DE2329743A1

DE2329743A1 - Induktionsheizeinrichtung, insbesondere als haushaltsherd

Info

Publication number: DE2329743A1
Application number: DE2329743A
Authority: DE
Inventors: Jun Philip H Peters
Original assignee: Environment One Corp
Current assignee: Environment One Corp
Priority date: 1972-06-16
Filing date: 1973-06-12
Publication date: 1974-01-03
Also published as: US3898410A; FR2189975A1; CA982235A; JPS6031073B2; AR202533A1; JPS6127876B2; JPS4951645A; AU5660773A; JPS59132590A; GB1436951A; NL7308460A; IT989144B

Description

Potentanwalt Dipl.-Ing. ΜίώαβΙ Korn 23 297 A3

Mönchen - Kroilllng Gartenstraße 13

Environment/One Corporation H 1 P 21

2773 Balltown Road Ko/b

Schenectady, N.Y./USA 11. Juni 1973

Induktionsheizeinrichtung, insbesondere als Haushaltsherd

su

Die Erfindung sucht eine Induktionseinrichtung, insbesondere zur Verwendung in einem Haushaltsherd zum Kochen und dgl. zu schaffen, der im Gegensatz zu allen bekannt gewordenen bisherigen Vorschlägen nicht an den zu hohen Kosten scheitert. Wenn der Aufwand keine Rolle spielt, kann man aufgrund der dem Stand der Technik entnehmbaren Ideen ohne weiteres einen Induktionsherd für Kochzwecke insbesondere in Privathaushalten bauen, der alle Anforderungen erfüllt. Dabei sind bekanntlich nicht nur Schwierigkeiten in Hinblick auf Sicherheitsbestimmungen zu überwinden, s'ondern auch Probleme der Effizienz, d.h. des Wirkungsgrades.

nach

Beim Vorgehen der Erfindung wird eine Induktionsheizeinrichtung verwendet, bei welcher der übliche Haushaltswechselstrom in eine Hochfrequenz von etwa 2o-3o kHz umgesetzt wird, welche HP dann eine Induktionsheizspule erregt. Der Leistungskreis weist dabei einen Serienresonanzkreis als Zerhacker auf, wobei parallel zu den in Reihe liegenden Schwingkreiskomponenten des Leistungskreises ein Tyristor liegt, d.h. ein steuerbarer Hochleistungs-Gleichrichter der Halbleiterbauart. Der Schwingkreis besteht im wesentlichen aus einer Reihenschaltung eines Kondensators mit der Induktionsheizspule, und liegt am

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Ausgang eines voir. Netz gespeisten Voliweggleichrichters. In einer Ausgestaltung der Erfindung liegt nur eine HF-Filterspuie in der Versorgung. Der Vollweggleichrichter weist in einer anderen Ausgestaltung der Erfindung Dioden mit sehr kurzer Erholungszeit als Gleichrichterelemente auf, wodurch der Gleichrichter eine doppelte Aufgabe übernimmt, nämlich einmal aus der Netzspannung eine pulsierende Gleichspannung zu erzeugen, die praktisch die Energie für den HF-Schwingkreis darstellt, und zum anderen den Rückwärtsstrom um den Tyristor herumzuleiten, der in den schwingenden HF-Komponenten erzeugt wird. Zweckmäßig wird von der Netzversorgung eine Niederspannungs-Gleichstromversorgung gespeist, die das Erregerpotential für eine Antastschaltung liefert; diese Antastschaltung dient dazu, den Leistungstyristor anzuschalten bzw. dessen Schaltung zu steuern. Bei wiederholtem Antasten des Tyristors durch die Antastschaltung arbeitet der Leistungskreis als Reihenschwingkreis zur Lieferung von HF-Strömen durch die Induktionsspule, die ihrerseits Teil des Schwingkreises ist.

Weitere grundsätzliche Einzelheiten der Erfindung sind den nebengeordneten Ansprüchen 1, 15, 25 und 2o zu entnehmen, die in jeweils anderer technischer Anleitung den Grundgedanken der Erfindung beschreiben.

Ein wesentlicher Vorteil der erfindungsgemäßen Einrichtung gegenüber dem ganzen diesbezüglichen Stand der Technik besteht darin, daß ohne Abstriche an der Leistungsfähigkeit oder an Sicherheitsmerkmalen ein nach der Erfindung gebauter Induktionsherd außerordentlich preisgünstig ist. Dies hat u.a. seinen Grund darin, daß - wie die eben genannten nebengeordneten Ansprüche beschreiben - der Lei-

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stungskreis einen Wechselstrom, nämlich eine pulsierende Gleichspannung direkt in die Hochfrequenz umsetzt, ohne daß man in der bisher praktizierten Weise zur Speisung des eigentlichen Zerhackers, d.h. des HP-Leistungskreises, erst die Netzspannung gleichrichten und glätten muß.

Zum Vorteil recht geringer Kosten für die Bauelemente der Schaltung kommt ein weiterer wirtschaftlicher Vorteil, nämlich der außerordentlich hohe Wirkungsgrad, der praktisch eins ist. Ein weiterer Vorteil der erfindungsgemäßen Induktionsheizeinrichtung ist darin zu sehen, daß man die Leistungsabgabe stufenlos von null bis hundert Prozent der maximalen Leistung einsteilen kam. Man kann diese Leistungseinstellung sowohl elektrisch als auch mechanisch vornehmen, in welch letzterem Pal.'.e man den Kopplungsgrad zwischen der InduktionsheizspuLe und der dazu gehörigen "Sekundärwicklung¹', nämlicn ci;"i Kochtopf, der beheizt werden soll, ändert.

Die Merkmale der Erfindung bringen es weiterhin mit sich, daß man im Gegensatz zu bekannten Induktionsheizeinrichtungen eine Vielzahl möglicher metallischer Werkstoffe zur Verfügung hat, aus denen man die Töpfe herstellt, die zu heizen sind. Auch die Größe der Böden der Töpfe ist nicht kritisch.

Die vorliegende Erfindung stellt eine weitere Verbesserung eines Vorschlages dar, der auf die Anmelderin zurückgeht, aber nicht zum Stand der Technik gehört: s. hierzu die Deutsche Offenlegungsschrift 2 216 255.

Weitere Vorteile und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der nun folgenden Beschreibung von Ausführungsbefcpielen unter Hinweis auf die Zeichnung. In der Zeich-

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nung zeigen:

Fig. 1 zur Orientierung ein Blockschaltbild;

Fig. 2 Einzelheiten des Wechselspannungs-HF-Umsetzers oder Zerhackers;

Fig. Ja-c einige Wellenformdiagranune zur Erläuterung der Funktion der Schaltung;

Fig. 4a eine stark vereinfachte Darstellung der

Gleichrichterbrücke und des gesteuerten Zerhackers;

Figuren 4b-4f eine Anzahl von Spannung/Zeit-Kennlinien zur Erläuterung der Hochfrequenzvorgänge;

Fig. 5 wieder einen Gesamtschaltplan mit einigen weiteren Einzelheiten;

Fig. 6 im Schaltplan die Antastschaltung in der gesamten Heizeinrichtung mit Lichtkopplung, magnetischer Kopplung oder einer anderen elektrischen Isolierung zwischen Bedienungselementen und den elektrischen Teilen der Schaltung als Sicherheitsfaktoren;

Fig. 7 im Schaltplan eine andere Ausführung der Induktionsheizeinrichtung, bei welcher nur eine einzige Zerhackerspule als Induktionsspule benötigt wird, und außerdem nur einen einzigen Kondensator im Leistungs-HF-Schwingkreis aufweist; es ist weiter eine elektrostatische

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Abschirmung für den induktiv geheizten Kochtopf oder dgl. angedeutet;

Figuren 7A-7C zeigen Einzelheiten der elektrostatischen Abschirmung;

Figuren δ, 8A-8G zeigen verschiedene Möglichkeiten zur körperliche:; Bewegung der Induktionsheizspule relativ zurr, verwendeten Kochgefäß zum Zwecke der Leistungs-Steuerung;

Fig. 3h ein Diagramm der Heizleistung als Funktion des Abstandes zwischen Induktionsheizspuie und Kochgefäß; und

Figuren 9, 9A und 9B weitere Ausführungsformen des Vollweggleichrichters für höhere Eingangsspannungen und/oder Ströme.

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In dem Blockdiagramm des HF-Generators nach Fig. 1 sind mit 15 und 16 zwei Schienen bezeichnet, zwischen denen als Potential ein NF-Hochspannungssignal in Form einer Vollweg-gleichgerichteten Spannung liegt, die ihrerseits vom Ausgang des Vollweggleichrichters CFL eingespeist werden. Der Vollweggleichrichter wird über den üblichen Schalter S₁ und eine nicht gezeigte Sicherung mit herkömmlichem Netzstrom über die Zuführungen 11 und 12 gespeist. Zwei Filterspulen Lp und L' liegen in den Zuführungen zur Gleichrichterbrücke und zwei HF-Filterkondensatoren Cp und C₂ ¹ liegen in Reihe miteinander zwischen den Speiseleitungen 11 und 12 um Hochlrequenzströme durch die beiden Induktivitäten abzuleiten. Die beiden Induktivitäten sind relativ billige Spulen mit Luftkern, die bei der Speisefrequenz wenig oder gar keine Filterwirkung haben, aber einen hohen Widerstand bei der HF im Bereich von 2o-j$o kHz haben, mit der der Zerhacker arbeitet.

Der Zerhacker-Leistungskreis weist in Serie geschaltete Kondensatoren bzw. Induktivitäten auf, die im ganzen bei 18 angedeutet sind, wobei diese Reaktanz-Bauteile eine Induktionsheizspule aufweisen. Ein gesteuerter Tyristor für erhebliche Leistungen liegt parallel zum Block 18 zwischen den Hochspannungsschienen 15 und 16. Dieser Tyristor 17 weist zweckmäßig einen gesteuerten Silicium-Gleichrichter auf, der im folgenden unter der üblichen Fachbezeichnung "SCR" erwähnt werden wird. Eine Niederspannungs-Gleichstromquelle 19 wird ebenfalls von den Schienen 15 und Io gespeist und liefert eine Erreger-Gleichspannung von relativ niedrigem Wert für den Hochspannungsschalter 17. Der Antastkreis 22 ist mit seinem veränderlich verzögerten Ausgangssignal an die steuer-

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elektrode des SCR 17 gelegt, per Schaltungsblock 22 liefert Antastsignale für den SCR 17, der bei sich wiederholenden Antastsignalen aus dem Block 22 wie ein Zerhacker arbeitet, der seinerseits einen HP-Strom durch die Induktionsheizspule schickt, die zu den Bauteilen des Blockes 18 gehört.

