの繰返し率
を高くする。この「周波数プッシング」特性は極めて有
益なもので、本願発明の改良したゲート回路構成の新規
な特性に全面的に負うものである。第１スイッチングト
ランジスタＱと電源端子１６の間にクランプタ１１ィオ
ードＤ２が接続される。
ョッパーィンバータ回路は「周波数プツシング」特性を
示し、動作周波数を自動的に高くして負荷効果にもとづ
くＬＣ転流部品の共振周波数変化に追従するように、電
力用サィリスタＱ，に加えられる点弧パルスの繰返し率
を高くする。この「周波数プッシング」特性は極めて有
益なもので、本願発明の改良したゲート回路構成の新規
な特性に全面的に負うものである。第１スイッチングト
ランジスタＱと電源端子１６の間にクランプタ１１ィオ
ードＤ２が接続される。
このダイオードはそのカソードがトランジスタＱ５のベ
ースに接続され、アノードが端子１６に接続される。こ
のダイオードはゲート制御帰還電圧の−ｄｖ４／ｄｔ値
を、負の方向にダイオードの電圧降下分だけ制限する。
正方向ではトランジスタＱ５のベース・ェミッタ接合は
ゲート制御帰還電圧を制限するように動作する。このよ
うにして、トランジスタＱ５への入力はコンデンサＣ４
を流れる電流の両方向でクリップされる。更に、抵抗Ｒ
，（およびこれに直列に接続される結合コンデンサと）
、コンデンサＣ４および抵抗Ｒ３，Ｒ２．，Ｒ２の値は
適切に定められ、トランジスタＱ５のベースにおける帰
還電圧の値を安全な値にし、抵抗中の電力消費を少なく
し、かつこれらの部品の値が回路の動作、とくにスター
ト時に高周波電圧が端子１５と１６の間に発生される前
の回路の動作を安定にするように定められる。主婦その
他この誘導加熱装置の取扱者が回路の動作を停止させた
いと希望した時点で、トランジスタＱ８を導適状態に保
持する状態にあると先に仮定した電源制御袋贋ＰＣを操
作することにより、トランジスタＱ８は第３図ｃに示す
ようにターンオフさせられる。
ースに接続され、アノードが端子１６に接続される。こ
のダイオードはゲート制御帰還電圧の−ｄｖ４／ｄｔ値
を、負の方向にダイオードの電圧降下分だけ制限する。
正方向ではトランジスタＱ５のベース・ェミッタ接合は
ゲート制御帰還電圧を制限するように動作する。このよ
うにして、トランジスタＱ５への入力はコンデンサＣ４
を流れる電流の両方向でクリップされる。更に、抵抗Ｒ
，（およびこれに直列に接続される結合コンデンサと）
、コンデンサＣ４および抵抗Ｒ３，Ｒ２．，Ｒ２の値は
適切に定められ、トランジスタＱ５のベースにおける帰
還電圧の値を安全な値にし、抵抗中の電力消費を少なく
し、かつこれらの部品の値が回路の動作、とくにスター
ト時に高周波電圧が端子１５と１６の間に発生される前
の回路の動作を安定にするように定められる。主婦その
他この誘導加熱装置の取扱者が回路の動作を停止させた
いと希望した時点で、トランジスタＱ８を導適状態に保
持する状態にあると先に仮定した電源制御袋贋ＰＣを操
作することにより、トランジスタＱ８は第３図ｃに示す
ようにターンオフさせられる。
トランジスタＱ８がターンオフされると、抵抗Ｒ．７＾
，Ｒ，８，Ｒ４を介して加えられる正直流バイアス電圧
は再びトランジスタＱをターンオンするのに有効となり
、前記のようにして高周波振動がそれ以上発生されるこ
とを阻止する。しかし、トランジスタＱがターンオフし
た時には回路の動作停止は起らず、トランジスタＱ５の
ベースには抵抗Ｒ４を通じて正バイアスが再び加えられ
る。発振状態ではコイルＬ３から帰還される電圧は存在
するが、発振前には存在しない。また、電圧ｙ３とＶ４
も発振前よりも発振後の方がはるかに大きい。その結果
、抵抗Ｒ４を通じて加えられる正バイアス電流は、発振
状態で電圧ＶｓとＶ３が存在する時に、トランジスタＱ
５をオン状態に維持するのには十分ではない。電源電圧
はほぼ零近くまで降下する時だけ発振は停止する。その
後で、抵抗Ｒ４を流れる正バイアス電流は次の半サイク
ルでのスタートを禁止する。このように、電源電圧が零
の時に、この動作により第２制御スイッチトランジスタ
Ｑ８，Ｑ９が電源電圧の与えられた半サイクルのどの時
点でターンオフされるかとは独立に、ィンバータは動作
を停止される。コンデンサＣ，．は、電力が謙導加熱装
置に加えられた時に、第２制御スイッチトランジスタＱ
の早期ターンオンを阻止することを主な目的として用い
られる。コンデンサＣ，．は抵抗Ｒ４を通じてトランジ
スタＱ５のベースに再び加えられる速さも遅くして、電
圧ＶｓとＶ３の高周波分によりトランジスタＱの制御機
能が一時的にも矢なわれることを防ぐ。このことは有用
であることが見出されているが、必須というほどのもの
ではない。したがって、発振状態の下で比較的高いレベ
ルの電圧Ｖｓ，Ｖ３の、抵抗Ｒ４を流れるシャツトオフ
電流の作用に対して優先する作用により、零点ターンオ
ン（第３図ｂに関連して説明した）と零点ターンオフに
より、交流−高周波チョッパーィンバータのソフトスタ
ートおよびソフト停止を行なうことができる。
，Ｒ，８，Ｒ４を介して加えられる正直流バイアス電圧
は再びトランジスタＱをターンオンするのに有効となり
、前記のようにして高周波振動がそれ以上発生されるこ
とを阻止する。しかし、トランジスタＱがターンオフし
た時には回路の動作停止は起らず、トランジスタＱ５の
ベースには抵抗Ｒ４を通じて正バイアスが再び加えられ
る。発振状態ではコイルＬ３から帰還される電圧は存在
するが、発振前には存在しない。また、電圧ｙ３とＶ４
も発振前よりも発振後の方がはるかに大きい。その結果
、抵抗Ｒ４を通じて加えられる正バイアス電流は、発振
状態で電圧ＶｓとＶ３が存在する時に、トランジスタＱ
５をオン状態に維持するのには十分ではない。電源電圧
はほぼ零近くまで降下する時だけ発振は停止する。その
後で、抵抗Ｒ４を流れる正バイアス電流は次の半サイク
ルでのスタートを禁止する。このように、電源電圧が零
の時に、この動作により第２制御スイッチトランジスタ
Ｑ８，Ｑ９が電源電圧の与えられた半サイクルのどの時
点でターンオフされるかとは独立に、ィンバータは動作
を停止される。コンデンサＣ，．は、電力が謙導加熱装
置に加えられた時に、第２制御スイッチトランジスタＱ
の早期ターンオンを阻止することを主な目的として用い
られる。コンデンサＣ，．は抵抗Ｒ４を通じてトランジ
スタＱ５のベースに再び加えられる速さも遅くして、電
圧ＶｓとＶ３の高周波分によりトランジスタＱの制御機
能が一時的にも矢なわれることを防ぐ。このことは有用
であることが見出されているが、必須というほどのもの
ではない。したがって、発振状態の下で比較的高いレベ
ルの電圧Ｖｓ，Ｖ３の、抵抗Ｒ４を流れるシャツトオフ
電流の作用に対して優先する作用により、零点ターンオ
ン（第３図ｂに関連して説明した）と零点ターンオフに
より、交流−高周波チョッパーィンバータのソフトスタ
ートおよびソフト停止を行なうことができる。
そのためにこれと同一の全体的な性質を有するチョッパ
ーィンバータ電源回路に通常用いられる大型で融通のき
かない直流フィルタ部品がないために生ずるような、電
磁的な妨害作用が最小限に押えられる。更に、この零点
ソフトスタートおよびソフト停止によって非常に不愉快
なノイズやカリカリという音が、この電源により加熱さ
れている負荷の調理器具中に発生することを防ぐ。任意
の位相で行なわれる電源投入やしや断のために生ずる、
大きな過渡電流や過渡電圧によりひき起される妨害電波
も本発明の電源では防げられる。最後に、コイルやコン
デンサはもちろん、高価でこわれやすし、半導体は電源
の投入，しや断時に生ずる過渡現象にもとづく大きな電
圧や電流から保護される。第５図は本発明の新規かつ改
良した誘導加熱装置用電源を用いる、電子式電源制御装
置ＰＣの一実施例の回路図を示す。
ーィンバータ電源回路に通常用いられる大型で融通のき
かない直流フィルタ部品がないために生ずるような、電
磁的な妨害作用が最小限に押えられる。更に、この零点
ソフトスタートおよびソフト停止によって非常に不愉快
なノイズやカリカリという音が、この電源により加熱さ
れている負荷の調理器具中に発生することを防ぐ。任意
の位相で行なわれる電源投入やしや断のために生ずる、
大きな過渡電流や過渡電圧によりひき起される妨害電波
も本発明の電源では防げられる。最後に、コイルやコン
デンサはもちろん、高価でこわれやすし、半導体は電源
の投入，しや断時に生ずる過渡現象にもとづく大きな電
圧や電流から保護される。第５図は本発明の新規かつ改
良した誘導加熱装置用電源を用いる、電子式電源制御装
置ＰＣの一実施例の回路図を示す。
図に示すように、この制御装置は禁止トランジスタＱ６
をそなえ、そのェミッタは電源端子１６に接続され、コ
レクタは抵抗Ｒ２。とＲのとの共通接続点に接続される
。抵抗３ｏの他方の端子は第２制御スイッチングトラン
ジスタＱ８のベースに接続される。このような構成であ
るから、トランジスタＱが導適状態にされると、このト
ランジスタは第２制御スイッチングトランジスタＱ８の
ベースを、電源端子１６の電圧にクランプしてトランジ
スタＱ８がターンオンされるのを防ぐ、またはトランジ
スタＱ８がターンオンされておればターンオフされる。
禁止トランジスタ偽の導適状態を適切に制御することに
より、第２制御スイッチングトランジスタＱ８は導適状
態または非導適状態のいずれかの状態にされ、それによ
り前記したように第１スイッチングトランジスタの動作
を制御する。禁止トランジスタＱ６のオンーオフ状態を
制御するために、デューティサィクル制御装置が設けら
れる。
をそなえ、そのェミッタは電源端子１６に接続され、コ
レクタは抵抗Ｒ２。とＲのとの共通接続点に接続される
。抵抗３ｏの他方の端子は第２制御スイッチングトラン
ジスタＱ８のベースに接続される。このような構成であ
るから、トランジスタＱが導適状態にされると、このト
ランジスタは第２制御スイッチングトランジスタＱ８の
ベースを、電源端子１６の電圧にクランプしてトランジ
スタＱ８がターンオンされるのを防ぐ、またはトランジ
スタＱ８がターンオンされておればターンオフされる。
禁止トランジスタ偽の導適状態を適切に制御することに
より、第２制御スイッチングトランジスタＱ８は導適状
態または非導適状態のいずれかの状態にされ、それによ
り前記したように第１スイッチングトランジスタの動作
を制御する。禁止トランジスタＱ６のオンーオフ状態を
制御するために、デューティサィクル制御装置が設けら
れる。
このデューティサイクル制御装置はュニジャンクション
トランジスタＱ７で構成される弛張発振器を含む。この
トランジスタの一方のベースは高電圧電源端子１６に直
結され、他方のベースは降下抵抗Ｒ２７を介して２０Ｖ
低電圧電源端子１９に接続される。この弛張発振器の同
期を確実にするために、高電圧電源端子１５とュニジャ
ンクショントランジスタＱ７の他方のベースとの間に制
限抵抗広２８を接続できる。この弛張発振器は可変抵抗
Ｒ２８とコンデンサＣ９を含むＲＣ回路網を更に含む。
これらの可変抵抗とコンデンサは端子１９と１６の間に
直列に接続され、可変抵抗Ｋ２６とコンデンサＣ９の共
通接続点は単接合トランジスタＱ７のェミツタに接続さ
れる。このュニジャンクショントランジスタ弛張発振器
の出力は、電界効果トランジスタフオロワー増幅器ね，
．のべ−スに接続され、このトランジスタのソースは抵
抗Ｒ２３を介して電源端子１６に接続されるとともに、
制御抵抗戊２４を介してトランジスタＱ，。のェミッ夕
に接続され、トランジスタＱ，ｏのコレクタは負荷抵抗
Ｒ３４を介して電源端子１６に接続される。負荷抵抗Ｒ
３４は制御抵抗Ｒ３５を介して禁止トランジスタＱのベ
ースに接続される。トランジスタＱ，ｏのベースは可変
抵抗Ｒ３２の可動務点‘こ接続され、この可変抵抗は抵
抗Ｒ３，とＲ３３の中間に直列接続され、これらの直列
抵抗は低電圧直流電源端子１９と高電圧直流電源１６と
の間に接続される。（抵抗Ｒ３，とＲ３３は可変抵抗に
もできる）。無線周波バイパストランジスタＣ，。がト
ランジスタＱ，ｏのベースと端子１６との間に接続され
る。このデューティサィクル制御回路により、ュニジャ
ンクショントランジスタＱ７は普通の弦張発振器として
動作し、第４図ｆに示す波形に類似するのこぎり状波形
を持つランプタイミング信号を発生する。
トランジスタＱ７で構成される弛張発振器を含む。この
トランジスタの一方のベースは高電圧電源端子１６に直
結され、他方のベースは降下抵抗Ｒ２７を介して２０Ｖ
低電圧電源端子１９に接続される。この弛張発振器の同
期を確実にするために、高電圧電源端子１５とュニジャ
ンクショントランジスタＱ７の他方のベースとの間に制
限抵抗広２８を接続できる。この弛張発振器は可変抵抗
Ｒ２８とコンデンサＣ９を含むＲＣ回路網を更に含む。
これらの可変抵抗とコンデンサは端子１９と１６の間に
直列に接続され、可変抵抗Ｋ２６とコンデンサＣ９の共
通接続点は単接合トランジスタＱ７のェミツタに接続さ
れる。このュニジャンクショントランジスタ弛張発振器
の出力は、電界効果トランジスタフオロワー増幅器ね，
．のべ−スに接続され、このトランジスタのソースは抵
抗Ｒ２３を介して電源端子１６に接続されるとともに、
制御抵抗戊２４を介してトランジスタＱ，。のェミッ夕
に接続され、トランジスタＱ，ｏのコレクタは負荷抵抗
Ｒ３４を介して電源端子１６に接続される。負荷抵抗Ｒ
３４は制御抵抗Ｒ３５を介して禁止トランジスタＱのベ
ースに接続される。トランジスタＱ，ｏのベースは可変
抵抗Ｒ３２の可動務点‘こ接続され、この可変抵抗は抵
抗Ｒ３，とＲ３３の中間に直列接続され、これらの直列
抵抗は低電圧直流電源端子１９と高電圧直流電源１６と
の間に接続される。（抵抗Ｒ３，とＲ３３は可変抵抗に
もできる）。無線周波バイパストランジスタＣ，。がト
ランジスタＱ，ｏのベースと端子１６との間に接続され
る。このデューティサィクル制御回路により、ュニジャ
ンクショントランジスタＱ７は普通の弦張発振器として