Zu den Antastmitteln, von denen der Block 22 ein Teil ist, gehört weiter ein.Widerstand R. über einem der kommutierenden Bauteile im Block 18 zur Abnahme eines ersten HF-Stromes als Antastsignal von im wesentlichen der Arbeitsfrequenz des Zerhackers. Weiter ist ein Widerstand R, zwischen die Schienen I^ und 16 gelegt, un ein zweites Wechselstromsignal zu Antastzwecken mit ier Frequenz der Hochspannungsversorgung zwischen den Schienen : , uid

16 zu erhalten. Zu dieser NF-Hochapannun^ gehören auf jeden Fall auch die AusgangsSignaIe nullter Ordnung vom Vollweggleichrichter CR,. Eine Differenzierschaltung mit dem Kondensator Cj, und dem Widerstand Rp koppeln sowohl das erste HF-Signal, was über den Widerstand R., kommt, als auch das NF-Signal vom Widerstand R. gemeinsam zu Steuerzwecken an den Triggersignalgenerator 22, und zwar gemeinsam mit einer Gleichspannungs-Vorspannung von der Stromversorgung I9. Die Kombination dieser Steuerspannungen bewirkt, daß die Antastschaltung 22 den Tyristor

17 bei oder zumindest nahe bei den Nullpunkten des Signals zwischen den Schienen 15 und l6 beim anfänglichen Einschalten des Gerätes einschaltet; beim Abschalten wird ein längeres Stillsetzen oder Schließen des Tyristors 17 über einen Arbeitszyklus des Zerhackers nur bei den Nullpunkten des NF-Signales an den Schienen I5 und l6 möglich. Wie dies im einzelnen erreichbar ist, ergibt sich aus der nun folgenden Beschreibung der Fig. 2.

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Fig. 2 zeigt zunächst auf der linken Seite den Netzeingang der Leiter 11 und 12 mit Schalter S, und den bereits erwähnten Filterspulen L₂ und Kondensatoren C_p an die Gleichrichterbrücke CR, . Zur Erzielung eines verbesserten Hochfrequenz-filterns sind weitere HF-Filterspulen L₁, und L^,¹ auf der Eingangsseite der Kondensatoren C_p vorgesehen. Am Ausgang des Vollweggleichrichters CR, liegt zwischen den Schienen 15 und Io ein Widerstand R,^ als Lade-Belastung für die GleichrichterbrUcke. Wenn man von einer Netzspannung von 12o V und όο Hz ausgeht, erhält man eine pulsierende Gleichspannung von 12o Hz zwischen den Schienen 15 und Ιό; die Durchschnittsspannung der pulsierenden Gleichspannung liegt bei etwa Io8 V. Selbstverständlich kann man auch mt etwas anderen Versorgungs-Wechsel spannungen und -frequenzen arbeiten. Weitere mögliche Verfeinerungen dieses Eingangskreises sind in den Figuren 9A - 9C schematisch erläutert. An der pulsierenden Gleichspannung zwischen den Schienen 15 und 16 liegt nun eine Reihenschatung aus einem Kondensator C, und einer Induktivität L-,- Die zugeordneten Widerstände L, und C, liegen in Reihe miteinander parallel zu einem Leistungstyristor Q.. Die Werte von L, und C, sind zur Erzielung von Reihenresonanz bei einer gewünschten Schwingfrequenz gewählt, die ihrerseits innerhalb einer Gesamtperlode T des Zerhackers eine Zeit t, sicherstellt, in welcher der Tyristor leitet und der Zerhacker arbeitet, wobei die Zeit tp = T - t. eine Ladezeit im Sinne einer Ruhezeit ist. Die Werte der Komponenten werden so gewählt, daß der Wert^Yptp im wesentlichen ΤΓ/2 Radianten bei der Arbeitsfrequenz ist, oder größer ist, und wobei O)₂ = 1/(LpC₁)¹Z^ ist; L₂ ist dabei der Wert des induktiven Widerstandes der Filterinduktivität L₂, L₂ ¹. Aufgrund der beschriebenen MaiSnahmen ist die wiederangelegte Vor-

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wärtsspannung am Tyristor Q₁ nach jedem Leit-Intervall im wesentlichen unabhängig von der Belastung, wie in der deutschen Patentanmeldung P 22 16 255-6 vom 5· April 1972 beschrieben ist, die bereits offengelegt wurde.

Der Zerhacker weist zweckmäßig weiter zu Glättungszwekken eine weitere Induktivität L-, und eine weitere Kapazität CU in Reihenschaltung parallel zum Kondensator C, auf; diese zusätzlichen Teile gehören damit zum eigentlichen Schwingkreis. L-, und C-, werden wertmäßig so gewählt, daß der Gesamtwiderstand der Schwingkreiskomponenten einschließlich L, und CU kapazitiv ist und in Serienresonanz mit der Induktivität L, liegt, um zu der Periode t, zu kommen, während welcher der Tyristor leitet und der Schwingkreis schwingt.

Wenn man bei der Wahl der entsprechenden Werte in der eben beschriebenen Weise vorgeht, dann formen L^. und CU den durch L, fließenden Strom im wesentlichen nach einer Sinuswelle mit wenig höheren Harmonischen zur Vermeidung von Störfrequenzen; L, stellt dabei die eigentliche Induktionsheizspule dar. Bei wiederholtem Anschalten des Tyristors Q, durch die zugehörige und weiter unten zu beschreibende Antastschaltung für diesen Tyristor wird die vom Potential zwischen den Schienen 15 und 16 in den Kondensatoren C, und CU gespeicherte Ladung abwechselnd durch die Induktivitäten L-, und L, geleitet, so daß ein HF-Strom durch die Induktionsheizspule L, fließt. Dieser sinusförmige HF-Strom in der Induktionsspule L^, bewirkt dann auf magnetischem Wege eine sehr schnelle Bewegung der Ladungsträger in dem Metallboden eines Kochgefä3es 31, das sich auf der Induktionsheizspule befindet, wodurch also das Kochgefäß über seinen Boden beheizt wird, was mehr ins einzelne gehend in der oben erwähnten deut-

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sehen Patentanmeldung desselben Anmelders erläutert ist.

Aus Pig. 2 ist ersichtlich,da3 der Tyristor Q. ein nur in einer Ricntung leitender, gesteuerter Silicium-Gleichrichter (SCR) entsprechender Leistungsfähigkeit ist, der die relativ hohen Spitzenspannungen von etwa 4oo V zwischen den Schienen I^ und 1·.- während Anliegens der Spitzenwerte der Wechselstromversorgung leitet, die ihrerseits aufgrund der von den Schwingkreiskomponenten getragenen Schwingungen entsteht. Um die beirr; Aufbau und beim Zusammenbruch des Magnetflusses in den Induktivitäten L, und L-, entstehenden Rückwärtsströme aufzunehmen, liegt normalerweise eine Starkstrom-Rückkopplungsdiode entgegengesetzt gepolt parallel zum gesteuerten Gleichrichter Q,. Bei der hier zu beschreibenden Schaltung besteht aber der Vollweggleichrichter CR. aus Dioden mit kurzer Erholungszeit, wodurch die Gleichrichterbrücke CR, einem doppelten Zweck dienen kann, nämlich einmal als Vollweggleichrichter zur Erzeugung einer pulsierenden Gleichspannung, und ferner als Rückkopplungspfad für die gegenläufigen Ströme um den Gleichrichter Q, . Die Gleichrichterbrücke mit kurzer Erholungszeit trennt auch die Induktivität Lp von den Schwingkreiskomponenten L,, C,, L^. und C^. in solcher Weise, daß keine Resonanz von Lp mit diesen Bauelementen auftreten kann, die einem Schwingen niedrigerer Ordnung entspricht, wie sie bei fehlen einer solchen Trennung auftreten könnte. Dieses Verhalten verbessert die Stabilität des Betriebes während des schnellen Anstieges von niedriger zu hoher Versorgungsspannung. Dioden mit kurzer Erholungszeit für diesen Zweck sind auf dem Markt erhältlich. Zu dem vollständigen Zerhacker gehören noch ein herkömmlicher Glättungskreis mit dem Widerstand R,.. und dem Kondensator C₇ in Reihenschaltung

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carallel zum SCR Q., um die Effekte von schnellen Spannungsanstiegen der wiederangeiegten Vorwärtsspannung über Q, nach einem Abschalten zu begrenzen.

Die Antastschaltung der Leistungsversorgung in Fig. 2 v/eist zunächst einen Antastsignalgenerator auf; zu diesem gehört ein programmierbarer Transistor Q-, mit einem Übergang, dessen Kathode über einen Belastungswiderstand R,, an der Stromschiene 16 liegt. Der Widerstand R₁₁ ist über einen Kopplungskondensator C^- an die Antastelektrode eines gesteuerten SCR Q₂ zu Schaltzwecken gelegt, dessen Anode über einen Widerstand R,, an der Anode des als Leistungsschalter wirkenden SCR Q. liegt. Die Kathode von Q₂ liegt über einen Belastungswiderstand R₁₂ an der Stromschiene 16. Der Widerstand R₁₂ liegt wiederum an der Antastelektrode des Leistungs-SCR Q,. Wenn der im folgenden mit ¹¹PUT" bezeichnete Transistor Q, leitend geworden ist, wird ein Antastimpuls über dem Belastungswiderstand R₁₁ erzeugt, der seinerseits über den Kondensator Cg an den SCR Q₂ gelegt, der seinerseits zu Steuerzwecken dient. Q₂ erzeugt dann seinerseits einen kräftigen Antastimpuls über seinem Belastungswiderstand R₁₂' wobei dieser Belastungsimpuls eine solche Größe hat, daß der Leistungs-SCR Q. sicher angeschaltet wird. Der PUT Q-. ist ein herkömmliches pnpn-Bauteil mit drei Anschlüssen, das von einigen Halbleiter-Herstellern, so z.B. der General Electric Company, hergestellt wird. Zu den drei Anschlüssen des PUT Q^, gehört zunächst eine Kathode, die über einen Widerstand R.. an der Schiene 16 liegt; die Kathode von Q, liegt an zwei Vorspannwiderständen R„ und R₂₂ und eine Anoden-Antastelektrode liegt an der Verbindung eines zweiten Paares von Vorspannwiderständen R„ und R₂₂ und am Kollektor eines pnp -Transistors Q^. sowie einem npn-Transistor Q.-, welche Bauteile eine erste Steuer-

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schaltung darstellen, die die Zeit der Anschaltung vom PUT Q, steuert. Die Transistoren Q₂, und Q,- sind über zwei in Reihe liegende Widerstände R^ und R,- miteinander verbunden, deren gemeinsamer Punkt an der Basis des Transistors Q₂, liegt. Eine Diode D, liefert ein Niederspannungs-Gleichstrom-Antastpotential an die Transistoren Q₂, und Q^; die Diode liegt In Reihe mit einem Widerstand R.j- über eine Zenerdiode Z, zwischen den Schienen 15 und 16. Parallel zur Zenerdiode liegt ein Widerstand Rg zur Stabilisierung des Wertes einer niedrigen Versorgungs-Gleichspannung, die sich am Kondensator Cn aufbaut, der seinerseits parallel zu Z, und Rg liegt. Das Niederspannungspotential in der Größenordnung von etwa 2o V wird über die Leitung I9 an den Emitter des Transistors Q₂, und über die Widerstände R^ und R₁- an den Kollektor des Transistors Q₁- gelegt. Beim Anschalten des Schalttransistors Qt- in der weiter unten zu beschreibenden Weise reduziert dieser die Basisspannung des pnp-Transistors Q₂, so weit, daß Q₂, angeschaltet wird, und ein Erregungspotential über die Vorspannwiderstände R„, R₂₂* ^Rq ^und R. an den PUT Q, gelegt wird. Die Anode von Q liegt ebenfalls an einem Kondensator Cj-* der über die Widerstände R₇ und R^₁ exponentiell geladen wird. Bei erreichen eines vorgegebenen Zündpotentiales bezüglich der Vorspannung über den Anodenvorspannwiderständen R_q und R, wird Q^, angeschaltet und liefert einen Antastimpuls an den Schalt-SCR Q₂; dies findet aber nur statt, wenn die Ladung auf dem Kondensator Cj- sich auf eine gewisse Mindestgröße erhöht hat, wie weiter unten erläutert werden wird.

Die Antastschaltung für die Leistungsversorgung gemäß Fig. 2 weist weiter einen Begrenzungswiderstand R, auf,

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der parallel zu einer der Schwingkreiskomponenten, hier zu L^, liegt, um ein erstes HP-Steuersignal vom Punkt V, abzunehmen und es über einen Leiter 25 und Cu an die Basis von Qc zu legen. Der Widerstand R. liegt mit einem Ende an der Schiene 15, und gibt so ein zweites Wechselstromsignal an C^ und damit an Q₁-, welches in diesem Falle die Niederfrequenz des Vollweg-gleichgerichteten Oleichstromes enthält. Dieses zweite Signal könnte man auch anstelle von R. oder zusammen mit R. unter Verwendung eines nicht dargestellten Kondensators erhalten, da man nur die Wechselspannungskomponente von V . d.h. vom Potential zwischen 15 und 16 benötigt. Das zweite Wechselspannungssignal, das über R. und den Leiter 25 eingeleitet wird, hat eine Überragende Wirksamkeit beim anfänglichen Einschalten des Zerhackers, am Beginn einer Halbwelle oder nach einem gewissen Ruhe-Intervall, wie weiter unten erläutert werden wird.

Die beiden Wechselspannungssignale, d.h. die HF Über R, und die NF über R₁ werden Über den gemeinsamen Kopplungskondensator Cn an die Basis des npn-Transistors Q₁. gelegt, der wie ein Schalter wirkt. Die dargestellten Widerstände R₂ und R₂₁ bilden mit C^ eine Differenzierschaltung derart, daß die an der Basis des Transistors Qc erscheinende Spannung V_R tatsächlich das Differential

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der Spannung V^ 1st, also _Zl&* Um diese Spannung V₁-während ihres negativen Ausscnlages auf einen sicheren Wert am begrenzen, liegt eine Begrenzungsdiode Dp zwischen der Basis von Q₁- und der Schiene 16, wobei die Kathode von D^ an der Basis von Q₅ liegt, wie man aus Fig. 2 sieht.

Außer dem ersten und zweiten Wechselstromsignal zur Steuerung des Antastvorganges über den Kondensator C₁. wird

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an die Basis des Transistors Q- ein Gleichspannungs-Vorspannpotential durch eine Vorspannschaltung gelegt, die u.a. den Widerstand Rj, und die Widerstände R₁₇ und R.g zwischen der Basis des Transistors Q₄- und der Niederspannungs-Gleichstromleitung 19 liegen. Die gemeinsame Stelle zwischen den Widerständen Rj, und R₁Q liegt an dem Kollektor eines zweiten, als Steuerschalter wirkenden npn-Transistors Qg, dessen Emitter an der Stromschiene 16 liegt. Bein Anschalten von Qg bewirkt dieser eine Verbindung der Basis von Q^ über den Widerstand R^ an die Versorgungsschiene 16. Auf diese Weise wird das Gleichspannungs-Vorspannungspotential an der Basis des Transistors Q₁- dadurch gesteuert, ob der Transistor Qg leitet oder nicht leitet. Wenn Qg leitet, 1st die Basis von Q₄- im wesentlichen auf das Oleichspannungspotential der Schiene 16 vorgespannt, so daß die Wechselspannungsantastsignale, die durch die Widerstände R., R,, den Leiter 25 und den Kopplungskondensator C₂, angelegt werden, eine Steuer- oder Kontrollfunktion haben. Wenn Qg sperrt, oder nicht eingeschaltet 1st, wird die durch die Widerstände R^, R₁₇ und R.g an die Basis von Q~ angelegte Gleichspannung Q₁- eingeschaltet und damit leitend, und die Wechselspannung-Antastsignale durch die Widerstände R, oder R^, den Leiter 25 und Cu haben keine Wirkung auf den Arbeitszustand von

Um eine Auswirkung von solchen HF-Komponenten auf den Vorspannstrom an der Basis des Transistors Q^ zu verhindern, die über den Leiter 25 und C^ an die Basis von Qjbeim Schalten von Qg gelangen könnten, liegt ein Kondensator C₁₁ parallel zu R₁₇ und Rjq zwischen dem Kollektor von Qg und der Nieder-Gleichspannungsversorgung 19. Die Wirkung und die Arbeitsweise des Kondensators C₁₁ wird

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welter unten im einzelnen erläutert.

Ob der Transistor Qg angeschaltet oder abgeschaltet ist bzw. wird, wird vom Leitzustand eines weiteren pnp-Transistors Qq bestimmt. Die Basis von Qq liegt am Punkt zwischen den Widerständen R.„ und Rig. Der Emitter von Qq liegt an der Niederspannungsversorgung 19 und sein Kollektor ist über eine Zenerdiode Zp, einen Spannungsteiler-Widerstand Rp , einen Leistung steuernden Schalter PC und den Widerstand 19 an die Hochspannungsversorgung 16 gelegt. Der die Leistung steuernde Schalter PC ist in Fig. 2 hinsichtlich seiner Lage nur schematisch angedeutet; eine solche Steuermöglichkeit soll der Bedienungsperson der Stromversorgung ermöglichen, unmittelbar den Leitzustand von Qg extern und unabhär.gig vor* Leitzustand des Transistors Qg zu bestimmen. Aus der Schaltung von Qg relativ zu Ql sieht man, daß die beiden Transistoren einen zweiten Verriegelungskreis bilden, da bei leitendem Qq auch Qo leitet und beide Transistoren werden im Leitzustand verriegelt, wenn man davon ausgeht, daß PC in einem Zustand ist, der das Anschalten des Verriegelungstransistors ermöglicht. Die Einzelheiten einer Ausführung der Leistungssteuerung PC zum Steuern bzw. Pestlegen des Leitfähigkeitszustandes des des aus Qq und Qq bestehenden Schalters wird weiter unten unter Hinweis auf Fig. 5 beschrieben. Für die folgende Diskussion soll nur angenommen werden, daß die Leistungssteuerung sich in der Ein-Stellung befindet, so daß also elektrisch die beiden Widerstände R._Q und Rp durch einen Kurzschluß (Leitstellung von PC) verbunden sind.

Im Betrieb der Versorgungsschaltung gemäß Fig. 2 treten tatsächlich zwei verschiedene Phänomene auf, durch welche die erste Steuerschaltung durch den Transistor Q₁₅ ein-

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und ausgeschaltet werden können, um dadurch Q, zu schalten, wodurch Q₂.und Q. eingeschaltet werden, wenn Qc in der oben beschriebenen Weise ausgeschaltet wird. Das AnsteuerPhänomen, welches nun zu beschreiben ist, tritt auf, wenn die Stromversorgung erstmalig in Betrieb gesetzt wird, und/oder wenn die Gleichspannungsversorgung nach einer längeren Stillstandszeit wieder in Betrieb gesetzt wird, die über einen voJLen Zyklus des HP-Betriebes des Zerhackers hinausgeht. Wenn man die Schaltung durch schließen von S, erstmalig in Betrieb setzt, wird zwischen die Schienen 15 und 16 ein Vollweg-gleichgerichtetes Potential in Gestalt der pulsierenden Gleichspannung gemäß Fig. Ja, angelegt. Wegen des Ladungsaufbaus an den Kondensatoren C, und C.,, wie auch der Pilterkapazität Cq in der Niederspannungsversorgung, geht die Spannung bzw. das Potential zwischen den Schienen 15 und 16 zwischen je zwei Halbwellen des Ausgangs von CR, nicht ganz auf null, sondern nur bis zu einem Grenzwert von etwa Io - 12 V. Der Zeitpunkt des Schließens von S₁ kann irgendein beliebiger Zeitpunkt in einer Halbwelle des Potentiales zwischen 15 und 16 sein; es sei angenommen,

daß V den Zeitpunkt des Schließens von S₁ darstellt, a ι

(s. Fig. 3a!). Zu diesem Zeitpunkt beginnt ein Ladungsaufbau am Kondensator Cg in der Niederspannungs.versorgung in Richtung auf den 2o-Volt-Regelwert der Zenerdiode Z,.