動作し、第４図ｆに示す波形に類似するのこぎり状波形
を持つランプタイミング信号を発生する。
しかしこのタイミング信号電圧は電源電圧の半サイクル
の１２の剛こ対応するかなり長い期間まで延長される。
このタイミング信号は抵抗Ｒ２３による帰還のために全
波整流電圧Ｖｓと同期され、電界効果追従増幅器（以下
ＥＥＴ追従増幅器と記す）Ｑ，，のベースに供給される
。ＥＥＴ追従増幅器ね，，はトランジスタＱ，ｏにェミ
ッタ電流を供給するとともに、ュニジャンクショントラ
ンジスタ発振器Ｑ７と増幅器ね，．とを高ィンピ−ダン
ス分離する。可変抵抗Ｒ３２を適当に調整することによ
り、ュニジヤンクショントランジスタ弛張発振器により
発生されるタイミング信号電圧中のトランジスタＱ，。
が導適状態にされる点は、オペレータによりその信号電
圧の全期間にわたって導適度を０〜１００％制御できる
。オペレータにより設定された設定点でトランジスタＱ
，。が導適状態にされると、禁止トランジスタＱのベー
スは正に駆動され、そのために前記したようにして第２
制御スイッチングトランジスタＱのベース電圧はクラン
プされる。したがって、抵抗Ｒ舷が調整されて、各タイ
ミング信号のランプ（ｒａｍｐ又は立上り）が開始され
た直後の点でトランジスタＱ，ｏをターンオンさせたと
すると、トランジスタＱはターンオンされて第２制御ス
イッチングトランジスタＱ８のターンオンを禁止し、し
たがって電源周波数の少しの半サイクルだけの後でラン
プ期間の残りについて、このチョッパーインバータ高周
波電源の高周波動作を禁止する。しかし、ランプの開始
よりはるかに遅れた点でトランジスタＱ，ｏをターンオ
ンさせるように可変抵抗Ｒ舷がセットされるものとする
と、このチョツパーインバータ電源は動作可能状態とさ
れ、ランプ期間中に生ずることができる半サイクルのう
ちの多数部分にわたって動作でき、それによりそれに比
例した大きな動作期間にわたって負荷に電力を与える。
このようにトランジスタＱ，ｏのターンオン点を制御す
ることにより、チヨツパーイソバータのデユーナィサィ
クルをそれぞれ電源周波数の１つの半サイクルの持時間
を持つ多くの小さな個別段階で、チョツパーィンバータ
の定格電力の０〜１００％にわたって制御できる。多く
の段階と約０．５〜１秒のランプ期間を用いることによ
り、負荷電力の制御は誘導加熱コイルＬの負荷には現実
には極めて細かくなる。第５図に示す回路の付加的な重
要な安全特徴はサーミスタＴＨにより与えられる。
の１２の剛こ対応するかなり長い期間まで延長される。
このタイミング信号は抵抗Ｒ２３による帰還のために全
波整流電圧Ｖｓと同期され、電界効果追従増幅器（以下
ＥＥＴ追従増幅器と記す）Ｑ，，のベースに供給される
。ＥＥＴ追従増幅器ね，，はトランジスタＱ，ｏにェミ
ッタ電流を供給するとともに、ュニジャンクショントラ
ンジスタ発振器Ｑ７と増幅器ね，．とを高ィンピ−ダン
ス分離する。可変抵抗Ｒ３２を適当に調整することによ
り、ュニジヤンクショントランジスタ弛張発振器により
発生されるタイミング信号電圧中のトランジスタＱ，。
が導適状態にされる点は、オペレータによりその信号電
圧の全期間にわたって導適度を０〜１００％制御できる
。オペレータにより設定された設定点でトランジスタＱ
，。が導適状態にされると、禁止トランジスタＱのベー
スは正に駆動され、そのために前記したようにして第２
制御スイッチングトランジスタＱのベース電圧はクラン
プされる。したがって、抵抗Ｒ舷が調整されて、各タイ
ミング信号のランプ（ｒａｍｐ又は立上り）が開始され
た直後の点でトランジスタＱ，ｏをターンオンさせたと
すると、トランジスタＱはターンオンされて第２制御ス
イッチングトランジスタＱ８のターンオンを禁止し、し
たがって電源周波数の少しの半サイクルだけの後でラン
プ期間の残りについて、このチョッパーインバータ高周
波電源の高周波動作を禁止する。しかし、ランプの開始
よりはるかに遅れた点でトランジスタＱ，ｏをターンオ
ンさせるように可変抵抗Ｒ舷がセットされるものとする
と、このチョツパーインバータ電源は動作可能状態とさ
れ、ランプ期間中に生ずることができる半サイクルのう
ちの多数部分にわたって動作でき、それによりそれに比
例した大きな動作期間にわたって負荷に電力を与える。
このようにトランジスタＱ，ｏのターンオン点を制御す
ることにより、チヨツパーイソバータのデユーナィサィ
クルをそれぞれ電源周波数の１つの半サイクルの持時間
を持つ多くの小さな個別段階で、チョツパーィンバータ
の定格電力の０〜１００％にわたって制御できる。多く
の段階と約０．５〜１秒のランプ期間を用いることによ
り、負荷電力の制御は誘導加熱コイルＬの負荷には現実
には極めて細かくなる。第５図に示す回路の付加的な重
要な安全特徴はサーミスタＴＨにより与えられる。
こ，のサーミスタは直列接続抵抗Ｒ３。とＲ，９に並列
に、可変抵抗Ｒ３，と直列になって接続される。サーミ
スタＴＨは、誘導加熱コイルＬ３と電源端子１６との間
に直列接続される小型の検出抵抗Ｒ３６に取付け、熱的
に結合される。このような構成により、誘導加熱コイル
Ｌ３を流れる負荷抵抗が過大になると、検出抵抗Ｒ３６
が加熱されるためにサーミスタＴＨの抵抗値は、第１ス
イッチングトランジスタＱのベース電圧が電源端子１６
の電圧へ向って、トランジスタＱ８をターンオフするの
に十分な電圧まで減少する。そのために第２スイッチン
グトランジスタＱはオフ状態に維持され、トランジスタ
偽がオソ状態に保持されて、検出抵抗Ｒ３６が冷えるま
でそれ以上の高周波発振を阻止し、サーミスタＴＨがそ
の正常な高抵抗状態に戻ることができるようにする。抵
抗虫３６は取付けることにより、またはその抵抗に単に
接近させることにより電流を間接的に検出するサーミス
タＴＨは、誘導加熱コイルの動作温度状態を検出し、コ
イル電流つまりコイル温度が電力用サィリスタＱ，等の
電力定格に対して過大な場合には、温度検出抵抗Ｒ３６
または負荷抵抗、あるいはその両者が周囲温度に冷却さ
れるまで、常にインバーターチョツハ＊昼源回路の動作
を停止させることがわかるであろう。
に、可変抵抗Ｒ３，と直列になって接続される。サーミ
スタＴＨは、誘導加熱コイルＬ３と電源端子１６との間
に直列接続される小型の検出抵抗Ｒ３６に取付け、熱的
に結合される。このような構成により、誘導加熱コイル
Ｌ３を流れる負荷抵抗が過大になると、検出抵抗Ｒ３６
が加熱されるためにサーミスタＴＨの抵抗値は、第１ス
イッチングトランジスタＱのベース電圧が電源端子１６
の電圧へ向って、トランジスタＱ８をターンオフするの
に十分な電圧まで減少する。そのために第２スイッチン
グトランジスタＱはオフ状態に維持され、トランジスタ
偽がオソ状態に保持されて、検出抵抗Ｒ３６が冷えるま
でそれ以上の高周波発振を阻止し、サーミスタＴＨがそ
の正常な高抵抗状態に戻ることができるようにする。抵
抗虫３６は取付けることにより、またはその抵抗に単に
接近させることにより電流を間接的に検出するサーミス
タＴＨは、誘導加熱コイルの動作温度状態を検出し、コ
イル電流つまりコイル温度が電力用サィリスタＱ，等の
電力定格に対して過大な場合には、温度検出抵抗Ｒ３６
または負荷抵抗、あるいはその両者が周囲温度に冷却さ
れるまで、常にインバーターチョツハ＊昼源回路の動作
を停止させることがわかるであろう。
アルミニウム，銅のような高導電性金属で作ったなべを
ここで説明しているような誘導調理器具に使用する場合
には、電力用サィリスタＱ，を流れる電流がそのように
高い導鰭性負荷を用いることにより減少されるとしても
、誘導加熱コイルに過大な負荷電流が流れる。
ここで説明しているような誘導調理器具に使用する場合
には、電力用サィリスタＱ，を流れる電流がそのように
高い導鰭性負荷を用いることにより減少されるとしても
、誘導加熱コイルに過大な負荷電流が流れる。
主婦その他この誘導加熱装置の使用者すなわちオペレー
タが、好ましくない種類の高導電性なべを用いる場合に
は、検出抵抗に取付けられるサーミスタＴＨは、そのよ
うな高導電性なべの使用による自己加熱により負荷コイ
ルが永久的な損傷を受けることが防止する。オペレータ
はサーミスタＴＨによる回路のターンオンおよびターン
オフにより、使用しているなべがこの誘導加熱装置に使
用するには適当でないことを知らされる。このような場
合にはステンレスやその他の低抗率の大きな強磁性体製
のなべを使用する。希望によっては、前記米国特許第３
７１００６２号に示されているような保持形温度感知安
全回路をサーミスタＴＨに用いてトランジスタＱをター
ンオフさせ、２０Ｖ電源装置がターンオフされるか、安
全回路が手動でリセットされるまでこの電源は不動作状
態に保持される。
タが、好ましくない種類の高導電性なべを用いる場合に
は、検出抵抗に取付けられるサーミスタＴＨは、そのよ
うな高導電性なべの使用による自己加熱により負荷コイ
ルが永久的な損傷を受けることが防止する。オペレータ
はサーミスタＴＨによる回路のターンオンおよびターン
オフにより、使用しているなべがこの誘導加熱装置に使
用するには適当でないことを知らされる。このような場
合にはステンレスやその他の低抗率の大きな強磁性体製
のなべを使用する。希望によっては、前記米国特許第３
７１００６２号に示されているような保持形温度感知安
全回路をサーミスタＴＨに用いてトランジスタＱをター
ンオフさせ、２０Ｖ電源装置がターンオフされるか、安
全回路が手動でリセットされるまでこの電源は不動作状
態に保持される。
また、このような構成により、温度感知安全回路の保持
状態を断つために電源スイッチＳ，をオペレータが切る
ことが必要であるように作ることができ、それにより導
電性の高いなべを使用すべきではないということを教え
ることができる。どのような場合、たとえば主電源を切
ってから再び投入するような場合でも、高周波発振が再
び生ずることができるようになる前に、サーミス外ま冷
却できるようにせねばならない。過電流制御および過熱
制御に加えて、たとえば電源電圧の過大により電圧Ｖｓ
が高くなりすぎた時に、第２零点制御スイッチがインバ
ーターチョッパの動作を停止させることが可能であり、
第１サ−ミスタに並列接続されて電源端子１５と１６の
間に接続される抵抗により加熱される第２サーミスタは
、過電流すなわち過熱状態を検出する第１サーミスタと
関連してィンバータの動作を停止させることができる。
状態を断つために電源スイッチＳ，をオペレータが切る
ことが必要であるように作ることができ、それにより導
電性の高いなべを使用すべきではないということを教え
ることができる。どのような場合、たとえば主電源を切
ってから再び投入するような場合でも、高周波発振が再
び生ずることができるようになる前に、サーミス外ま冷
却できるようにせねばならない。過電流制御および過熱
制御に加えて、たとえば電源電圧の過大により電圧Ｖｓ
が高くなりすぎた時に、第２零点制御スイッチがインバ
ーターチョッパの動作を停止させることが可能であり、
第１サ−ミスタに並列接続されて電源端子１５と１６の
間に接続される抵抗により加熱される第２サーミスタは
、過電流すなわち過熱状態を検出する第１サーミスタと
関連してィンバータの動作を停止させることができる。
インバータの保護とプログラミングのために、要求に応
じて全ての種類のオンーオフ制御を行なうため任意の数
の方法を利用できる。第６図は本発明の誘導加熱調理器
の一実施例の回路図で、電源のデューティサィクル制御
部とゲート回路部とは電気的に分離されている。
じて全ての種類のオンーオフ制御を行なうため任意の数
の方法を利用できる。第６図は本発明の誘導加熱調理器
の一実施例の回路図で、電源のデューティサィクル制御
部とゲート回路部とは電気的に分離されている。
第６図では、便宜上、回路の電源部品は本発明の理解に
は不要であるから、それらの部品は示していない。第６
図で、記号ＰＤ，で示してあるホトダィオード，ホトセ
ル，感光性抵抗その他の感光素子は禁止トランジスタＱ
Ｂのベース・ェミツタ間に接続される。このベースは制
限抵抗戊３９を介して低電圧直流電源端子１９に接続さ
れる。ホトダィオードＰＤ，は破線で示される光略を介
して光源ＬＳ，に光結合される。この光路は光学繊維結
合素子で構成できる。光源ＬＳ，は第５図を参照して説
明したのと類似するやり方で、デューティサィクル制御
出力増幅トランジスタＱ，ｏの出力で制御できる。希望
する電力設定に従ってデューティサィクル制御により光
源ＬＳ，を点滅させることにより、感光素子ＰＤ，と組
合わされて禁止トランジスタＱＢをデューティサィクル
制御電力設定に従いターンオフおよびターンオンするこ
とにより、感光素子ＰＤ，への光結合はトランジスタＱ
Ｂをデューナィサィクル制御電力設定に従ってターンオ
ンおよびターンオフし、前記のように回路が動作して誘
導加熱コイルに高周波励振電流を供孫合する。光結合路
のためにデューティサィクル制御器のゲート回路部と取
扱者制御部は電気的に分離される。光結合の代りに磁気
で操作されるリードスイッチを用いて、デューティサィ
クル制御器から励振される磁気結合路によりこの１」−
ドスィッチを作動させて、同様な電気的分離を行なうこ
とができる。第７図は本発明の更に別の実施例の詳細な
回路図でゲート制御目的のために帰還される第１高周波
交流ゲート信号電圧は、チョッパーィンバータ電源回路
の転流無効要素Ｃ，の端子間から取出される。この目的
のために帰還抵抗Ｒ３が転流コイルＬ，と転流コンデン
サＣ，との間に接続される。第７図の回路では平滑部品
−とＣ３が含まれず、したがって転流コイルＬ，は誘導
加熱コイルとして動作するように構成されることに注意
すべきである。転流コンデンサＣ，の端子間から取出さ
れる第１高周波交流ゲート制御信号電圧は、抵抗Ｒ３と
共通結合コンデンサＣ４を介して、第１制御スイッチン
グトランジスタＱのベースに加えられる。
は不要であるから、それらの部品は示していない。第６