Sobald irgend eine positive Spannung auf der 2o V-Gleichspannungsschiene 19 erscheint, wird Q₁, angeschaltet, was dann Qj. anschaltet. Dabei wird das jeweils auf der Schiene 19 herrschende Potential über das Vorspann-Netzwerk bestehend aus R₇, R , R. und R₃₂ an die Anode bzw. an die Anoden-Steuerelektrode voa PUT Q, gelegt. NuruMhr kann Cc nach Maßgabe der zugeordneten RC-Zeitkonetante auf

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das Potential geladen werden, das verfügbar ist, um damit Q^ anzuschalten, d.h. zu "feuern". Wegen des niedrigen Wertes der Spannung auf C₁- beim Anschalten von Q-, unter diesen Umständen ist aber die Stärke des Ausgangssignalimpulses über R,. an der Kathode von Q, nicht so stark, daß der Hilfsschalter Q₂ angeschaltet werden könnte. Dadurch wird Q, gewissermaßen verriegelt und verhindert ein weiteres Ansteigen der Ladung auf C₁-. Wie Pig. JJa zeigt, wird das Erhöhen der Spannung am Pilterkondensator

Cq über mehrere Halbwellen des Potentials V bis zum ο s

Grenzwert von 2o V der Diode Z, fortgesetzt. Wenn der Schaltwert der Zenerdiode Z₂ erreicht wird, befindet sich die Schaltung in einem Zustand, der den Zerhackerbetrieb ermöglicht. Dies kommt daher, daß zu diesem Zeltpunkt genügend Energie zur Verfügung steht, um den Hilfsschalter Q₂ sicher zu zünden. Bs besteht jedoch bis zur Erzeugung eines ersten Antastimpulses ausreichende Energie an Q₂ eine bestimmte Verzögerungszeit, die sich in mehreren Halbwellen der Speisespannung ausdrückt; mithin ist eine Verzögerungszeit zu durchlaufen, bis der Hauptschalter Q₁ das erste Mal nach dem Einschalten des Gerätes in Aktion treten kann. Dies stellt eine angemessen lange Zeit zur Sicherung einer ausreichenden Aufladung für die Schwingkreiskomponenten C, und C-, sicher, so daß diese Kondensatoren sicher auf den Wert von V geladen werden können. Würde diese Verzögerung bzw. deren Wirkung nicht bestehen und der Leistungsschalter Q, eingeschaltet, bevor eine ausreichende Schwingkreisenergie in C. und C, gespeichert 1st, bestünde die hohe Wahrscheinlichkeit, daß der Schwingkreis nach dem Einschalten von Q. gar nicht erst ins Schwingen kommen würde. Durch Einbau der Zenerdiode Z₂, die einen relativ scharfen Knick in ihrer Spannung/Stromkennlinie hat, wird das erläuterte Verzögerungsverhalten bewirkt; es besteht mithin auf jeden

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Pall bereits vor dem Einschalten von Q. eine für die gewollte Schwingung ausreichende gespeicherte Energie.

Während des Zeitraumes, in welchem die NJaderspannurijTS-Gleichspannungsschiene 19 auf das lo-V-Schaltpotential der Zenerdiode Zp aufgebaut wird, bleibt der erste Schalttransistor Q^. im nicht leitenden Zustand und wird dann bei jedem Nullpunkt der gleichgerichteten Wechselspannung V angeschaltet. Diese Verhältnisse sind in Fig. yo erläutert, aus der man sieht, daß während des von 9o Grad bis l8o Grad reichenden Teiles einer jeden Halbwelle von V die Steigung von V₀. negativ is::. Dadurch wird das durch FL und den Leiter 25 rückgekoppelte Potential V₂, kleiner und sein Zeitdifferential wird negativ. Wie bereits oben erwähnt wurde, sind Cj₁,, Rp, und Rp wertmäßig so gewählt, daß sie als Differenzierschaltung arbeiten, so daß der Wert V₁- an der Basis des Transistors Q₁- durch die kombinierten Werte der positiven GIeich-Vorspannung über die Widerstände R^, R.„ und R,n und den Wert des Zeitdifferentiales von V₂, bestimmt wird. Kurz vor Erreichen des Nullpunktes von V erreicht

der Wert von dVj./dt ein Minimum, weil die Geschwindigkeit der Änderung von V₁. maximal ist, und läßt V₁- in Richtung zum Potential der Schiene 16 negativ werden. Dadurch wird die Basis des zweiten Steuertransistors (^ negativ und Qq wird als pnp-Transistor zeitweise eingeschaltet. Wenn der Wert des Potentials auf der Schiene 19 aufgrund des Ladungsaufbaues in Co kleiner ist als die Schwellspannung der Zenerdiode Z_?, wird der zweite Steuerschalter nicht zur Verriegelung gebracht, und Cu, Q,^ und Q bleiben in ihrer Leitfähigkeit verriegelt. Wenn aber der Wert der gleichgerichteten Wechselspannung, d.h. der pulsierenden Gleichspannung, den Wert von 16 V (Schwel1-

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spannung Z₂) erreicht oder Überschreitet, wird danach bei den nächsten Nulldurchgang von V_g Q~ wieder durch den oben beschriebenen Vorgang angeschaltet und Z₂ bricht gewissernaflen zusammen und leitet. Es kann angenommen werden, daß die Leistungssteuerung PC Im vorliegenden Zusammenhang einen Kurzschluß darstellt, so daß ein positives Anschaltsignal an die Basis von Qg angelegt werden kann. Die Rückkopplung durch R_2o ve· KoHektor von Qq bewirkt eine Verriegelung von Qq und Qg im Leitzustand.

Während des ganzen oben beschriebenen Vorgangs hat Q₁. die ganze Zelt geleitet. Beim Anschalten von Qq wird der gemeinsame Punkt zwischen Rj. und R,q auf das Potential der Schiene 16 gebracht, wodurch die positive Gleichspannungs-Vorspannung an der Basis von Q₁- verschwindet und Qc mithin sperrt. Dieser Vorgang kann sich im wesentlichen überall in dem Zeitraum zwischen der Spannungsspitze und dem nächsten Minimum von V abspielen, in

welchem dVjVdt negativ ist. Wenn Q₁. sperrt, sperrt auch Qj, und

kehren.

und der PUT Q-, kann in seinen Sperrzustand zurückNach Ablauf der Vorgänge gemäß dem vorstehenden Absatz geht das von dem Vollweggleichrichter gelieferte Potential V durch seinen Nullpunkt und seine Steigung wird

positiv. Dadurch wird die vom Widerstand R₁ und der Leitung 25 rückgekoppelte V₁^-Spannung positiv und das Differential dieser Spannung, nämlich dV^/dt wird positiv. Bei leitendem Qq und im wesentlichen auf null liegender ÖleIchspannungs-Vorspannung an der Basis von Q^ schaltet die positive Polarität des Wechselspannungs-RUckkopplungssignales +dV^/dt Q₄- wieder an. Daraufhin wird (^ leitend und liefert ein «rregungspotential an das Vorspann-Widerstands-Netzwerk von dem PUT Q, und an

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den für die Zeitverhaltnisse maßgeblichen Kondensator C^. Zu diesem Zeitpunkt hat sich der Wert der Versorgungsspannung auf de.r Niederspannungsschiene 19 im wesentlichen auf den vollen Wert von 2o V erhöht. Innerhalb der R-C-Ladezeit t_o von C^ bildet sich nunmehr eine entsprechende

<- J

Ladung auf C^ aus, so daß beim Leitendwerden von Q, am Ende von tp aufgrund der Erreichung entsprechender Potentiale an der Anode und der Steueranode die volle Ladung von Cj- von Q^. durch den Widerstand R₁₁ abgegeben

JJ -IJ-

wird. Dies liefert einen kräftigen Antastimpuls zum Leitendmachen des Hilfsschalters SCR Q₂, der seinerseits dann den Haupt-Le3s>ungstyristor Q₁ anschaltet und damit bewirkt, daß der Zerhacker während der verbleibenden Halbwelle der pulsierenden Gleichspannung Leistung in Form einer Hochfrequenz erzeugt. Bei leitendem zweiten Steuerschalter wird der Zerhacker nunmehr bei allen folgenden Halbwellen anlaufen, weil der Transistor Qq angeschaltet ist, und keine positive Gleichspannung an der Basis von Q₁. liegt.

Beim Anschalten des Leistungstyristors Q, schwingt die Ladung auf dem Kondensator C₁ und C, durch die Induktivität L, und die Induktivität L-, nach Art einer Resonanzschwingung, und kehrt nun durch umgekehrte Leitung durch die Brücke CR, die Ladung der Kondensatoren in ihren anfänglichen Zustand um, der die Polarität hat, die in Fig. am rechten unteren Ende im eigentlichen Schwingkreis angedeutet 1st. Fig. 4b zeigt die Wellenform des Stromes durch den SCR bzw. die DiodenbrUcke. Der SCR-Strom I_SCR ist die positive Hälfte der während t. anliegenden Sinusschwingung und der umgekehrte Diodenstrom durch die Brücke CR₁ aus Dioden mit schneller Srholungszelt stellt sich als negativer Abschnitt der vollen Sinusschwingung während der Zeit t, dar. Jeder Stromverbrauch während Jeder Schwingung aufgrund des Ladens der Induktionsheiz-

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spule L^ beispielsweise wird von der Wechselstromversorgung gespeist und bewirkt ein Anwachsen der Gleichstromkomponente bzw. von deren Wert des Stromes I₂ gemäß Fig. 4c der Zeichnung. Der sich daraus ergebende Strom durch die Spule L, ist in Pig. 4c ausgezogen dargestellt; in welcher die SCR- und Diödenströme auf den I₂-Strom aufgeprägt sind, der von der Wechselspannungsversorgung über die Pilterinduktivitäten L₂ und Lp¹ gezogen wird.