図で、記号ＰＤ，で示してあるホトダィオード，ホトセ
ル，感光性抵抗その他の感光素子は禁止トランジスタＱ
Ｂのベース・ェミツタ間に接続される。このベースは制
限抵抗戊３９を介して低電圧直流電源端子１９に接続さ
れる。ホトダィオードＰＤ，は破線で示される光略を介
して光源ＬＳ，に光結合される。この光路は光学繊維結
合素子で構成できる。光源ＬＳ，は第５図を参照して説
明したのと類似するやり方で、デューティサィクル制御
出力増幅トランジスタＱ，ｏの出力で制御できる。希望
する電力設定に従ってデューティサィクル制御により光
源ＬＳ，を点滅させることにより、感光素子ＰＤ，と組
合わされて禁止トランジスタＱＢをデューティサィクル
制御電力設定に従いターンオフおよびターンオンするこ
とにより、感光素子ＰＤ，への光結合はトランジスタＱ
Ｂをデューナィサィクル制御電力設定に従ってターンオ
ンおよびターンオフし、前記のように回路が動作して誘
導加熱コイルに高周波励振電流を供孫合する。光結合路
のためにデューティサィクル制御器のゲート回路部と取
扱者制御部は電気的に分離される。光結合の代りに磁気
で操作されるリードスイッチを用いて、デューティサィ
クル制御器から励振される磁気結合路によりこの１」−
ドスィッチを作動させて、同様な電気的分離を行なうこ
とができる。第７図は本発明の更に別の実施例の詳細な
回路図でゲート制御目的のために帰還される第１高周波
交流ゲート信号電圧は、チョッパーィンバータ電源回路
の転流無効要素Ｃ，の端子間から取出される。この目的
のために帰還抵抗Ｒ３が転流コイルＬ，と転流コンデン
サＣ，との間に接続される。第７図の回路では平滑部品
−とＣ３が含まれず、したがって転流コイルＬ，は誘導
加熱コイルとして動作するように構成されることに注意
すべきである。転流コンデンサＣ，の端子間から取出さ
れる第１高周波交流ゲート制御信号電圧は、抵抗Ｒ３と
共通結合コンデンサＣ４を介して、第１制御スイッチン
グトランジスタＱのベースに加えられる。
同様に、電源端子１５と１６の間に現われる高電圧の周
波数と同じ周波数の第２交流ゲート制御信号電圧は、全
波整流器にＲ．の出力側に現われる低周波脈動励振電圧
成分を含み、抵抗Ｒ，と結合コンデンサＣ４を介してト
ランジスタＱのベースに加えられる。可変抵抗Ｒｏの調
整により第１および第２交流ゲート制御信号成分の割合
を適当に調節でき、全体の帰還信号の大きさを制御して
、全ての値の負荷に対して受電源電圧近くでの始動状態
を調整できる。第１制御スイッチングトランジスタＱの
ベースに加えられる直流バイアス鷺圧は、電源トランス
Ｔ，により構成される別の非平滑低電圧蟹源から取出さ
れる。
波数と同じ周波数の第２交流ゲート制御信号電圧は、全
波整流器にＲ．の出力側に現われる低周波脈動励振電圧
成分を含み、抵抗Ｒ，と結合コンデンサＣ４を介してト
ランジスタＱのベースに加えられる。可変抵抗Ｒｏの調
整により第１および第２交流ゲート制御信号成分の割合
を適当に調節でき、全体の帰還信号の大きさを制御して
、全ての値の負荷に対して受電源電圧近くでの始動状態
を調整できる。第１制御スイッチングトランジスタＱの
ベースに加えられる直流バイアス鷺圧は、電源トランス
Ｔ，により構成される別の非平滑低電圧蟹源から取出さ
れる。
トランスＴ，の１次巻線は、第１電源スイッチＳ，より
も主電源側でライン１１，１２に接続される。電源トラ
ンスＴ，と主電源を開閉するために、なるべくなら第２
電源スイッチＳ２を設ける。このスイッチはスイッチＳ
，が閉じられるよりも先に閉じられるように、スイッチ
Ｓ，と運動させる。トランスＴ，の２次巻線は第２低電
圧全波整流ブリッジＣＲ２に接続される。このブリッジ
の出力は負荷抵抗沢３，に接続される。この負荷抵抗Ｒ
３２を介して電圧安定用ッェナーダィオードＺに接続さ
れる。このッェナーダィオードの端子間に現われる出力
電圧は、第２電圧降下抵抗Ｒ３３を通じて直列接続ダイ
オード列Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６に加えられる。これらのダイ
オードはトランジスタＱのベースと端子１６の間に抵抗
Ｒ４と直列になって接続され、抵抗Ｒ３３は抵抗Ｒ４と
直列接続ダイオード列と接続点に接続される。トランス
Ｔ，を含む別の低電圧直流電源には平滑コンデンサがな
いから、その出力電圧は、６０批の商用電源に入力ライ
ン１ １と１ ２が接続されるとすれば、１２ｍセの割
合で主電源の電圧とほぼ同相で上昇および降下する。
も主電源側でライン１１，１２に接続される。電源トラ
ンスＴ，と主電源を開閉するために、なるべくなら第２
電源スイッチＳ２を設ける。このスイッチはスイッチＳ
，が閉じられるよりも先に閉じられるように、スイッチ
Ｓ，と運動させる。トランスＴ，の２次巻線は第２低電
圧全波整流ブリッジＣＲ２に接続される。このブリッジ
の出力は負荷抵抗沢３，に接続される。この負荷抵抗Ｒ
３２を介して電圧安定用ッェナーダィオードＺに接続さ
れる。このッェナーダィオードの端子間に現われる出力
電圧は、第２電圧降下抵抗Ｒ３３を通じて直列接続ダイ
オード列Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６に加えられる。これらのダイ
オードはトランジスタＱのベースと端子１６の間に抵抗
Ｒ４と直列になって接続され、抵抗Ｒ３３は抵抗Ｒ４と
直列接続ダイオード列と接続点に接続される。トランス
Ｔ，を含む別の低電圧直流電源には平滑コンデンサがな
いから、その出力電圧は、６０批の商用電源に入力ライ
ン１ １と１ ２が接続されるとすれば、１２ｍセの割
合で主電源の電圧とほぼ同相で上昇および降下する。
スイッチＳ２がスイッチＳ，よりも先に閉じられるから
、転流コンデンサＣ，に電圧が加えられるよりも前に直
流バイアスが存在することになる。回路に初めて電力が
加えられると、第１制御スイッチングトランジスタＱ５
は第２図を参照して先に説明したのと同様にしてターン
オンされる。そのためにトランジスタＱ４がターンオン
でき、ツエナーダイオードＺ，の完全な２０Ｖ安定電圧
が平滑コンデンサＣ３の端子間にかかるまで、サィリス
タＱ２をターンオンすることないこサィリスタＱをオン
状態に保持できる。この時に、転流コンデンサＣ，に十
分な転流ェネルギが貯えられ、チョッパーィンバータが
安全にターンオンできるようにする。その後で、電源端
子１５と１６の間に現われる全波整流電圧Ｖｓのリップ
ルの谷間（ＶＯＲ）に次の電流零が生ずると、零点にお
いて抵抗Ｒ，を介して加えられる帰還電圧−ｄｖ４／ｄ
ｔの急に取去られる作用のために、トランジスタＱ５は
ターンオフされる。同時に、サィリスタＱ３と同様にト
ランジスタＱ４もターンオフする。全波整流電圧Ｖｓが
正へ振れはじめて電流零の直後に、トランジスタＱのベ
ースに加えられる正万向へ変化する直流バイアスと正の
ｄｖ４／ｄｔにより再びターンオンされる。そのために
トランジスタＱ４はターンオンでき、タイミングコンデ
ンサＣ５は抵抗Ｒ２２とＲ７を通じて低電圧直流平滑コ
ンデンサＣ８の全電圧値へ向って充電されて、期間ｔ２
の終りにサィリスタＱ３を点弧し、それによりパイロッ
ト・スイッチングサイリス夕Ｑ２にゲートパルスを加え
て電力用サィリスタＱ，をターンオンする。サィリスタ
Ｑ，がターンオンすると、転流コンデンサＣ，に充電さ
れていた電荷は転流コイルＬ，を流れて振動し、その後
で回路は前記した周期Ｔを持つ所定の高い動作周波数で
動作を続ける。
、転流コンデンサＣ，に電圧が加えられるよりも前に直
流バイアスが存在することになる。回路に初めて電力が
加えられると、第１制御スイッチングトランジスタＱ５
は第２図を参照して先に説明したのと同様にしてターン
オンされる。そのためにトランジスタＱ４がターンオン
でき、ツエナーダイオードＺ，の完全な２０Ｖ安定電圧
が平滑コンデンサＣ３の端子間にかかるまで、サィリス
タＱ２をターンオンすることないこサィリスタＱをオン
状態に保持できる。この時に、転流コンデンサＣ，に十
分な転流ェネルギが貯えられ、チョッパーィンバータが
安全にターンオンできるようにする。その後で、電源端
子１５と１６の間に現われる全波整流電圧Ｖｓのリップ
ルの谷間（ＶＯＲ）に次の電流零が生ずると、零点にお
いて抵抗Ｒ，を介して加えられる帰還電圧−ｄｖ４／ｄ
ｔの急に取去られる作用のために、トランジスタＱ５は
ターンオフされる。同時に、サィリスタＱ３と同様にト
ランジスタＱ４もターンオフする。全波整流電圧Ｖｓが
正へ振れはじめて電流零の直後に、トランジスタＱのベ
ースに加えられる正万向へ変化する直流バイアスと正の
ｄｖ４／ｄｔにより再びターンオンされる。そのために
トランジスタＱ４はターンオンでき、タイミングコンデ
ンサＣ５は抵抗Ｒ２２とＲ７を通じて低電圧直流平滑コ
ンデンサＣ８の全電圧値へ向って充電されて、期間ｔ２
の終りにサィリスタＱ３を点弧し、それによりパイロッ
ト・スイッチングサイリス夕Ｑ２にゲートパルスを加え
て電力用サィリスタＱ，をターンオンする。サィリスタ
Ｑ，がターンオンすると、転流コンデンサＣ，に充電さ
れていた電荷は転流コイルＬ，を流れて振動し、その後
で回路は前記した周期Ｔを持つ所定の高い動作周波数で
動作を続ける。
この時点で、転流コンデンサＣ，から抵抗Ｒ３を介して
帰還される電圧分は引き継がれ、前記したようにして高
い周波数レートでトランジスタＱ５のターンオンとター
ンオフを制御する。この回路により発生される電力の制
御は、帰還抵抗Ｒ２を変化させて結合コンデンサＣ４を
介して帰還電圧の大きさを変化することにより行なわれ
る。この帰還電圧をほぼ零まで降下させると回路は動作
を停止する。コンデンサＣ４の端子間に加わる帰還軍圧
により、バイアスが主電源の零点でバイアスが零まで下
った直後まで、スイッチングトランジスタＱ５が高周波
レートで帰還成分により確実にオンーオフされ、かつ帰
還成分も急騰に降下し、その時に ，トランジスタ公は
非導適状態にされて、バィア こ．スが再び正まで上昇
してトランジスタ法をターンオンし、別の半サイクルの
間再び発振するよう Ｌになるまで、トランジスタＱ５
はその非導適状態「を保つ。
帰還される電圧分は引き継がれ、前記したようにして高
い周波数レートでトランジスタＱ５のターンオンとター
ンオフを制御する。この回路により発生される電力の制
御は、帰還抵抗Ｒ２を変化させて結合コンデンサＣ４を
介して帰還電圧の大きさを変化することにより行なわれ
る。この帰還電圧をほぼ零まで降下させると回路は動作
を停止する。コンデンサＣ４の端子間に加わる帰還軍圧
により、バイアスが主電源の零点でバイアスが零まで下
った直後まで、スイッチングトランジスタＱ５が高周波
レートで帰還成分により確実にオンーオフされ、かつ帰
還成分も急騰に降下し、その時に ，トランジスタ公は
非導適状態にされて、バィア こ．スが再び正まで上昇
してトランジスタ法をターンオンし、別の半サイクルの
間再び発振するよう Ｌになるまで、トランジスタＱ５
はその非導適状態「を保つ。
無負荷状態では転流コンデンサＣ，の端子間電圧は、負
荷状態での電圧よりはるかに高い。
荷状態での電圧よりはるかに高い。
零点をすぎたスタート後の最初のち期間に続いてコンデ
ンサＣ，に生ずる高電圧の効果は、上昇する直流バイア
ス鰭圧がトランジスタＱ５のベースに加えられて、高周
波発振の最初の１サイクルまたは２サイクルに続いてト
ランジスタＱをオン状態に保ち、それにより残りの半サ
イクルは発振を停止させることができる。このように、
無負荷の場合には各零点の直後の比較的低い電源電圧の
時にいくつかの高周波パルスが発生され、そのために平
均消費電力は無視できるほど少い。たとえばコイルＬへ
の誘導結合により抵抗負荷がかけられると、コンデンサ
Ｃ，の電圧が正常なら時間をこえてトランジスタＱ５を
オン状態に保持することができず、バイアス電圧の上昇
率はトランジスタＱ５のベースを補えない。
ンサＣ，に生ずる高電圧の効果は、上昇する直流バイア
ス鰭圧がトランジスタＱ５のベースに加えられて、高周
波発振の最初の１サイクルまたは２サイクルに続いてト
ランジスタＱをオン状態に保ち、それにより残りの半サ
イクルは発振を停止させることができる。このように、
無負荷の場合には各零点の直後の比較的低い電源電圧の
時にいくつかの高周波パルスが発生され、そのために平
均消費電力は無視できるほど少い。たとえばコイルＬへ
の誘導結合により抵抗負荷がかけられると、コンデンサ
Ｃ，の電圧が正常なら時間をこえてトランジスタＱ５を
オン状態に保持することができず、バイアス電圧の上昇
率はトランジスタＱ５のベースを補えない。
その結果、正常なら期間後はトランジスタＱ５はターン
オフされ、それと同時にＰＵＴ３と電力用サイリスタＱ
，が点弧されて、電源電圧の全半サイクルに対して回路
の発振を維持する。負荷がコイルＬから外されるか、ま
たは主電源が断たれるまで、全てのひき続く半サイクル
に対して前記発振は次の零点で短時間停止し、それから
その零点をすぎた直後に再び発振を開始するという動作
を反復する。無負荷状態の下でコンデンサＣ．に発生さ
れてコンデンサＣ４に加えられる多少大きな帰還電圧に
より、直流バイアス電圧がトランジスタ鴇を制御し、１
個または２個の無線周波パルスが発生された後で、コン
デンサＣ，からの高周波帰還が急激に減少して発振が止
むようにトランジスタＱはチョツパーインバータ周期の
１サイクルをこえてその導適状態に保持されたままとな
る。したがって、誘導加熱コイルＬ，から負荷なべが除
去されると、第７図に示す回路はほぼ零である入力電源
レベルに戻るから、待機損は極めて小さくなり、したが
って無負荷での電力消費は小さい。負荷なべが誘導加熱
コイルの上に再び置かれると、回路は再び発振を開始し
て前記したような正常なやり方で動作する。第７図に示
す回路を用いて負荷なべに発生される電力は、なべの素
材金属の固有抵抗となべ寸法の広い変化に対して一定に