Nach dem anfänglichen Einschalten des Haupt-Leistungstyristors Q₁ in der oben beschriebenen Weise bricht die Spannung an den Versorgungsschienen 15 und 16 im wesentlichen auf null während der Zeit t, zusammen, d.h., während der eigentlichen Schwingzeit, was in Fig. 4d dargestellt ist. Danach wird die Steuerfunktion über den Leitzustand des Transistors Q^. von der Komponente derjenigen Spannung übernommen, die an der Induktionsheizspule L, liegt und ferner von der Rückkopplung über den Widerstand R-, und den Leiter 25 zum Kopplungskondensator C₁, und an die Basis von Q<-. Fig. 4d beschreibt die Phase der Spannung V, an der Induktionsspule L, und Fig. 4e zeigt den sich ergebenden Wert der Rückkopplungsspannung V₁. an die Differenzierschaltung, die vom Kondensator C₁. und den < Widerständen R₂ und R₂₁ gebildet ist. Aus der Betrachtung der Figuren 4d und 4e sieht man, daß unmittelbar nach dem Anschalten des Leistungstyristors Q₁ die Spannung Vj. scharf in negative Richtung abfällt, was auch für den differenzierten Wert -dV./dt gilt, um ein Abschalten von Q₄- und Q₁. zusammen mit dem PUT Q, zu bewirken, was aufgrund der vollständigen Entladung von C₁- im wesentlichen mit dem Anschalten von Q₁ zusammenfällt. Danach schwingt der eigentliche Zerhacker während einer Zerhackerperiode t₁, woraufhin der Tyristor und die Dioden-Gleichrichterbrücke sperren und das Potential V₁^

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schlagartig positiv wird, und zwar aufgrund des scharfen Anstiegs des Potentiales zwischen den Schienen 15 und an dem Punkt, an welchem eine Resonanzschwingung vollendet wurde und die Rückkopplung durch die Gleichrichterbrücke CR. aufhört. Dieser scharfe Spannungsanstieg in positiver Richtung wird über R, und den Leiter 25 rückgekoppelt und bewirkt einen scharfen Anstieg des Differentials von V^ in positiver Richtung. Dadurch werden wieder die ersten Schalttransistoren Qj- und Q^ eingeschaltet und es beginnt das Laden des Zeitgeberkondensators CL. Dies ist in Fig. 4f der Zeichnung dargestellt, welche zeigt, daß am Ende der eigentlichen Zerhacker-Arbeltsperiode t, Qc angeschaltet wird und die Zeit t* mit einem Anstieg anlaufen laßt, der von der Zeitkonstante von CV und R₇ und Rp₁ bestimmt ist. An diesem Punkt kann der Vorgang aber nicht von tp bis zu seinem vollen Wert von tp¹ gehen, der dem Leerlauf (keine Belastung) entspricht, sondern wird vielmehr an dem Zwischenpunkt t_? durch Anschalten von PUT Q, in einer im folgenden zu beschreibenden, anderen Wirkungsweise angehalten.

Durch die Spannungskennlinie von V₂. gemäß Fig. ke sieht man, daß beim Anschalten von Q₁ die Spannung V^ schlagartig negativ wird und dann einer sinusartigen Linie folgt, wenn die Spannung V, (liegt an der Induktionsheizspule L-,) negativ wird und dann in positiver Richtung zu null geht, was wieder nach einer halben Sinuskurve verläuft. Wenn die Spannung V, auf null geht, ist das Intervall t. des eigentlichen Zerhackerbetriebes beendet, und das Potential zwischen den Schienen 15 und 16 wird schnell in positiver Richtung größer, wie wiederum Fig. zeigt. Dadurch ergibt sich ein scharfer Spannungsanstieg für die Rückkopplungsspannung V^, die dann weiter wegen der positiven Halbwellenform von V-, größer wird. Nachdem

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die Spannung V, durch ihren positiven Spitzenwert gegangen ist und wieder nach unten, in negativer Richtung weiterläuft, wird der Wert von V^, vor erreichen des Wertes null flach und das Differential von V₂. geht auf null.

Wenn das die Antastung steuernde Rückkopplungssignal dV^/dt gegen null geht, geht der vom differenzierenden Kondensator C₂, an Q^ gelegte Basisstrom I^ ebenfalls nach null, und Q, kann nun abgeschaltet werden. Das Abschalten von Qc- zu diesem Zeitpunkt bewirkt dann ein Abschalten von Q^ und nimmt das Vorspannpotential von den Vorspannwiderständen R₇, R~, R₁ und R₂₁· Dadurch bleibt nur das über dem Kondensator C_r aufgebaute positive Potential an der Anode von PUT Q.-,, und zwar ohne dagegen arbeitendes Vorspannpotential an der Anoden-Antastelektrode. Dadurch wird Q, angeschaltet und die Ladung von Cp. wird schnell durch den zugeordneten Belastungswiderstand R₁₁ abgebaut. Dadurch wird nun wiederum der SCR Qp angeschaltet, der wieder den Leistungstransistor Q, einschaltet, um so einen neuen Schwingungs-Zyklus des eigentlichen Zerhackers einzuleiten. Der soweit beschriebene Vorgang wird dann während des folgenden HF-Arbeitszyklus des Zerhackers wiederholt.

Aus dem vorstehenden ergibt sich, daß die Einstellung der RC-Konstante des Kondensators C- nicht von sich aus die Arbeitsperiode des Zerhackers bestimmt. Das, was tatsächlich die Arbeitsperiode bestimmt, ist vielmehr der Punkt im Arbeitszyklus, an welchem die durch den Kondensator C₂, an die Basis von Q, gelegte Rückkopplungsspannung V₂, abflacht und der Wert dV^/dt auf null geht, wodurch dann der Basisstrom an Q₁- auf null gehen kann. Dieser Punkt wird selbstverständlich durch die Phase der Spannung V, bestimmt, die an der Induktionsheizspule L-, liegt.

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Eine Belastung der Induktionsheizspule durch eine damit zusammenwirkende Metallplatte, z.B. dem Boden eines Kochtopfes, ändert die Abstimmung und damit die Arbeitsperiode des Zerhackers. Durch das oben beschriebene Wirken der Rückkopplung von V₂, hat der Kreis eine Kennlinie, die tatsächlich die Wiederholungsfrequenz derjenigen Antastimpulse erhöht, die an den Leistungstyristor Q. gelegt werden, so daß die.se Arbeitsfrequenz automatisch erhöht wird, um dadurch Änderungen der Resonanzfrequenz der eigentlichen Zerhacker-Schwingkomponenten bei Belastung kompensiert. Diese Erhöhung der Frequenz ist mithin besonders wertvoll; sie beruht auf den hier zu beschreibenden Grundlagen der Erfindung.

Die Klemmdiode D₂ liegt zwischen der Basis von Q„ und der Schiene 16, wobei dfe Kathode der Diode an der Basis von Q(- und demgemäß ihre Anode an der Schiene 16 liegt. Diese Diode begrenzt den -dV^/dt -Wert der rückgekoppelten Steuerspannung in negativer Richtung auf einen Diodenabfall. In der positiven Richtung wirkt der Basis-Emitter-Ubergang von Q,- im Sinne einer Begrenzung der die Steuerelektrode steuernden Rückspannung. Auf diese Weise ist der Eingang an Q,- in beiden Richtungen des durch C₂. fliessenden Stromes begrenzt. Außerdem wird man die Werte von C₂., R, (und von einem damit in Serie schaltbaren Kopplungskondensator), und von R, zusammen mit R₂. und R₂ so dimensionieren, daß jedenfalls eine sichere Rückkopplung der Rückkopplungsspannung an die Basis von Q,^ bewirkt ist, wobei man ferner bei der Dimensionierung erstrebt, niedrige Verluste in den Widerständen zu haben und sicherzustellen, daß aufgrund der gewählten Werte der Bauteile ein sicherer Betrieb insbesondere bei Inbetriebnahme der Heizeinrichtung gewährleistet ist, bevor die Hochfrequenzspannungen zwischen den Schienen l'o und 16 erzeugt werden.

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Wenn nun eine Bedienungsperson, z.B. die mit der Einrichtung kochende Hausfrau, den "Herd" ausschalten will, wird das die Leistung steuernde Element PC, das bisher den Transistor Qo in der Leitsteilung gehalten hat, so umgeschaltet, bzw. derart betätigt, daß Q^ sperrt. Beim Sperren von Qo bewirkt das positive, durch Ru, R,ο und Rpq gelieferte Potential ein Anschalten von Q^ und verhindert damit·die Erzeugung weiterer Hochfrequenzschwingungen in der oben erläuterten Weise. Der Abschaltvorgang spielt sich aber nicht zu dem Zeitpunkt ab, an welchem Qp abgeschaltet wird und wieder über R^, eine positive Vorspannung an die Basis von Q... gelegt wird. Während des eigentlichen Arbeitens des Schwingkreises ist die von L- rückgekoppelte Spannung vorhanden, während dies vor dem eigentlichen Schwingungsvorgang nicht der Fall ist. Auch sind sowohl V als auch V^ viel größer als vor dem eigentlichen Schwingen des Zerhackers. Dadurch ist der positive Vorspannungsstrom durch R^ nicht groß genug, um in Gegenwart von V und V-, den Transistor Q₁- während des

s s> ο

Schwingens im Leitzustand zu halten. Nur wenn die Versorgungsspannung auf nahe null geht, hört das Schwingen des Zerhackers auf. Danach verhindert der positive Vorspann-Strom durch Rj, das Wiederanlaufen der HF in der nächsten Halbwelle. Damit wird der Zerhacker im wesentlichen aufgrund dieser Blgenschaften beim Wert null der Versorgungsspannung abgeschaltet, und zwar unabhängig davon, ob Qg und/oder Qq in einer gegebenen Halbwelle der Versorgungsspannung abgeschaltet wird. Der Kondensator C,, wird hauptsächlich dazu verwendet, ein vorzeitiges Leiten von Qo in dem Augenblick zu verhindern, in welchem Netzleistung an das Gerät angelegt wird. Der Kondensator C,, verlangsamt auch die abermalige Anlage eines Stromes durch R^ an die Basis von Q,., um eine auch nur kurzzeitige Unterbrechung der Steuerung von Q₁- durch die Hochspannungskomponenten von V und V-, zu verhindern. Aufgrund des An-

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Schaltens beim Nullpunkt gemäß der Erläuterung zu Fig. ^b und der ebenfalls auf den Nullpunkt bezogenen Abschaltung durch den überragenden Einfluß der relativ hohen Pegel von V und V, während des Zerhackens über den Einfluß des Abschaltstromes durch R erreicht man gewissermaßen ein sanftes Anschalten und Absohalten des Hochfrequenzzerhackers. Elektromagnetische Störungen werden klein gehalten, die sonst wegen des Fehlens entsprechender Filter auftreten würden, wobei darauf hinzuweisen ist, daß gerade die erheblichen Filter bei bekannten Zerhackern für einen vergleichbaren Zweck als störend empfunden werden. Das sanfte Anschalten und Abschalten verhindert; außerdem hörbare Schaltvorgänge in beispielsweise dem Kochtopf, der durch den vorliegenden Zerhacker erhitzt werden soll. Weiter treten keine HF-Störungen auf, die zu befürchten wären, wenn bei ungünstigen Phasenlagen an- und abgeschaltet würde. Letztlich ist nicht zu befürchten, daß die relativ teueren und außerdem empfindlichen Halbleiter, Spulen und Kondensatoren beim Ein- und Abschalten durch beim Stand der Technik unvermeidbare Spannungsspitzen beschädigt werden.

Fig. 5 zeigt im Schaltplan Einzelheiten einer bevorzugten AusfUhrungsform der elektronischen Leistungssteuerung PC zusammen mit einigen schon beschriebenen Einzelheiten. Die Leistungssteuerung weist zunächst einen Sperrtransistor Qg auf, dessen Emitter an der Schiene 16 und dessen Kollektor am gemeinsamen Punkt eines Widerstandes R₂ und der Basis des zweiten Schalttransistors Qq liegt, und zwar über einen Widerstand R.. . Wenn bei dieser Schaltung Qg leitet, dann klemmt er die Basis von Qq an das Potential der Schiene l6j Qq bleibt also im jeweiligen Zustandtdurch Steuerung des Leitzustandes des Transistors wird Qn entweder angeschaltet oder gesperrt; dadurch

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wird wieder der Transistor Qj- in der oben beschriebenen Weise gesteuert.

Zur Steuerung des Leitzustandes von Qy- ist eine Betriebszyklussteuerung vorgesehen, zu der ein transistorisierter Schwingkreis gehört. Zunächst ist ein Transistor Q₇ mit einem Übergang vorgesehen, dessen eine Basis-Elektrode direkt an der Schiene 16 und dessen andere Basis-Elektrode über einen Widerstand Rp„ an der 2o-V-Gleichstromschiene 19 liegt. Um den Schwingkreis zu synchronisieren, liegt ein Begrenzungswiderstand Rpo zwischen der Schiene 15 und der zweiten Basis von ^,. Der Schwingkreis weist ferner eine RC-Schaltung einschließlich eines veränderlichen Widerstandes Rg^ und eines Kondensators Cg auf, welche beiden Bauteile in Reihe zwischen der Schiene I9 und der Schiene 16 liegen, wobei der Punkt zwischen Rp,- und Cg am Emitter des zwei Basis-Elektroden aufweisenden Transistors ^₇. liegt.

Der Ausgang des Schwingkreises mit dem Doppelbasis-Transistor Q₇. wird an die Basis eines Feldeffekt-Transistor-Verstärkers Q₁₁ gelegt, dessen Saugelektrode über den Widerstand R_2C- an der 2o-V-Schiene 19 und dessen Quellenelektrode über einen Widerstand Rp, an der unteren Schiene 16 liegt. Die Quelle des Transistors Q.. ist ebenfalls über einen Begrenzungswiderstand Rp^ an den Emitter eines pnp-Transistors Q, gelegt, dessen Kollektor über einen Belastungswiderstand R-j, an der Schiene 16 liegt. Der Belastungswiderstand R,j, ist ferner über einen Begrenzungswiderstand R,,- an die Basis des Sperrtransistors Q^ gekoppelt. Der pnp-Transistor Q. liegt mit seiner Basis am beweglichen Abgriff eines Widerstandes R^₂' der seiner seits in Reihe mit zwei ' eiteren Widerständen R^₁ und Ry₅* die ebenfalls einstellbar sein können, zwischen der Schie

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ne 19 und der Schiene 16, wie Fig. 5 zeigt. Ein HF-Nebenflußkondensator C, liegt zwischen der Basis des pnp-Transistors Q₁ und der Stromschiene 16.

Unter der in den vorstehenden Absätzen beschriebenen Steuerwirkung arbeitet der mit zwei Basen ausgestattete Transistor Q₇ in der bekannten Weise als Schwingkreis zur Erzeugung einer Sägezahnwelle, die in ihrem Aussehen der in Fig. 4f dargestellten ähnelt, und zwar zu Zwecken des Zeitgebens. Dabei ist aber im Vergleich zu Fig. 4f diese Sägezahnwelle mit einer viel größeren Periode ausgestattet, die bis zu 12o Halbwellen der Versorgungsspannung betragen kann. Dieses Rampen- oder Sägezähnsignal wird mit der pulsierenden Gleichspannung V_ aufgrund der RUckkopplung über den Widerstand RpQ synchronisiert und an die Base des Feldeffekt-Transistor-Verstärkers Q₁₁ gelegt. Q₁₁ wird im folgenden in der üblichen Weise als "FET¹¹ bezeichnet. Der FET liefert Emitterstrom an den pnp-Transistor Q _und bildet gleichzeitig eine Isolierung hoher Impedanz* zwischen dem Transistorschwingkreis Q₇ und dem pnp-Verstärker Q₁₁' Durch entsprechende Einstellung des veränderlichen Widerstandes R,₂ wird derjenige Punkt in der Wellenform von Q₇, bei welchem Q. leitend wird, durch eine Bedienungsperson zwischen null und hundert Prozent einstellbar, wobei diese letztere Zahlenangabe eine Periode der Sägezahn-förmigen Rampenspannung darstellt. Wenn Q. an dem so gewählten Zeitpunkt leitend wird, wird die Basis des npn-Transistors Q^- positiv, wodurch dann die Basisspannung an dem als zweiten Schalter wirkenden Transistor Qo geklemmt wird. Wenn also der Widerstand R,p so eingestellt wird, daß Q. kurz nach dem Beginn einer jeden Rampenspannung des Sägezahnsignals angeschaltet wird, wird der Transistor Q^ angeschaltet und verhindert damit das Anschalten des Transistors Qg.

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Dies verhindert den HF-Betrieb des Zerhackers nach nur einigen Halbweilen der Versorgungsspannung für den Rest der verbleibenden Zeit, während welcher das Sägezahnsignal rampenartig ansteigt. Wenn aber der veränderliche Widerstand R^₂ so eingestellt ist, daß Q, an einem viel späteren Zeitpunkt auf der Rampenspannung angeschaltet wird, dann wird der HF-Zerhacker in seine Betriebsstellung geschaltet und kann über eine größere Anzahl von Halbwellen während der Anstiegszeit des Rampensignales arbeiten, wodurch die Belastung über ein proportional größeres Intervall an ihrer Speisung liegt und demnach entsprechend arbeiten kann. Durch die Beeinflussung des Zeitpunktes des Anschaltens von Q, kann mithin der Arbeitszyklus des Zerhackers praktisch zwischen null und hundert Prozent seiner möglichen Ausgangsleistung in sehr kleinen Schritten gesteuert werden, wobei jeder dieser kleinen Schritte nur die Dauer einer Halbwelle der Leitungsfrequenz hat. Dadurch, daß man so viele mögliche Schaltschritte innerhalb der gesamten Rampenspannung von etwa einer halben bis zu einer Sekunde zur Verfügung hat, läßt sich die Leistungsabnahme von L₁, praktisch kontinuierlich beeinflussen, und nicht in der bisher bekannten Weise, daß mehrere voneinander deutlich unterscheidbare Leistungsstufen vorhanden sind.

Ein weiteres wichtiges Sicherheitsmerkmal der Schaltung nach Fig. 5 umfaßt die Verwendung eines Thermistors TH, der in Reihe mit dem veränderlichen Widerstand R,, (unterhalb von TH in Fig. 5) parallel zu R,_Q und R., liegt. Der Thermistor kann durch körperliche Nähe thermisch mit einem kleinen Sensorwiderstand R^ gekoppelt sein, der in Reihe mit der Heizspule L^ zwischen L-, und der Stromschiene 16 liegen kann. Bei dieser Anordnung wird der Sensor- oder Detektorwiderstand R^ dann, wenn der

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Belastungsstrom durch die Spule L^ zu groJ wird, entsprechend erwärmt und stellt dadurch sicher, daß der Thermistor TH aufgrund seines negativen Temperaturkoeffizienten einen kleineren Widerstand erhält, der so klein werden kann, daß die Basis des ersten Scnaittransistors Qo so weit auf das Potential der Schiene Ib heruntergedrückt wird, daß Qc abschaltet oder sperrt. Dadurch wird der zweite Schalttransistor Q^ in Sperrstellung gehalten, wodurch wiederum Q- angeklemmt bleibt und weitere HF-Schwingungen verhindert, bis der Detektorwiderstand R^rkühler wird, wodurch dann in der beschriebenen Weise der Thermistor TH wieder auf seinen normalen hochohmigen Zustand zurückgeht.

Man erkennt, daß der Thermistor TH durch seine Kopplung an R ,/- indirekt durch Erfassung des zugeordneten Stromes oder nur durch die Nähe (Strahlungswärme!) zu den entsprechenden Bauelementen die Arbeitstemperatur der Heizspule erfaßt; immer wenn der Strom durch die Spule oder deren Temperatur für den Tyristor Q, und andere Bauteile übergroß wird, wird die Schaltung leistungsmässig abgeschaltet, bis der Widerstand PU,- oder die Belastungsspule, oder beide diese Bauteile wieder auf Umgebungstemperatur zurückgegangen sind.