保たれるようになり、多種類のなべを同じ速さで加熱で
きる。
オフされ、それと同時にＰＵＴ３と電力用サイリスタＱ
，が点弧されて、電源電圧の全半サイクルに対して回路
の発振を維持する。負荷がコイルＬから外されるか、ま
たは主電源が断たれるまで、全てのひき続く半サイクル
に対して前記発振は次の零点で短時間停止し、それから
その零点をすぎた直後に再び発振を開始するという動作
を反復する。無負荷状態の下でコンデンサＣ．に発生さ
れてコンデンサＣ４に加えられる多少大きな帰還電圧に
より、直流バイアス電圧がトランジスタ鴇を制御し、１
個または２個の無線周波パルスが発生された後で、コン
デンサＣ，からの高周波帰還が急激に減少して発振が止
むようにトランジスタＱはチョツパーインバータ周期の
１サイクルをこえてその導適状態に保持されたままとな
る。したがって、誘導加熱コイルＬ，から負荷なべが除
去されると、第７図に示す回路はほぼ零である入力電源
レベルに戻るから、待機損は極めて小さくなり、したが
って無負荷での電力消費は小さい。負荷なべが誘導加熱
コイルの上に再び置かれると、回路は再び発振を開始し
て前記したような正常なやり方で動作する。第７図に示
す回路を用いて負荷なべに発生される電力は、なべの素
材金属の固有抵抗となべ寸法の広い変化に対して一定に
保たれるようになり、多種類のなべを同じ速さで加熱で
きる。
この特徴はなべの消費電力をほぼ一定に保つようなやり
方でなべ負荷による負荷コイルＬの同調に続く期間ｔ，
とらの変化により生ずる。誘導範囲内ではこのような動
作が極めて望ましいことが容易にわかる。第７図に示す
回路はこのように望ましい多くの特性を有するが、克服
することが多少困難な１つの固有の欠点を有する。
方でなべ負荷による負荷コイルＬの同調に続く期間ｔ，
とらの変化により生ずる。誘導範囲内ではこのような動
作が極めて望ましいことが容易にわかる。第７図に示す
回路はこのように望ましい多くの特性を有するが、克服
することが多少困難な１つの固有の欠点を有する。
コイルＬ，には連続した正弦波電圧よりもむしろ断続す
る正弦波電流が流れ、転流およびィンバータ周波数に対
してかなり強い望ましくない無線電波を放射する高調波
分を有する。誘導加熱コイルの上に置かれる負荷なべは
これらの妨害電波を減少させるが、検出できないほど十
分には減少させるものではない。更に、誘導加熱コイル
となべ負荷との間に静電結合がある。この静電結合によ
りなべ負荷はアースよりも高い電位をとり、この電位は
ィンバータ周波数で周期的に変化するとともに、非常に
高い周波数成分を含む。実際に、コイルとなべとの間の
容量は、なべが接地点に接続されたとするとかなりの電
流を流すのに十分な大きさである。オペレータがなべと
アースに同時に触れたとすると、そのオペレータの体を
高周波電流が通り、その人にかなり大きな電気的ショッ
クを与える。なべ負荷に対する静電結合は、静電加熱コ
イルとなべとの間に挿入されかつ振動限界がほとんど影
響を受けずに通過できるように構成された静蟹シールド
ＥＳ，を用いることにより、十分に減少できる。この静
電シールドＥＳ，は、第７図Ａのように中心点が相互に
接続されて接地される並列な帯状高導電金属アレイによ
り構成できる。これらの帯状金属はすなわちほぼ同じ長
さの高導電金属アレイを複数本並設するとともにそのワ
イヤ中央を共通接続した後援地した構造であり、なるべ
くならクールトップ絶縁部材４９の下面に付着，頃籍，
塗付等により形成する。クールトップ絶縁支持部材は誘
導加熱装置に用いられる電気調理器具のクールトップ絶
縁面を構成できる。誘導加熱コイルＬ，となべ負荷５１
に関連して用いた場合のクールトップ絶縁支持部村４９
の機械的構成，動作特性および望ましい利点を詳しく説
明するためには、前記米国特許第３，７１０，０６２号
を参照するとよい。この説明のためには、第７図Ｃに示
す略図は、クールトップ絶縁支持部材４９の下面に第７
図Ａに示すような静電シールドを形成するための提案さ
れた構成を示すのに適切である。第７図Ｂは静電シール
ドの別の例を示す。
る正弦波電流が流れ、転流およびィンバータ周波数に対
してかなり強い望ましくない無線電波を放射する高調波
分を有する。誘導加熱コイルの上に置かれる負荷なべは
これらの妨害電波を減少させるが、検出できないほど十
分には減少させるものではない。更に、誘導加熱コイル
となべ負荷との間に静電結合がある。この静電結合によ
りなべ負荷はアースよりも高い電位をとり、この電位は
ィンバータ周波数で周期的に変化するとともに、非常に
高い周波数成分を含む。実際に、コイルとなべとの間の
容量は、なべが接地点に接続されたとするとかなりの電
流を流すのに十分な大きさである。オペレータがなべと
アースに同時に触れたとすると、そのオペレータの体を
高周波電流が通り、その人にかなり大きな電気的ショッ
クを与える。なべ負荷に対する静電結合は、静電加熱コ
イルとなべとの間に挿入されかつ振動限界がほとんど影
響を受けずに通過できるように構成された静蟹シールド
ＥＳ，を用いることにより、十分に減少できる。この静
電シールドＥＳ，は、第７図Ａのように中心点が相互に
接続されて接地される並列な帯状高導電金属アレイによ
り構成できる。これらの帯状金属はすなわちほぼ同じ長
さの高導電金属アレイを複数本並設するとともにそのワ
イヤ中央を共通接続した後援地した構造であり、なるべ
くならクールトップ絶縁部材４９の下面に付着，頃籍，
塗付等により形成する。クールトップ絶縁支持部材は誘
導加熱装置に用いられる電気調理器具のクールトップ絶
縁面を構成できる。誘導加熱コイルＬ，となべ負荷５１
に関連して用いた場合のクールトップ絶縁支持部村４９
の機械的構成，動作特性および望ましい利点を詳しく説
明するためには、前記米国特許第３，７１０，０６２号
を参照するとよい。この説明のためには、第７図Ｃに示
す略図は、クールトップ絶縁支持部材４９の下面に第７
図Ａに示すような静電シールドを形成するための提案さ
れた構成を示すのに適切である。第７図Ｂは静電シール
ドの別の例を示す。
この例では誘導加熱コイルＬ，が配置される領域上のク
ールトップ絶縁支持部材４９の下面全体には、「アクア
ダグ（石墨の水豚液：ａｑ雌ｄｕｇ）」その他これに類
似するたとえば矩形の高抵抗導電性被覆が配置され、た
とえばその中央を接地して静電シールドＥＳ，を構成す
る。たとえば、１５００オームの表面抵抗を持つ被覆は
容量結合を４Ｍｂ以上減衰させる。磁気誘導される電流
により被覆中には無視できる程度の電力が消費される。
前記米国特許第３，７１０，０６２号‘こ説明されてい
るような自動温度回路を用いた場合には、第７図Ｂに示
すように連続導電被覆の中心部に孔を設けることができ
、あるいは第７図Ａに示すような帯状導電体のパターン
にそのような孔を設けるように構成し、その孔と赤外線
を透過させるクールトップ絶縁支持部材を通して、なべ
５１を赤外線温度センサでみることができるようにする
。クールトップ絶縁支持部材の下面に設けられ、または
別々に作られる第７図Ａ，Ｂ，Ｃに示すような静電シー
ルドＥＳ，により「譲導加熱コイルとなべ負荷との間の
静電結合は最小となり、そのために静電結合により生じ
ていた取扱者に与える電撃はなくなる。
ールトップ絶縁支持部材４９の下面全体には、「アクア
ダグ（石墨の水豚液：ａｑ雌ｄｕｇ）」その他これに類
似するたとえば矩形の高抵抗導電性被覆が配置され、た
とえばその中央を接地して静電シールドＥＳ，を構成す
る。たとえば、１５００オームの表面抵抗を持つ被覆は
容量結合を４Ｍｂ以上減衰させる。磁気誘導される電流
により被覆中には無視できる程度の電力が消費される。
前記米国特許第３，７１０，０６２号‘こ説明されてい
るような自動温度回路を用いた場合には、第７図Ｂに示
すように連続導電被覆の中心部に孔を設けることができ
、あるいは第７図Ａに示すような帯状導電体のパターン
にそのような孔を設けるように構成し、その孔と赤外線
を透過させるクールトップ絶縁支持部材を通して、なべ
５１を赤外線温度センサでみることができるようにする
。クールトップ絶縁支持部材の下面に設けられ、または
別々に作られる第７図Ａ，Ｂ，Ｃに示すような静電シー
ルドＥＳ，により「譲導加熱コイルとなべ負荷との間の
静電結合は最小となり、そのために静電結合により生じ
ていた取扱者に与える電撃はなくなる。
更に、静電シールドＥＳ，は静電気的な無線周波電波の
放射をほとんど、または全くなくす。この静電シールド
は電磁無線周波数電波の放射も多少減少させる。しかし
、被覆の高抵抗性のためと、被覆がなべ負荷５１への譲
導界により加熱されることを阻止する希望とのために、
そのような減少は多少とも小さい。更に、静電シールド
を第７図に関連して説明したが、この静電シールドは前
記実施例や前記米国特許第３，７１０，０６２号‘こ開
示されている装置にも同様な利益で用いられる。第８図
および第８図Ａ〜Ｇは誘導加熱コイル−（またはＬ）を
支持するため、およびこのコイルを金属底のなべやその
他の調理器具５１から電力制御のためにコイルを動かす
ための種々の機造を示す。
放射をほとんど、または全くなくす。この静電シールド
は電磁無線周波数電波の放射も多少減少させる。しかし
、被覆の高抵抗性のためと、被覆がなべ負荷５１への譲
導界により加熱されることを阻止する希望とのために、
そのような減少は多少とも小さい。更に、静電シールド
を第７図に関連して説明したが、この静電シールドは前
記実施例や前記米国特許第３，７１０，０６２号‘こ開
示されている装置にも同様な利益で用いられる。第８図
および第８図Ａ〜Ｇは誘導加熱コイル−（またはＬ）を
支持するため、およびこのコイルを金属底のなべやその
他の調理器具５１から電力制御のためにコイルを動かす
ための種々の機造を示す。
コイルをこのように動かすことにより、なべ５１に生ず
る誘導加熱量を制御することが可能である。電力制御目
的で誘導加熱コイルが動かされると、ィンバータの第５
図に示すようなデューサィクル制御器を含める必要はな
い。しかし、電源スイッチＳ，を操作する必要なしに、
たとえばリードスイッチまたはホトセルに結合される光
パイプにより、零点ターンオンおよびターンオフを第５
図に示すトランジスタＱ６のベース制御によって行なえ
る。したがって、このインバータを接触制御，光ビーム
しや断，圧力制御および調理容器内の内容の温度等を含
む、非常に低電力の各種の作動信号に応答するように作
ることができる。第８図では誘導加熱コイルＬ３は同心
状のアルミニウム環７０１の中に機械的に支持され、こ
の環はコイルＬ３により誘導加熱されないプラスチック
またはこれに類似する材料から作られるスパイダ７０２
の上に支持される。スパィダ７０２は下部の円筒形スカ
ートに固定され、このスカートは流体が満されている同
じ形シリンダ７０４内にピストンのようにして動けるよ
うに支持される。この流体は導管７０５を通じてシリン
ダ７０６とピストン７０７に蓮通し、このピストンは操
作ハンドル７０８により作動される。ピストン７０７を
下へ動かして、導管７０５の中の流体を圧縮する向きに
ハンドル７０８を動かすことにより、スカート７０３と
コイルＬ３はシリンダ７０４内で作動する流体の圧力に
より上方へ駆動される。
る誘導加熱量を制御することが可能である。電力制御目
的で誘導加熱コイルが動かされると、ィンバータの第５
図に示すようなデューサィクル制御器を含める必要はな
い。しかし、電源スイッチＳ，を操作する必要なしに、
たとえばリードスイッチまたはホトセルに結合される光
パイプにより、零点ターンオンおよびターンオフを第５
図に示すトランジスタＱ６のベース制御によって行なえ
る。したがって、このインバータを接触制御，光ビーム
しや断，圧力制御および調理容器内の内容の温度等を含
む、非常に低電力の各種の作動信号に応答するように作
ることができる。第８図では誘導加熱コイルＬ３は同心
状のアルミニウム環７０１の中に機械的に支持され、こ
の環はコイルＬ３により誘導加熱されないプラスチック
またはこれに類似する材料から作られるスパイダ７０２
の上に支持される。スパィダ７０２は下部の円筒形スカ
ートに固定され、このスカートは流体が満されている同
じ形シリンダ７０４内にピストンのようにして動けるよ
うに支持される。この流体は導管７０５を通じてシリン
ダ７０６とピストン７０７に蓮通し、このピストンは操
作ハンドル７０８により作動される。ピストン７０７を
下へ動かして、導管７０５の中の流体を圧縮する向きに
ハンドル７０８を動かすことにより、スカート７０３と
コイルＬ３はシリンダ７０４内で作動する流体の圧力に
より上方へ駆動される。
これとは逆にピストン７０７を上昇させる向きにハンド
ルを操作することにより、流体の圧力によってスカート
７０３はシリンダ７０４の中で下降させられ、それによ
りスパイダ７０２とその上に支持されている加熱コイル
Ｌは下降する。温度制御を行ないたい場合には、シリン
ダ７０４のスペースに温度センサ５４と、それに組合わ
される光チョッパ５３を支持し、スパィダ７０２内の適
当な穴と加熱コイルＬ３内の穴７０９とを通じて、加熱
されるなべ５１の底を見ることができる。同様な穴は、
絶縁支持部材４９の下表面に形成される第７図Ａ〜Ｃに
示されているような静電シールドーこも設けられる。前
記米国特許により詳しく説明されているように、クール
トップ絶縁支持部村４９は温度センサ５４がなべ５１の
底を値俊に見て、その温度を感知するように赤外線に対
して透明に作ることができる。温度センサ５４はその温
度を示す出力信号を発生し、その信号はインバーターチ
ョッパの動作を制御してなべ５１の温度を制御するため
に使用できる。温度センサ５４により行なわれる制御は
オンーオフ形制御であって、前記したようにして加熱コ
イル−の物理的運動に関連して用いられる場合には、な
べ５１の温度をかなり精密に制御できる。第８図Ａはな
べ５５に対してコイル−を動かすための別の列を示し、
この例ではコイル−とアルミニウム製の支持環７０１は
べローズ７１１の頂部に固定される。このべローズには
適当な流体が満され、回転軸７１３を中心にらせん状に
巻かれるたわみ導管７１２に蓮通し、この回転軸はしン
ジその他の調理器具の前面の調整つまみにより回転でき
る。軸７１３を逆時計回りに回転させることにより、導
管７１２はますますらせん状に巻かれて、流体を導管か
ら押し出し、ベローズを膨張させて加熱コイルＬ３を上
昇させる。これとは逆に、軸７１３を時計回りに回転さ
せると、導管７１２は巻きほぐされて流体を入れるべロ
ーズが広くなるから、ベローズ７１１は収縮して図示の
位置よりも低くなり、そのために加熱コイルＬは下降す
る。第８図Ｂは第８図Ａを上下逆にした例で、ベローズ
７１１はクールトップ絶縁部材４９の下面に連結され、
加熱コイルＬ３とその支持環７０１はべローズ７１１の
下面に固着される。
ルを操作することにより、流体の圧力によってスカート
７０３はシリンダ７０４の中で下降させられ、それによ
りスパイダ７０２とその上に支持されている加熱コイル
Ｌは下降する。温度制御を行ないたい場合には、シリン
ダ７０４のスペースに温度センサ５４と、それに組合わ
される光チョッパ５３を支持し、スパィダ７０２内の適
当な穴と加熱コイルＬ３内の穴７０９とを通じて、加熱
されるなべ５１の底を見ることができる。同様な穴は、
絶縁支持部材４９の下表面に形成される第７図Ａ〜Ｃに
示されているような静電シールドーこも設けられる。前
記米国特許により詳しく説明されているように、クール
トップ絶縁支持部村４９は温度センサ５４がなべ５１の
底を値俊に見て、その温度を感知するように赤外線に対
して透明に作ることができる。温度センサ５４はその温
度を示す出力信号を発生し、その信号はインバーターチ
ョッパの動作を制御してなべ５１の温度を制御するため
に使用できる。温度センサ５４により行なわれる制御は
オンーオフ形制御であって、前記したようにして加熱コ
イル−の物理的運動に関連して用いられる場合には、な
べ５１の温度をかなり精密に制御できる。第８図Ａはな
べ５５に対してコイル−を動かすための別の列を示し、
この例ではコイル−とアルミニウム製の支持環７０１は
べローズ７１１の頂部に固定される。このべローズには
適当な流体が満され、回転軸７１３を中心にらせん状に
巻かれるたわみ導管７１２に蓮通し、この回転軸はしン
ジその他の調理器具の前面の調整つまみにより回転でき
る。軸７１３を逆時計回りに回転させることにより、導
管７１２はますますらせん状に巻かれて、流体を導管か
ら押し出し、ベローズを膨張させて加熱コイルＬ３を上
昇させる。これとは逆に、軸７１３を時計回りに回転さ
せると、導管７１２は巻きほぐされて流体を入れるべロ
ーズが広くなるから、ベローズ７１１は収縮して図示の
位置よりも低くなり、そのために加熱コイルＬは下降す
る。第８図Ｂは第８図Ａを上下逆にした例で、ベローズ
７１１はクールトップ絶縁部材４９の下面に連結され、
加熱コイルＬ３とその支持環７０１はべローズ７１１の
下面に固着される。
このような構成であるから、適当な制御により流体はべ
ローズから排出されてべローズ７１１は収縮し、加熱コ
イル−を流体で完全に満されて膨張しさったべローズの
高さにより決定される下側位置から、コイル−をなべの
方へ向けて上昇させ、それによってより多くの電力をな
べに結合させる。希望によってはべローズ７１１内の流
体と連結回路を高い熱堀鞍張率をもっているものにし、
なべが加熱されて流体も熱せられた時に、第８図Ａに示
すようにコイルがなべから離れるようにすることもでき
る。第８図Ｃは機械的な動きの一例を示すもので、加熱
コイル支持スパィダ７０２が、このスパイダから下方へ
伸びることができるねじ溝つきの鞠７１５に固定される
。
ローズから排出されてべローズ７１１は収縮し、加熱コ
イル−を流体で完全に満されて膨張しさったべローズの
高さにより決定される下側位置から、コイル−をなべの
方へ向けて上昇させ、それによってより多くの電力をな
べに結合させる。希望によってはべローズ７１１内の流
体と連結回路を高い熱堀鞍張率をもっているものにし、
なべが加熱されて流体も熱せられた時に、第８図Ａに示
すようにコイルがなべから離れるようにすることもでき
る。第８図Ｃは機械的な動きの一例を示すもので、加熱
コイル支持スパィダ７０２が、このスパイダから下方へ
伸びることができるねじ溝つきの鞠７１５に固定される
。
軸７１５は外側にねじ溝が設けられ、同軸ギャラック７
１６の内面ねじ溝にかみ合う。ラック７１６はピニオン
ウオームギヤ７１７により駆動される。ピニオン７１７
はモータの動作を制御する上昇および下降ボタンの操作
に応ずるモータにより駆動される軸に取付けられる。全
体の装置はハウジング７１８の中に収められる。このハ
ウジングはプラスチックその他の誘導加熱されない材料
で作る。モータにより駆動される軸がゥオーム７１７を
ある向きに回転すると、ラック７１６が回転されてねじ
溝つき鞠７１５も回転され、スパィダ７０２を上昇させ
、したがってそれに固定されている加熱コイルＬ８も上
昇される。ゥオーム７１７が逆向きに回転すると、加熱
コイルは加熱されるなべからひき離される。第８図Ｄは
より簡単で安価な機械的レバー装置を示し、加熱コイル
の周囲のアルミニウム環は、ガイドピンを囲むばね７２
２の作用に抗して、ガイドピン上で上下するように支持
される。
１６の内面ねじ溝にかみ合う。ラック７１６はピニオン
ウオームギヤ７１７により駆動される。ピニオン７１７
はモータの動作を制御する上昇および下降ボタンの操作
に応ずるモータにより駆動される軸に取付けられる。全
体の装置はハウジング７１８の中に収められる。このハ
ウジングはプラスチックその他の誘導加熱されない材料
で作る。モータにより駆動される軸がゥオーム７１７を
ある向きに回転すると、ラック７１６が回転されてねじ
溝つき鞠７１５も回転され、スパィダ７０２を上昇させ
、したがってそれに固定されている加熱コイルＬ８も上
昇される。ゥオーム７１７が逆向きに回転すると、加熱
コイルは加熱されるなべからひき離される。第８図Ｄは
より簡単で安価な機械的レバー装置を示し、加熱コイル
の周囲のアルミニウム環は、ガイドピンを囲むばね７２
２の作用に抗して、ガイドピン上で上下するように支持
される。
ガイドピンは加熱コイルＬを上方へ動かすように保持す
る。コイルｂに取付けられて下方へ延び、プーリ７２４
の周囲を回って、離れた位置のドラムおよびダイヤルシ
ャフト１２川こ巻きつけられるテープまたはカード７２
３を引くことにより下降させられる。釣り合い用のばね
１３０をテープの一端に取りつけて、ダイヤルシャフト
を操作するのに要するトルクを減少させ、ダイヤルシャ
フトの全ての位置に対してトルクを一定に保つことがで
きる。このアセンブリ全体はセラミックプラテンがのせ
られているアルミニウム製の副プラテンから支持される
。第８図Ｅはらせん状に巻かれた加熱コイルＬ３と、そ
の支持用アルミニウム環７０１を、一対の交差脚７２７
と７２８を有する交差脚ジャッキの他の一対の交差脚７
２５と７２６の端部に固定することにより、上昇および
下降させる更に別の装置を示す。
る。コイルｂに取付けられて下方へ延び、プーリ７２４
の周囲を回って、離れた位置のドラムおよびダイヤルシ
ャフト１２川こ巻きつけられるテープまたはカード７２
３を引くことにより下降させられる。釣り合い用のばね
１３０をテープの一端に取りつけて、ダイヤルシャフト
を操作するのに要するトルクを減少させ、ダイヤルシャ
フトの全ての位置に対してトルクを一定に保つことがで
きる。このアセンブリ全体はセラミックプラテンがのせ
られているアルミニウム製の副プラテンから支持される
。第８図Ｅはらせん状に巻かれた加熱コイルＬ３と、そ
の支持用アルミニウム環７０１を、一対の交差脚７２７
と７２８を有する交差脚ジャッキの他の一対の交差脚７
２５と７２６の端部に固定することにより、上昇および
下降させる更に別の装置を示す。
中心の回転ねじ軸７３１にねじ込まれている移動ナット
７２９には脚７２６と７２９の端部が固定されているか
ら、軸７３１の回転によりナット７２９は右または左へ
動かされ、それにより加熱コイルＬ３を上昇または下降
させる。回転軸７３１は調理レンジその他の調理器の前
面パネルから外方に突出して、オペレータが握ることが
できる調節つまみに取付けて、そのつまみにより回転さ
せることができる。オペレータの操作により軸７３１が
回転すると、脚７２５と７２６は普通の自動車用ジャッ
キのようにして上昇または下降し、それによりなべその
他の金属底調理器具に対して、加熱コイルＬ３を上昇ま
たは下降させる。第８図Ｆはクールトップ絶縁支持部材
４９上に支持されるなべ５１の底に対して、加熱コイル
−の面を上昇および下降させる更に別の袋贋を示す。
７２９には脚７２６と７２９の端部が固定されているか
ら、軸７３１の回転によりナット７２９は右または左へ
動かされ、それにより加熱コイルＬ３を上昇または下降
させる。回転軸７３１は調理レンジその他の調理器の前
面パネルから外方に突出して、オペレータが握ることが
できる調節つまみに取付けて、そのつまみにより回転さ
せることができる。オペレータの操作により軸７３１が
回転すると、脚７２５と７２６は普通の自動車用ジャッ
キのようにして上昇または下降し、それによりなべその
他の金属底調理器具に対して、加熱コイルＬ３を上昇ま
たは下降させる。第８図Ｆはクールトップ絶縁支持部材
４９上に支持されるなべ５１の底に対して、加熱コイル
−の面を上昇および下降させる更に別の袋贋を示す。
第８図Ｆで、加熱コイルＬ３はアルミニウム製の支持環
７３２に取付けられる。この支持環７３２にはコイルＬ
に励磁電流を供給するためのたわみケーブル７３３が連
結される。支持環７３２の外線部にはねじ溝が設けられ
、このねじ簿は回転シリンダ７３４の内側に設けられる
ねじ溝にかみ合う。シリンダ７３４は、誘導加熱装置が
装着されるレンジ等のハウジングに固定されるガイド７
３７上のシリンダに回転自在に支持される一対の外方に
伸びるフランジ７３５と７３６を有する。回転シリング
７３４の下部シリンダの下端周面には円形ラック７３８
が設けられ、このラックはウオームギヤ７３９にかみ合
う。このウオームギャは調理レンジの前面パネルから突
出す回転シャフトに連結され、オペレータの操作つまみ
の回転操作により回転させられる。ウオームギャ７３９
の回転によりシリング７３４は支持リング７３２に対し
て回転できる。シリンダ７３４をある１つの向きに回転
させると、加熱コイルＬ３はなべ５１の底に対して上昇
でき、逆向きに回転させると加熱コイルは下降されて、
加熱コイルとなべ５１との間の磁気結合量を直線的に制
御する。第８図Ｇは電力制御のためになべ５１に対して
加熱コイルＬ３を動かす更に別の装置を示す。この図で
は加熱コイルＬ３はアルミニウム製の支持環７４１に固
定される。この支持環はレンジのハウジング４８に固定
された固定シリンダ７４３の中で、上昇および下降運動
できる。レンジハウジング４８の上にはクールトップ絶
縁支持部材４９が支持され、この都材の上にはなべ５１
がおかれる。支持壕７４１は連接棒７４２に固定され、
この連接棒の下端部は偏心カム７４４の上にのるｄこの
偏Ｄカムは、レンジの制御パネルから突出している回転
軸に固定される。希望によっては連接棒７４２の周囲に
圧縮コイルばねを巻いて、支持環と連接棒を上方に押し
、それにより偏心カム７４４にかかる荷重を多少小さく
している。第８図Ｇに示す位置までカム７４４を適当に
回転させることにより、コイルＬ３となべ５１との磁気
結合が最大となり、したがってなべ５１は最高に加熱さ
れる。カム７４４が時計回りに下方の回転されると、加
熱コィルセは下降されてなべとの間の磁気結合度は小さ
くなるから、なべの加熱作用は低下する。第８図は誘導
加熱コイル−（またはＬ，）から誘導的に加熱される負
荷に加えられる電力と、加熱コイルと負荷との間の距離
との関係を示すグラフである。
７３２に取付けられる。この支持環７３２にはコイルＬ
に励磁電流を供給するためのたわみケーブル７３３が連
結される。支持環７３２の外線部にはねじ溝が設けられ
、このねじ簿は回転シリンダ７３４の内側に設けられる
ねじ溝にかみ合う。シリンダ７３４は、誘導加熱装置が
装着されるレンジ等のハウジングに固定されるガイド７
３７上のシリンダに回転自在に支持される一対の外方に
伸びるフランジ７３５と７３６を有する。回転シリング
７３４の下部シリンダの下端周面には円形ラック７３８
が設けられ、このラックはウオームギヤ７３９にかみ合
う。このウオームギャは調理レンジの前面パネルから突
出す回転シャフトに連結され、オペレータの操作つまみ
の回転操作により回転させられる。ウオームギャ７３９
の回転によりシリング７３４は支持リング７３２に対し
て回転できる。シリンダ７３４をある１つの向きに回転
させると、加熱コイルＬ３はなべ５１の底に対して上昇
でき、逆向きに回転させると加熱コイルは下降されて、
加熱コイルとなべ５１との間の磁気結合量を直線的に制
御する。第８図Ｇは電力制御のためになべ５１に対して
加熱コイルＬ３を動かす更に別の装置を示す。この図で
は加熱コイルＬ３はアルミニウム製の支持環７４１に固
定される。この支持環はレンジのハウジング４８に固定
された固定シリンダ７４３の中で、上昇および下降運動
できる。レンジハウジング４８の上にはクールトップ絶
縁支持部材４９が支持され、この都材の上にはなべ５１
がおかれる。支持壕７４１は連接棒７４２に固定され、
この連接棒の下端部は偏心カム７４４の上にのるｄこの
偏Ｄカムは、レンジの制御パネルから突出している回転
軸に固定される。希望によっては連接棒７４２の周囲に
圧縮コイルばねを巻いて、支持環と連接棒を上方に押し
、それにより偏心カム７４４にかかる荷重を多少小さく
している。第８図Ｇに示す位置までカム７４４を適当に