Es sei nun davon ausgegangen, daß als Kochgefäß über der Induktionsspule ein Gefäß mit einem Boden aus sehr gut leitendem Metall steht. Bei Verwendung einer "Sekundarspule" (die Induktionsheizspule wäre dann die Primärspule) könnte auch dann ein zu großer belastungsstrom in der Induktionsspule fließen, wenn der Strom durch Q, vermindert wird. Immer wenn beispielsweise eine Hausfrau gewissermaßen einen Topf mit zu geringem Onm¹sehen Wi-

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derstand verwendet, schützt mithin der Thermistor TH die Belastungsspule gegen eine Beschädigung durch zu große Aufheizung wegen des zu geringen Widerstandes im "Sekundärkreis", wenn man die Induktionsheizeinrichtung als ganzes einmal als Transformator betrachtet. Eine solche Hausfrau kann also aufgrund der vom Thermistor TH bewirkten Anschaltung und Abschaltung merken, daß ganz offensichtlich ein Topf verwendet wird, der nicht zur Verwendung mit der vorliegenden Induktionsheizeinrichtung geeignet ist. Die Hausfrau wird also merken, daß sie zu einem Topf mit Boden aus Edelstahl oder dgl. übergehen muß, um eine entsprechend hohe Belastung für die Heizspule L, im Betriebsfalle zu haben. Ggfs. kann auch eine Temperaturftthlerschaltung verwendet werden, wie sie in der OS 2 216 255 der Anmelderin beschrieben ist, um Über einen Thermistor TH Qg abzuschalten und die Schaltung praktisch so lange leistungslos zu halten, bis die 2o-V-Versorgung abgeschaltet ist, oder durch richtige Bedienung ein si^ cherer Betriebszustand wieder hergestellt wurde. Bei einer solchen Anordnung kann es für die Bedienungsperson - insbesondere eine Hausfrau - notwendig sein, den Hauptschalter S, abzuschalten, um den Verriegelungszustand aufzuheben, wodurch die Hausfrau noch deutlicher darauf hingewiesen wird, daß sie einen Kochtopf mit einem anderen Boden mit größerem Ohm¹sehen Widerstand verwenden muß. Jedenfalls muß der Thermistor sich abkühlen können, bevor die HF wieder beginnt, und zwar sogar nach Abschaltung und ggfs. Wiederanlage der Stromversorgung.

Zusätzlich zu der Sicherung gegen zu hohe Ströme und zu hohe Temperaturen kann man den zweiten Nullpunkt-Steuerschalter den Zerhacker abschalten lassen, wenn V auf-

grund beispielsweise zu hoher Haushaltsstromversorgung

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zu groß wird. Ein zweiter Thermistor könnte parallel zum ersten geschaltet werden und gleichzeitig von einem Widerstand geheizt werden, der an V liegt, so daß also der

Zerhacker auch dann abgeschaltet wird, wenn aufgrund einer zu hohen Spannungsversorgung zu große Leistungen zu erwarten wären. Wichtig ist, daß die Schaltung von sich aus Möglichkeiten anbietet, alle möglichen Arten von Ein-Ausschaltern zu Sicherheitszwecken zu verwenden.

Bei dem Ausführungsbeispiei nach Fig. 6 1st eine elektrische Isolierung zwischen der Betriebsperiodensteuerung und den Antast-Kreis-Teilen der Stromversorgung vorgesehen. Aus Gründen der Vereinfachung sind die Leistungsteile des Kreises nicht dargestellt, da sie für das Verständnis der folgenden Erläuterung nicht erforderlich sind. Bei der Schaltung nach Fig. 6 ist ein lichtempfindliches Bauelement PD,, z.B. eine Fotodiode, eine Fotozelle, eh Fotowiderstand oder dgl., parallel zur Basis-Emitter-Strecke des Sperrtransistors CL· geschaltet, wobei die Basis dieses Transistors über einen Begrenzungswiderstand R^_Q an der Miederspannungsversorgung I9 liegt. Die Fotodiode PD, ist über einen Lichtpfad, der durch die gestrichelte Linie angedeutet 1st, mit einer Lichtquelle LS gekoppelt. Der Lichtpfad kann z.B. aus optisch leitenden Fasern bekannter Art bestehen, und die Lichtquelle kann ihrerseits von der Ausgangselektrode des pnp-Transistors Q in ähnlicher Weise erregt werden, wiejdies unter Hinweis auf Fig. erläutert wurde. Durch Einschalten und Ausschalten der Lichtquelle LS, mit der Betriebsperiodensteuerung entsprechend einer gewünschten Leistungs-Einstellung bewirkt eine Licht-Kopplung an das fotoempfindliche Element PD₁, daß der Sperrtransistor CL· entsprechend der Leistungssteuerung ein- und ausgeschaltet wird; der Kreis arbeitet dann

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entsprechend der vorstehenden Erläuterung beim Zuführen des HF-Brregungsstromes an die Induktionsheizspule. Wegen des Lichtkopplungspfades ist eine elektrische Isolierung zwischen den Antastkreisen und den von der Bedienungsperson gesteuerten Bestandteilen der Steuerschaltung vorgesehen. Anstelle der hier beschriebenen Kopplung über Licht könnte auch ein Reed-Schalter anstelle von PD, vorgesehen werden und auf magnetischem Weg von der Leistungssteuerung betätigt werden, um so eine ähnliche Isolierung der Bedienungsperson von der Stromversorgung herzustellen.

Bei dem AusfUhrungsbeispiel nach Fig. 7 wird das erste, zu Steuerzwecken rückgekoppelte HF-Steuersignal von dem aktiven Zerhacker-Schwingelement C, abgenommen. Zu diesem Zweck liegt ein Rückkopplungswiderstand R, an dem gemeinsamen Punkt zwischen L, und C., d.h. den beiden wesentlichen Schwingkreiskomponenten der Leistungsstufe. Man sieht aus Fig. 3» daß die Glättungskomponenten L, und C, nicht vorgesehen sind: die Spule L, arbeitet hier als Induktionsspule.

Die erste HF-Steuerspannung, die vom Kondensator C₁ abgenommen wird, wird über den Widerstand R-, und den zur Anlage beider Steuersignale bestimmten Kopplungskondensator C^ an die Basis des ersten Steuerschalters Q₅ gelegt. Das zweite Wechselspannungs-Steuersignal von der Frequenz der HF zwischen den Schienen 15 und 16 einschließlich der NF am Ausgang von CR, wird über den Widerstand R, und den Kondensator C₁. an die Basis von Q,- gelegt. Durch entsprechende Blnstellung des veränderlichen Widerstandes R_Q (zwischen C₁. und R,) kann das Verhältnis der beiden Steuersignale eingestellt und die Größe des gesamten RUckkopplungssignals dadurch gesteuert werden, daß man den Wider-

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-abRp dazu verwendet, das Anlaufverhalten nahe der Versorgungsspannung null für alle Belastungen einzustellen.

Das an die Basis des ersten Schalttransistors Q^ gelegte Gleichspannungspotential wird von einer getrennten Niederspannungs-Gleichstromquelle erhalten, die zunächst einen Transformator T, aufweist. Die Primärwicklung von T, liegt vor dem Schalter S, an den Netzleitungen 11 und 12. Zweckmäßig ist ein zweiter Schalter Sp vor der Anschlußstelle von T₁ vorgesehen, und mit S₁ in solcher Weise gekoppelt, daß Sp jedenfalls vor S₁ geschlossen wird. Die Sekundärwicklung T_1C- von T₁ speist eine zweite Vollweg-Gleichrichterbrücke CRp, deren Ausgang über einen Belastungswiderstand R₅₁ abfällt. R-^₁ liegt über einen Begrenzungswiderstand R,p parallel zu einer Zenerdiode Z^. Die über Z-, erscheinende Ausgangsspannung wird über einen weiteren Widerstand R„ an eine Reihe von drei Dioden Dj., D^ und D- gelegt. Die Reihenschaltung dieser Dioden liegt ihrerseits in Reihe mit einem Widerstand R^ zwischen der Basis von Q₁- und der Hochspannungsschiene 16, wobei R.,., an dem gemeinsamen Punkt von R^ und der Diodenkette liegt, wie Pig. 7 ohne weiteres eindeutig zeigt.

Die getrennte Niederspannungs-Gleichspannungsversorgung über T, und CRp weist keinen Pilterkondensator auf, so daß hinter CR₂ ein pulsierender Gleichstrom mit doppelter Netzfrequenz erscheint, also von 12o Hz bei 60 Hz Speisewechselstrom. Wegen des Schließens von S₂ vor S₁ liegt eine Gleichspannungsvorspannung vor, bevor ein Spannungsaufbau an dem Schwingkreiskondensator C₁ beginnt. Beim erstmaligen Anschalten des Gerätes wird der erste Steuertransistor Q<- in der oben unter Hinweis auf Fig. 2 erläuterten Weise angeschaltet, d.h. leitend gemacht. Dadurch

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wird Q^ leitend und Q, wird angeklemmt, ohne daß "feuert" bis diejenige Zeit verstrichen ist, an deren Endejdie vollen 2o V der Hegelspannung von Z, sich über dem Filterkondensator Cq aufbaut. Wenn dies eintritt, ist bereits genügend Schwingkreisenergie in C₁ gespeichert, um ein sicheres Anschalten des Zerhackers möglich zu machen. Beim nächsten Nulluurchgang des Stromes eines Wellentales von V zwischen 15 und 16 wird Q^ gesperrt, und zwar aufgrund der Wirkung des rückgekoppelten -dV^/dt-Potentiales über den Widerstand R am Nullpunkt, wie unter Hinweis auf Fig. Jb bereits erläutert wurde. Gleicnzeitlg schließen Q. und Q-.. Unmittelbar nach einem Nulldurchgang von V\ in positive Richtung wird Q-. durch die posi-

S J)

tiv werdende Gleich-Vorspannung und das positive dV^/dt an der oasis von Q- wieder angeschaltet.

Dadurcn kann nun Q^ angeschaltet werden und der zur Zeitsteuerung dienende Kondensator C- wird über die Widerstände R. und H₇ auf den vollen Wert des Niederspannungs-Gleichstromkondensators Co geladen, um dann Q-. anzuschalten; am üüde von t₂ wird ein Anschaltimpuls an den Transistor Q^ gegeben, der nunmehr den Leistun^styristor Q₁ anschaltet.

Nach dem Leitendwerden von Q₁ wird die auf dem Speicherkondensator C, gespeicherte Ladung in Schwingkreis-Manier durch die Induktionsheizspule L₁ gedruckt und der Kreis arbeitet dann mit seiner vorherbestimmten πon«η ArLeitsfrequenz und der Periode T in der vorher beschriebenen Weise fort. Zu diesem Zeitpunkt übernimmt dann die von C₁ über R-, rückgekoppelte HF die Steuerung und schaltet Qf- mit der Hochfrequenz in der oben bescnriebenen Weise an und aus. Die Leistungsabgabe wira durch Veränderung der Einstellung von Rp gesteuert, um so die Größe der

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RUckkopplungsspannung über C₁, zu beeinflussen. Ein Absenken dieser RUckkopplungsspannung auf einen Wert von etwa null bewirkt dann ein Aufhören des Schwingens des Kreises.