回転させることにより、コイルＬ３となべ５１との磁気
結合が最大となり、したがってなべ５１は最高に加熱さ
れる。カム７４４が時計回りに下方の回転されると、加
熱コィルセは下降されてなべとの間の磁気結合度は小さ
くなるから、なべの加熱作用は低下する。第８図は誘導
加熱コイル−（またはＬ，）から誘導的に加熱される負
荷に加えられる電力と、加熱コイルと負荷との間の距離
との関係を示すグラフである。
図示の例では、加熱コイルはコイルの直径に等しいが、
またはそれよりも大きな直径を有するステンレス製のな
べ負荷のすぐ下に置かれる。第５図に示すように接続さ
れるィンバータを用いて、１１０〜１２０Ｖ，１５〜２
Ｍの入力で負荷に伝達される最大電力は約１４００Ｗで
ある。前記距離が大きくなるにつれて、伝達される電力
は急激に低下し、加熱コイルの頂部となべの底との間の
間隔が約５．１の（約２インチ）になると、約２５０Ｗ
の待機電力レベルに近づく。第８図日のグラフから、最
大電力からかなり低い電力までコイルとなべの間隔に対
して制御がほぼ値線的に行なわれることがわかる。した
がって、誘導加熱されるなべその他の金属調理器具に近
づいたり、離れたりする加熱コイルＬ３またはＬの機械
的な動きは、なべ負荷に供給される電力、したがって加
熱作用を制御するかなり直線的で満足すべき方法を与え
る。負荷電力の機械的な制御に際しての問題は、誘導加
熱コイルとィンバータ回路の待機状態の電力消費がほぼ
一定で、コイルが低レベルの電力をなべに供甥給する場
合に誘導加熱装置全体の効率を低くすることである。こ
れとは対照的にデューテイサイクル変調が採用される時
には、コイルとなべとの間隔は不変であるから、低電力
時と高電力時との効率は同じである。電力制御のための
前記技術に加えて、前記米国特許に開示されているよう
なコンデンサＣＩまたはＣ３のスイッチング技術を本発
明の回路に使用することも可能である。
またはそれよりも大きな直径を有するステンレス製のな
べ負荷のすぐ下に置かれる。第５図に示すように接続さ
れるィンバータを用いて、１１０〜１２０Ｖ，１５〜２
Ｍの入力で負荷に伝達される最大電力は約１４００Ｗで
ある。前記距離が大きくなるにつれて、伝達される電力
は急激に低下し、加熱コイルの頂部となべの底との間の
間隔が約５．１の（約２インチ）になると、約２５０Ｗ
の待機電力レベルに近づく。第８図日のグラフから、最
大電力からかなり低い電力までコイルとなべの間隔に対
して制御がほぼ値線的に行なわれることがわかる。した
がって、誘導加熱されるなべその他の金属調理器具に近
づいたり、離れたりする加熱コイルＬ３またはＬの機械
的な動きは、なべ負荷に供給される電力、したがって加
熱作用を制御するかなり直線的で満足すべき方法を与え
る。負荷電力の機械的な制御に際しての問題は、誘導加
熱コイルとィンバータ回路の待機状態の電力消費がほぼ
一定で、コイルが低レベルの電力をなべに供甥給する場
合に誘導加熱装置全体の効率を低くすることである。こ
れとは対照的にデューテイサイクル変調が採用される時
には、コイルとなべとの間隔は不変であるから、低電力
時と高電力時との効率は同じである。電力制御のための
前記技術に加えて、前記米国特許に開示されているよう
なコンデンサＣＩまたはＣ３のスイッチング技術を本発
明の回路に使用することも可能である。
この場合には、コンデンサ部品のスイッチング中に課さ
れる禁止作用は、たとえば第５図の禁止トランジスタＱ
６に加えられて、コンデンサのスイッチングにおける回
路の高周波動作を阻止する。第９図，第９図Ａ，Ｂ‘ま
より高い電力レベルで動作するように設計される回路で
、与えられた定格のサィリスタ装置や電力用ダイオード
整流器を使用するために、そのようなサィリスタ装置や
ダイオードを用いることができる別の大電力回路の構成
を示す。
れる禁止作用は、たとえば第５図の禁止トランジスタＱ
６に加えられて、コンデンサのスイッチングにおける回
路の高周波動作を阻止する。第９図，第９図Ａ，Ｂ‘ま
より高い電力レベルで動作するように設計される回路で
、与えられた定格のサィリスタ装置や電力用ダイオード
整流器を使用するために、そのようなサィリスタ装置や
ダイオードを用いることができる別の大電力回路の構成
を示す。
たとえば、第２，５，７図の回路を２４０Ｖ，３０〜５
Ｍの商用電源で動作させたし、場合には、第９図第９図
Ａ，Ｂに示す回路を用いることが望ましい。第９図で、
与えられた定格のダイオードＤ，＾とＤ，８を全波整流
ブリッジＣＲ．の各分岐に直列に接続し、これらの直列
接続ダィオード‘こ並列に分圧抵抗を、ダイオードの共
通接続点がこれらの分圧抵抗の中間タップに接続するこ
とにより各ダイオードの電圧定格の２倍の電圧で動作さ
せることが可能となる。また、回路の電流定格を大きく
したい場合には、第９図Ｂに示すように各ダイオードブ
リッジの各分岐に並列接続される前記のような接続ダイ
オードを２組用いることにより、ブリッジの電圧定格を
２倍にできるばかりでなく、電流定格も２倍にできる。
このようにして電圧定格と電流定格を希望する任意のレ
ベルにできることは明らかである。
Ｍの商用電源で動作させたし、場合には、第９図第９図
Ａ，Ｂに示す回路を用いることが望ましい。第９図で、
与えられた定格のダイオードＤ，＾とＤ，８を全波整流
ブリッジＣＲ．の各分岐に直列に接続し、これらの直列
接続ダィオード‘こ並列に分圧抵抗を、ダイオードの共
通接続点がこれらの分圧抵抗の中間タップに接続するこ
とにより各ダイオードの電圧定格の２倍の電圧で動作さ
せることが可能となる。また、回路の電流定格を大きく
したい場合には、第９図Ｂに示すように各ダイオードブ
リッジの各分岐に並列接続される前記のような接続ダイ
オードを２組用いることにより、ブリッジの電圧定格を
２倍にできるばかりでなく、電流定格も２倍にできる。
このようにして電圧定格と電流定格を希望する任意のレ
ベルにできることは明らかである。
与えられた任意の定格の電力用サィリスタ装置Ｑ，に対
して動作電圧を高くすることに関して、第９図Ａに示す
ように２個のサィリスタを直列に接続して、回路の電圧
定格を２倍にすることが可能である。第９図Ａに示すよ
うに、各電力用サィリスタＱ，に再び加えられる最初の
ｄｖ／ｄｔ効果を小さくするための個々の緩衝回路Ｃ７
．Ｒ，４が直列接続される各サィリスタについて設けら
れる。同様に各サイリスタＱ，はそれぞれパイロットス
イッチングＳＣＲＱ２を有し、ＳＣＲＱ２は単のパルス
トランスＴ．から共通に励振される。トランスＴ，は複
数の２次巻線Ａ，Ｂと、１つの１次巻線Ｃとを有する。
１次巻線ＣはＰＵＴＱ３のカソード回路に接続されて、
タイミングコンデンサＱがほぼ完全に充電されてＰＵＴ
Ｑ３が導適状態にされた時に、２次巻線Ａ，Ｂにゲート
オンパルスを同時に発生させる。
して動作電圧を高くすることに関して、第９図Ａに示す
ように２個のサィリスタを直列に接続して、回路の電圧
定格を２倍にすることが可能である。第９図Ａに示すよ
うに、各電力用サィリスタＱ，に再び加えられる最初の
ｄｖ／ｄｔ効果を小さくするための個々の緩衝回路Ｃ７
．Ｒ，４が直列接続される各サィリスタについて設けら
れる。同様に各サイリスタＱ，はそれぞれパイロットス
イッチングＳＣＲＱ２を有し、ＳＣＲＱ２は単のパルス
トランスＴ．から共通に励振される。トランスＴ，は複
数の２次巻線Ａ，Ｂと、１つの１次巻線Ｃとを有する。
１次巻線ＣはＰＵＴＱ３のカソード回路に接続されて、
タイミングコンデンサＱがほぼ完全に充電されてＰＵＴ
Ｑ３が導適状態にされた時に、２次巻線Ａ，Ｂにゲート
オンパルスを同時に発生させる。
その他の全ての面に関しては、第９図，第９図Ａ，Ｂに
示す回路は第２，５，７図を参照して前記したのと同様
な動作をする。したがって、大軍力定格回略のそれ以上
の説明は不必要であると信ずる。以下の説明から、本発
明は強磁性体で作られる金属底調理器具を誘導加熱する
ために、家庭用調理レンジに主として使用され、しかも
アルミニウムや銅のような高導電材料から作った調理器
具を用いても破損しない、新規かつ改良した低価格およ
び高効率のＡＣ−ＲＦ議導調理器用電源を提供するもの
であることがわかる。
示す回路は第２，５，７図を参照して前記したのと同様
な動作をする。したがって、大軍力定格回略のそれ以上
の説明は不必要であると信ずる。以下の説明から、本発
明は強磁性体で作られる金属底調理器具を誘導加熱する
ために、家庭用調理レンジに主として使用され、しかも
アルミニウムや銅のような高導電材料から作った調理器
具を用いても破損しない、新規かつ改良した低価格およ
び高効率のＡＣ−ＲＦ議導調理器用電源を提供するもの
であることがわかる。
この電源は商用電源からの入力を直流にまず変換するこ
となしに「商用電源の電力を誘導加熱コイルを励振する
ための高周波励振電流に直接変換し、零から全負荷にわ
たる全ての値の負荷に対して力率と波形率がほぼ１で動
作するように構成される。この電源により発生される出
力の直線制御は、滑らかで無段階的なやり方で全軍力の
０〜１００％にわたる電気的制御によって行なわれ、あ
るいは誘導加熱コイルを機械的に動かすことにより行な
われる。この回路を適当に変更することにより、回路を
高低のいずれの電力レベルで動作するようにするために
要求される比較的簡単で割合安価な変更のみで両方のレ
ベルで動作できる。
となしに「商用電源の電力を誘導加熱コイルを励振する
ための高周波励振電流に直接変換し、零から全負荷にわ
たる全ての値の負荷に対して力率と波形率がほぼ１で動
作するように構成される。この電源により発生される出
力の直線制御は、滑らかで無段階的なやり方で全軍力の
０〜１００％にわたる電気的制御によって行なわれ、あ
るいは誘導加熱コイルを機械的に動かすことにより行な
われる。この回路を適当に変更することにより、回路を
高低のいずれの電力レベルで動作するようにするために
要求される比較的簡単で割合安価な変更のみで両方のレ
ベルで動作できる。
第１図は本発明による誘導加熱装置用の交流−無線周波
電源の一実施例のブロック図、第２図は第１図に示す電
源を構成する本発明のＡＣ−ＲＦチョッパーィンバータ
回路の構成の基本的な特徴を示す回路図、第３図ａ，ｂ
，ｃは本発明の回路に最初に電源を投入した後で全波整
流された交流電圧のいくつかの半サイクルにわたる本発
明のＡＣ−ＲＦチョッパーィンバータ回路の動作を示す
ために１２０位を時間基準として描いた電圧の波形図、
第４図ａは第２図に示す回路を簡略化した回路図、第４
図ｂ〜ｆは第２図に示す回路の動作を示すために２０〜
３皿世を時間基準にして撒いた電圧対時間特性の波形図
、第５図は本発明の一実施例に含まれる付加的な制御回
路特徴を示す本発明の電源の回路図、第６図はオペレー
タの操作する薄整つまみと回路の電子部とを電気的に分
離するために光結合，磁気結合その他の手段を与える本
発明のゲート回路部の回路図、第７図は誘導加熱コイル
としても機能する１個の転流コイルと、１個の転流コン
デンサだけを必要とし、誘導加熱される調理器具を静軍
しやへし、する本発明の別の実施例の回路図、第７図Ａ
は第７図の装置に使用できる静電シールドの一例を示す
略図、第７図Ｂは静電シールドの別の例を示す略図、第
】図Ｃは第７図Ａ，Ｂの静電シールドを調理器具をのせ
る絶縁支持部材の下面に付着させることにより作ること
ができる方法を示す、誘導加熱装置に使用できる誘導加
熱される調理器具をのせる絶縁支持部材の側面図、第８
図，第８図Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ’８．Ｆ．Ｇ図はなべその他
譲導加熱される金属べ−ス調理器具に対して誘導加熱コ
イルを機械的に動かす種々の装置を示す図、第８図日‘
ま誘導加熱により金属ベース調理器に発生される加熱電
力と加熱される調理器の底部までの加熱コイルとの距離
との関係を示すグラフ、第９図，第９図Ａ，Ｂは与えら
れた定格のＳＣＲとダイオード整流器を多重に用いて礎
成した高電力用回路と、高電力回路が電圧または電流あ
るいは両者が大きくなった回路を本発明に従って作る方
法を示す図である。 １７，Ｑ．・・電力サィリスタ、１８・・鱒効転流要素
、１９・・低電圧直流電源端子、５１・・なべ、Ｃ．・
・転流コンデンサ、ＣＲ．・・全波整流ブリッジ、Ｑ・
・タイミングコンデンサ、ＥＳ．・・静電シールド、Ｐ
Ｃ・・コンバータ蚤力制御装置、Ｌ．・・転流ィンダク
タ、Ｌ３・・譲導加熱コイル、Ｑ８・・第２制御スイッ
チトランジスタ。 ＦＩＧ．ｌ ＦＩＧ．３ｏ ＦＩＧ．３ｂ ＦＩＧ．３ｃ ＦＩＧ．ムｑ ＦＩＧ．２ ＦＩＧ．５ ＦＩＧ．ム ＦＩＧムＣ ＦＩＧ．ムｄ ＦＩＧ．ムｅ ＦＩＧ．ムｆ ＦＩＧ．６ ＦＩＧ．７ ＦＩＧ．７Ａ ＦＩＧ．７８ ＦＩＧ．７Ｃ ＦＩＧ．８ ＦＩＧ．８Ａ ＦＩＧ．８Ｂ ＦＩＧ．８Ｃ ＦＩＧ．８Ｄ ＦＩＧ．８Ｅ ＦＩＧ．８Ｆ ＦＩＧ．８Ｇ ＦＩＧ．８日 ＦＩＧ．９ ＦＩＧ．ＳＡ ＦＩＧ．９Ｂ
電源の一実施例のブロック図、第２図は第１図に示す電
源を構成する本発明のＡＣ−ＲＦチョッパーィンバータ
回路の構成の基本的な特徴を示す回路図、第３図ａ，ｂ
，ｃは本発明の回路に最初に電源を投入した後で全波整
流された交流電圧のいくつかの半サイクルにわたる本発
明のＡＣ−ＲＦチョッパーィンバータ回路の動作を示す
ために１２０位を時間基準として描いた電圧の波形図、
第４図ａは第２図に示す回路を簡略化した回路図、第４
図ｂ〜ｆは第２図に示す回路の動作を示すために２０〜
３皿世を時間基準にして撒いた電圧対時間特性の波形図
、第５図は本発明の一実施例に含まれる付加的な制御回
路特徴を示す本発明の電源の回路図、第６図はオペレー
タの操作する薄整つまみと回路の電子部とを電気的に分
離するために光結合，磁気結合その他の手段を与える本
発明のゲート回路部の回路図、第７図は誘導加熱コイル
としても機能する１個の転流コイルと、１個の転流コン
デンサだけを必要とし、誘導加熱される調理器具を静軍
しやへし、する本発明の別の実施例の回路図、第７図Ａ
は第７図の装置に使用できる静電シールドの一例を示す
略図、第７図Ｂは静電シールドの別の例を示す略図、第
】図Ｃは第７図Ａ，Ｂの静電シールドを調理器具をのせ
る絶縁支持部材の下面に付着させることにより作ること
ができる方法を示す、誘導加熱装置に使用できる誘導加
熱される調理器具をのせる絶縁支持部材の側面図、第８
図，第８図Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ’８．Ｆ．Ｇ図はなべその他
譲導加熱される金属べ−ス調理器具に対して誘導加熱コ
イルを機械的に動かす種々の装置を示す図、第８図日‘
ま誘導加熱により金属ベース調理器に発生される加熱電
力と加熱される調理器の底部までの加熱コイルとの距離
との関係を示すグラフ、第９図，第９図Ａ，Ｂは与えら
れた定格のＳＣＲとダイオード整流器を多重に用いて礎
成した高電力用回路と、高電力回路が電圧または電流あ
るいは両者が大きくなった回路を本発明に従って作る方
法を示す図である。 １７，Ｑ．・・電力サィリスタ、１８・・鱒効転流要素
、１９・・低電圧直流電源端子、５１・・なべ、Ｃ．・
・転流コンデンサ、ＣＲ．・・全波整流ブリッジ、Ｑ・
・タイミングコンデンサ、ＥＳ．・・静電シールド、Ｐ
Ｃ・・コンバータ蚤力制御装置、Ｌ．・・転流ィンダク
タ、Ｌ３・・譲導加熱コイル、Ｑ８・・第２制御スイッ
チトランジスタ。 ＦＩＧ．ｌ ＦＩＧ．３ｏ ＦＩＧ．３ｂ ＦＩＧ．３ｃ ＦＩＧ．ムｑ ＦＩＧ．２ ＦＩＧ．５ ＦＩＧ．ム ＦＩＧムＣ ＦＩＧ．ムｄ ＦＩＧ．ムｅ ＦＩＧ．ムｆ ＦＩＧ．６ ＦＩＧ．７ ＦＩＧ．７Ａ ＦＩＧ．７８ ＦＩＧ．７Ｃ ＦＩＧ．８ ＦＩＧ．８Ａ ＦＩＧ．８Ｂ ＦＩＧ．８Ｃ ＦＩＧ．８Ｄ ＦＩＧ．８Ｅ ＦＩＧ．８Ｆ ＦＩＧ．８Ｇ ＦＩＧ．８日 ＦＩＧ．９ ＦＩＧ．ＳＡ ＦＩＧ．９Ｂ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 全波整流された低周波高電圧の励振電位を供給する
高電圧電力供給端子装置と、 この高電圧電源端子装置
に接続されかつそこから電力の供給を受ける高周波チヨ
ツパーインバータ回路装置とを備え、 前記高周波チヨ
ツパーインバータ回路装置は、たがいに回路を形成する
ように結合されたゲート制御サイリスタ装置とゲート回
路装置と転流回路装置とを有し、 前記転流回路装置は
直列接続された容量性転流要素と誘導性転流要素とによ
つて構成され、これらの要素の一つは誘導加熱コイルを
構成するインダクタ要素を含み、 前記ゲート制御サイ
リスタ装置は、前記ゲート回路装置に結合されてくりか
えしてターンオンされ、このゲート制御サイリスタ装置
は前記高周波チヨツパーインバータ回路装置の動作周波
数で直列共振する前述した直列接続した容量性および誘
導性転流要素によつてターンオフされ、 前記ゲート回
路装置は、 前記高電圧電力供給端子装置から電力が供給されかつ
前記誘導加熱コイルに結合されて前記転流回路装置の動
作周波数に同期した帰還トリガ信号を取出す帰還検出回
路装置と、 前記容量性および誘導性要素の直列共振周
波数によつて決定されかつ前記高周波チヨツパーインバ
ータ回路装置の動作周波数を決定する繰返えし率を有す
る高周波信号パルスを発生するゲート信号発生装置と、
前記ゲート制御サイリスタ装置のゲートに前記高周波信
号パルスを供給する装置とを備え、前記高周波信号パル
スは前記帰還トリガ信号の周波数で前記ゲート制御サイ
リスタ装置をターンオンを確実に行なうのに十分なエネ
ルギーを有し、 誘導加熱コイルを構成する前記インダ
クタ要素は平らでらせん状に巻かれた誘導加熱コイルで
あり、 さらにこの誘導加熱コイル上に配置されて誘導
加熱コイルによつて誘導加熱される料理なべを支持する
平らな絶縁支持部材と、 前記誘導加熱コイルと前記平
らな絶縁支持部材との中間に配置されて前記誘導加熱さ
れる料理なべを静電しやへいする接地された静電シール
ド装置を備えていることを特徴とする誘導加熱装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US263639A US3898410A (en) | 1972-06-16 | 1972-06-16 | AC to RF converter circuit for induction cooking unit |
| US263639 | 1972-06-16 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS4951645A JPS4951645A (ja) | 1974-05-20 |
| JPS6031073B2 true JPS6031073B2 (ja) | 1985-07-19 |
Family
ID=23002622
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP48068220A Expired JPS6031073B2 (ja) | 1972-06-16 | 1973-06-16 | 誘導加熱装置 |
| JP58179076A Granted JPS59132590A (ja) | 1972-06-16 | 1983-09-27 | 誘導加熱装置 |
Family Applications After (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58179076A Granted JPS59132590A (ja) | 1972-06-16 | 1983-09-27 | 誘導加熱装置 |
Country Status (10)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US3898410A (ja) |
| JP (2) | JPS6031073B2 (ja) |
| AR (1) | AR202533A1 (ja) |
| AU (1) | AU5660773A (ja) |
| CA (1) | CA982235A (ja) |
| DE (1) | DE2329743A1 (ja) |
| FR (1) | FR2189975A1 (ja) |
| GB (1) | GB1436951A (ja) |
| IT (1) | IT989144B (ja) |
| NL (1) | NL7308460A (ja) |
Families Citing this family (37)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4163139A (en) * | 1972-09-18 | 1979-07-31 | White Consolidated Industries, Inc. | Cooking vessel capacitive decoupling for induction cooking apparatus |
| GB1446737A (en) * | 1972-11-15 | 1976-08-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Induction cooking appliances |
| GB1447429A (en) * | 1973-09-28 | 1976-08-25 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Kyokuto electric co ltd power switching and control mechanism for induction heating apparatus |
| JPS5421983B2 (ja) * | 1974-02-05 | 1979-08-03 | ||
| JPS5193450A (ja) * | 1975-02-14 | 1976-08-16 | ||
| US4068292A (en) * | 1975-03-27 | 1978-01-10 | International Medical Electronics, Inc. | Electrostatic shield for diathermy treatment head |
| JPS5512393Y2 (ja) * | 1976-01-09 | 1980-03-18 | ||
| JPS5294543A (en) * | 1976-02-03 | 1977-08-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Induced heating cooker |
| US4169222A (en) * | 1977-07-26 | 1979-09-25 | Rangaire Corporation | Induction cook-top system and control |
| CA1136719A (en) * | 1978-05-26 | 1982-11-30 | Kazuhisa Ishibashi | Continuous heating apparatus for metal caps |
| US4308443A (en) * | 1979-05-01 | 1981-12-29 | Rangaire Corporation | Induction cook-top with improved touch control |
| US4453068A (en) * | 1979-05-01 | 1984-06-05 | Rangaire Corporation | Induction cook-top system and control |
| DE3049863C2 (de) * | 1979-09-17 | 1985-02-28 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma, Osaka | Induktionsheizgerät zum Erwärmen von metallenen Kochgefässen |
| US4390769A (en) * | 1980-05-29 | 1983-06-28 | General Electric Company | Induction heating apparatus providing smooth power control |
| FR2486345A1 (fr) * | 1980-07-01 | 1982-01-08 | Fonderie Soc Gen De | Generateur de chauffage a induction a circuit oscillant alimente par le secteur redresse non filtre echantillonne a haute frequence |
| JPS5878386A (ja) * | 1981-11-04 | 1983-05-11 | 松下電器産業株式会社 | 誘導加熱用インバ−タ装置 |
| JPS61196490U (ja) * | 1985-04-18 | 1986-12-08 | ||
| US4750100A (en) * | 1986-06-06 | 1988-06-07 | Bio-Rad Laboratories | Transfection high voltage controller |
| US5227597A (en) * | 1990-02-16 | 1993-07-13 | Electric Power Research Institute | Rapid heating, uniform, highly efficient griddle |
| FR2726962B1 (fr) * | 1994-11-15 | 1996-12-13 | Europ Equip Menager | Appareil de cuisson a induction a rayonnement parasite reduit |
| US5936599A (en) * | 1995-01-27 | 1999-08-10 | Reymond; Welles | AC powered light emitting diode array circuits for use in traffic signal displays |
| US6103084A (en) * | 1995-06-06 | 2000-08-15 | Eppendorf Netheler-Hinz Gmbh | Apparatus for electroporation |
| JP2004057304A (ja) * | 2002-07-25 | 2004-02-26 | Toshiba Home Technology Corp | スパチュラ加熱装置 |
| FR2850216B1 (fr) * | 2003-01-21 | 2005-04-08 | Brandt Ind | Generateur d'alimentation d'un circuit oscillant, notamment pour table de cuisson par induction. |
| US9095005B2 (en) * | 2008-05-20 | 2015-07-28 | Kenyon International, Inc. | Induction cook-top apparatus |
| DE102009047185B4 (de) * | 2009-11-26 | 2012-10-31 | E.G.O. Elektro-Gerätebau GmbH | Verfahren und Induktionsheizeinrichtung zum Ermitteln einer Temperatur eines mittels einer Induktionsheizspule erwärmten Kochgefäßbodens |
| EP2506676A3 (de) * | 2011-03-31 | 2012-11-07 | BSH Bosch und Siemens Hausgeräte GmbH | Induktionskochfeld mit einer Kochfeldplatte und Verfahren zum Betreiben eines Induktionskochfelds |
| DE102011083386A1 (de) * | 2011-09-26 | 2013-03-28 | E.G.O. Elektro-Gerätebau GmbH | Verfahren zum Beheizen eines Kochgefäßes mittels einer Induktionsheizeinrichtung und Induktionsheizeinrichtung |
| US9066373B2 (en) * | 2012-02-08 | 2015-06-23 | General Electric Company | Control method for an induction cooking appliance |
| EP2648476B1 (de) * | 2012-04-02 | 2016-05-25 | BSH Hausgeräte GmbH | Induktionsheizvorrichtung |
| US10680590B2 (en) | 2013-03-15 | 2020-06-09 | Psemi Corporation | Integrated switch and self-activating adjustable power limiter |
| US9537472B2 (en) | 2013-03-15 | 2017-01-03 | Peregrine Semiconductor Corporation | Integrated switch and self-activating adjustable power limiter |
| US8928388B2 (en) * | 2013-03-15 | 2015-01-06 | Peregrine Semiconductor Corporation | Self-activating adjustable power limiter |
| TWI504123B (zh) * | 2013-11-01 | 2015-10-11 | Hep Tech Co Ltd | Flow Transformer Transformer and Its Transforming Method |
| CN108495395B (zh) * | 2018-04-04 | 2024-01-26 | 东莞合拓电子科技有限公司 | 一种全数字感应加热电源控制系统及控制方法 |
| US20220232673A1 (en) * | 2021-01-20 | 2022-07-21 | Lg Electronics Inc. | Induction heating apparatus and method for controlling the same |
| CN113067553B (zh) * | 2021-03-17 | 2022-09-27 | 中国科学院近代物理研究所 | 反馈型脉冲线性放大的电子冷却调制方法及装置 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3530499A (en) * | 1969-09-29 | 1970-09-22 | Charles F Schroeder | Electrically heated appliance unit |
| US3571644A (en) * | 1969-01-27 | 1971-03-23 | Heurtey Sa | High frequency oscillator for inductive heating |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2321587A (en) * | 1940-05-10 | 1943-06-15 | Davie | Electrical conductive coating |
| US3335212A (en) * | 1964-08-27 | 1967-08-08 | Alco Standard Corp | Induction melting furnace |
| DE1638009B2 (de) * | 1968-01-23 | 1972-08-24 | Danfoss A/S, Nordborg (Danemark) | Gleichspannungsgespeiste, geregelte gleichspannungsversorgung |
| US3566243A (en) * | 1968-09-30 | 1971-02-23 | Pillar Corp | High frequency power supply |
| US3596165A (en) * | 1969-07-24 | 1971-07-27 | Tektronix Inc | Converter circuit having a controlled output |
| US3637970A (en) * | 1970-07-06 | 1972-01-25 | Ronald J Cunningham | Induction heating apparatus |
| US3781503A (en) * | 1971-11-19 | 1973-12-25 | Gen Electric | Solid state induction cooking appliances and circuits |
| US3770928A (en) * | 1971-12-27 | 1973-11-06 | Gen Electric | Reliable solid state induction cooking appliance with control logic |
| US3775577A (en) * | 1972-04-20 | 1973-11-27 | Environment One Corp | Induction cooking apparatus having pan safety control |
-
1972
- 1972-06-16 US US263639A patent/US3898410A/en not_active Expired - Lifetime
-
1973
- 1973-06-06 AU AU56607/73A patent/AU5660773A/en not_active Expired
- 1973-06-12 DE DE2329743A patent/DE2329743A1/de active Pending
- 1973-06-12 CA CA173,829A patent/CA982235A/en not_active Expired
- 1973-06-13 GB GB2815773A patent/GB1436951A/en not_active Expired
- 1973-06-13 IT IT25333/73A patent/IT989144B/it active
- 1973-06-15 AR AR248606A patent/AR202533A1/es active
- 1973-06-15 FR FR7321886A patent/FR2189975A1/fr not_active Withdrawn
- 1973-06-16 JP JP48068220A patent/JPS6031073B2/ja not_active Expired
- 1973-06-18 NL NL7308460A patent/NL7308460A/xx unknown
-
1983
- 1983-09-27 JP JP58179076A patent/JPS59132590A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3571644A (en) * | 1969-01-27 | 1971-03-23 | Heurtey Sa | High frequency oscillator for inductive heating |
| US3530499A (en) * | 1969-09-29 | 1970-09-22 | Charles F Schroeder | Electrically heated appliance unit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59132590A (ja) | 1984-07-30 |
| IT989144B (it) | 1975-05-20 |
| AU5660773A (en) | 1974-12-12 |
| FR2189975A1 (ja) | 1974-01-25 |
| NL7308460A (ja) | 1973-12-18 |
| CA982235A (en) | 1976-01-20 |
| GB1436951A (en) | 1976-05-26 |
| US3898410A (en) | 1975-08-05 |
| AR202533A1 (es) | 1975-06-24 |
| DE2329743A1 (de) | 1974-01-03 |
| JPS6127876B2 (ja) | 1986-06-27 |
| JPS4951645A (ja) | 1974-05-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPS6031073B2 (ja) | 誘導加熱装置 | |
| US3953783A (en) | Low cast chopper inverter power supply and gating circuit therefor | |
| US4151387A (en) | Metal base cookware induction heating apparatus having improved power control circuit for insuring safe operation | |
| US4112287A (en) | Central oscillator for induction range using triac burner controls | |
| US3781503A (en) | Solid state induction cooking appliances and circuits | |
| US3786219A (en) | Solid state induction cooking systems for ranges and surface cooking units | |
| US3814888A (en) | Solid state induction cooking appliance | |
| US3973165A (en) | Power supply for a microwave magnetron | |
| JP3178837B2 (ja) | 共振電力供給装置 | |
| US4473732A (en) | Power circuit for induction cooking | |
| US3806688A (en) | Induction heat cooking apparatus | |
| EP0222441B1 (en) | Dc-ac converter for igniting and supplying a discharge lamp | |
| US3770928A (en) | Reliable solid state induction cooking appliance with control logic | |
| US3761667A (en) | Output power control of induction cooking inverter | |
| US4595814A (en) | Induction heating apparatus utilizing output energy for powering switching operation | |
| JPH0744061B2 (ja) | 電磁調理器 | |
| US5854473A (en) | Induction heating apparatus having an alternating current generator with a saturable choke | |
| KR102097430B1 (ko) | 유도 가열 장치 및 이를 구비하는 정수기 | |
| JPS6243092A (ja) | 電磁誘導加熱調理器 | |
| US4816986A (en) | Power control device for the magnetron of microwave oven | |
| JPS62290091A (ja) | 誘導加熱調理器 | |
| US3842338A (en) | Extended output power control of inverter | |
| KR100253548B1 (ko) | 유도가열 조리기 | |
| JPH02270293A (ja) | 誘導加熱調理器 | |
| JPS6349875B2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 19810714 |