Die RUckkopplungsspannung über den Kondensator Cj. stellt sicher, daß der Steuerschalter Q^ nicht weiter durch die RUckkopplungskomponente der HF an- und abgestellt wird, bis kurz nach einem Nulldurchgang der Netzversorgung die Vorspannung auf null geht und auch die Rückkopplungskomponente schnell kleiner wird, woraufhin nunmehr Qj- öffnet und abgestellt bleibt, bis Q„- schaltet und geschlossen bleibt, bis die Vorspannung wieder positiv wird, um Q,- anzuschalten und fUr eine weitere Halbwelle die Schwingungen fortgesetzt werden.

Wenn die Schaltung ungeladen ist, ist die Spannung an C- viel höher als im geladenen Zustand der Schaltung. Die Wirkung einer hohen Spannung an C₁ nach dem ersten Intervall t₁ nach starten hinter einem Nulldurchgang besteht darin, es der ansteigenden Oleichspannung zu ermöglichen, die Basis von (L zu fangen und Q^ nach der ersten oder zweiten Schwingung der HF angestellt, d.h. leitend, zu lassen, wodurch für den Rest der Halbwelle die Schwingung angehalten wird. Bs werden also einige wenige HF-Impulse bei relativ niedriger Versorgungsspannung kurz nach Jedem Nulldurchgang erzeugt, wenn die Schaltung nicht geladen 1st, und die dabei aufgenommene Leistung ist demgemäß vernachlässigbar klein.

Wenn die Schaltung durch induktive Kopplung an L₁ mit einem Widerstand belastet ist, dann kann die Spannung an C₁ den Schalter Q^ nicht über eine normale Zeit von tp angeklemmt halten und die Anstiegsgeschwindigkeit der Vorspannung kann die Basis von Q^ nicht fangen. Dadurch

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-?e- η ι ρ 21

wird Q(- nach Ablauf einer normalen Zeit tp gesperrt und gleichzeitig wird der PUT Q-, und Q gezündet, um nunmehr für eine vollständige Halbweile der Versorgungsspannung den Kreis schwingen zu lassen. Die Schwingungen hören kurz vor dem nächsten Nullpunkt auf, wie oben erläutert wurde, und beginnen dann kurz hinter diesem Nullpunkt sich wiederholend für alle folgenden Halbwellen, bis die Belastung - z.B. der Metallboden eines Kochtopfes - von L, weggenommen wird, oder der ganze Herd abgeschaltet wird.

Wenn die Induktionsheizspule nicht belastet ist, (kein Topf darauf), entwickelt sich eine etwas größere Rückkopplungsspannung über C, und bewirkt dann durch Kopplung an Cu, daß Q,- über mehr als eine Periode des Zerhackers angeschaltet bleibt, so daß das Oleichstrom-Vorspannungspotential die Steuerung von (^ übernimmt und die HF-Rückkopplung von C, wird nunmehr schlagartig reduziert, und die Schwingungen hören nach einem oder zwei HF-Impulsen auf. Dabei ist folgendes wichtig: Wenn die Belastung, z.B. ein Kochtopf, von der Induktionsspule L, abgenommen wird, geht die ganze Schaltung nach Flg. 7 auf einen Eingangsleistungspegel zurück, der im wesentlichen null ist, so daß bei Betrieb ohne Belastung die Schaltung nur kleinste Ohm'sche Verluste überwindet und praktisch keine Leistung verbraucht wird.

Wenn nun der Kochtopf wieder auf die Induktionsspule gestellt wird, so daß der von Kochtopf und Induktionsspule gebildete Transformator sekundärseitig belastet wird, geht der Kreis sofort wieder in den Schwingzustand über und arbeitet in der oben beschriebenen Art und Weise.

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Bs ist weiter festzustellen, daß die von einem Kochtopf bei der Schaltung in Fig. 7 aufgenommene Leistung für relativ große Leitfähigkeitsbereiche des Metalls des Topfes konstant bleibt, daß die Größe des Topfes keine erhebliche Rolle spielt, und daß eine große Anzahl verschiedener Töpfe mit der gleichen Leistung geheizt werden können Dieses zweckmäßige Merkmal ergibt sich aufgrund der Änderungen der Zeitintervalle t, und t„, die gewissermaßen von der Abstimmung der Selastungsspule L, durch die Belastung durch den Topf in solcher Weise bestimmt wird, daß die aufgenommene Leistung im wesentlichen konstant · bleibt. Erkennbar handelt es sich hler um einen erheblichen Vorteil der erfindungsgemäßen Einrichtung gegenüber Induktionsheizeinrichtungen nach dem Stand der Technik.

Bei der Schaltung nach Pig. 7 tritt folgendes Phänomen auf: In der Induktionsheizspule L, fließt ein intermittirender Sinusstrom im Gegensatz zu einem kontinuierlichen Strom von Sinusgestalt; der intermittierende Sinusstrom hat natürlich höhere Harmonische, die eine gewisse HF-Belastung der Umgebung bedingen. Der über der Induktionsheizspule angeordnete Kochtopf hat die Tendenz, diese Harmonischen stark zu reduzieren; die Harmonischen bleiben aber dennoch immerhin erfaßbar. Außerdem besteht eine elektrostatische Kupplung zwischen der Leistungsspule und dem Kochtopf, wodurch der Kochtopf ein anderes als Erdpotential zumindest in den einer HF entsprechenden kurzen Zeiten annehmen kann, wobei dieses vom Erdpotential abweichende Potential sich auch geringfügig periodisch mit der Zerhackerfrequenz ändern kann. Tatsächlich ist die Kapazität bzw. der kapazitive Widerstand zwischen der Spule und dem Topf ausreichend, um einen nicht ganz vernachlässigbaren Strom fließen zu lassen, wenn der Topf nicht geerdet ist. Wenn also eine Bedienungsperson, z.B.

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eine Hauefrau in diesen Fall den Topf berührt und selbst geerdet ist« kann die Bedienungsperson bei ungünstigen Verhältnissen einen leichten Schlag bekommen. Die elektrostatische Kupplung kann nun nahezu vollständig vermieden werden, wenn eine elektrostatische Abschirmung BS, zwischen der Induktionsheizspule und dem Kochtopf verwendet wird, welche die Eigenschaft hat, das Magnetwechselfeld durch sich hindurchtreten.zu lassen. Diese elektrostatische Abschirmung kann aus einer Mehrzahl von parallelen und elektrisch gut leitenden Bändern, Streifen oder Stäben bestehen, die in ihrer Mitte miteinander verbunden sind und über diese Verbindung geerdet sind; s. hierzu die schematische Darstellung nach Fig. 7A. Vorzugsweise werden diese zur Abschirmung dienenden leitfähigen Bänder oder Streifen durch ein SprUhverfehren, spritzen oder malen an der unteren Fläche einer isolierenden Platte aufgebracht, auf die man dann den Kochtopf 51 stellt; s. Fig. 7.C. Hinsichtlich dieser Isolatorplatte 49 und damit verbundener Eigenheiten sei bei Interesse auf die oben öfters genannte deutsche OS der Anmelderin verwiesen.

Fig. 7B zeigt eine andere Form einer elektrostatischen Abschirmung, bei welcher die ganze untere Fläche des Isolators 49 über der Fläche von L₁ mit einem einen hohen Widerstand aufweisenden, elektrisch aber leitenden Belag beschichtet ist, der die elektrostatische Abschirmung selbst bildet. So ist beispielsweise eine Abschirmung mit einem Widerstand von 1 5oo Ohm zweckmäßig, wodurch eine kapazitive Kopplung mit mehr als 4o db bedämpft wird. In dem überzug werden nur vernachlässigbare Leistungen aufgenommen. Wenn man mit einem Temperaturfühler arbeiten will, was ebenfalls in der öfters genannten Offenlegungsschrift der Anmelderin im einzelnen

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MO

erläutert ist, kann margin der Platte 49 und auch in der Schicht BS₁ eine mittige Öffnung vorsehen, so daß praktisch von unten her ein optischer Pfad zum Boden des Kochtopfes besteht, durch welchen ein entsprechender Sensor die Temperatur des Bodens des Topfes erfassen kann. Die zu erfassende und für die Temperatur des Topfbodens kennzeichnende Größe ist dabei dessen Infrarotspektrum und -intensität. Es bedarf keiner weiteren Erwägung, daß eine solche Abschirmung der beschriebenen * Art auch bei den anderen Ausführungsbeispielen ohne weiteres möglich ist, wie der Fachmann auf den ersten Bfek sieht.

Die Figuren 8 und 8A - 8G sind schematische Darstellungen verschiedener körperlicher Anordnung zur mechanischen Halterung bzw. Aufhängung der verwendeten Induktionsheizspule L, bzw. L,, sowie zur körperlichen Bewegung der Spule von der Stelle des Topfbodens weg und auf diese zu. Diese Möglichkeit der Bewegung der Heizspule gestattet u.a. eine Beeinflussung der Übertragenen Leistung durch Veränderung des Kopplungsgrades auf geometrischem Wege. Durch Bewegung der Induktionsspule kann man die induktive Erhitzung des Bodens des Topfes 31 aufgrund bekannter physikalischer Phänomene ändern. Wenn die Induktionsheizspule relativ zum Topfboden bewegbar ist, dann kann man ggfs. auf die Leistungssteuerung des Zerhackers verzichten, die beispielsweise unter Hinweis auf Fig. 5 erläutert wurde. Bs ist daran zu erinnern, daß die Nullpunktansohaltung und -abschaltung durch die Ansteuerung der Basis von Q^ in Fig. 5 mittels eines Reed-Schalters oder mittels einer Lichtleitung zum Anschluß an eine Fotozelle bewirkt wird, und zwar ohne eine Betätigung des Hauptschalters S,. So kann z.B. der Zerhacker auf verschiedene Arten von Betätigungssignalen ansprechen, die eine sehr

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HIP

kleine Leistungsaufnahme bilden, wie beispielsweise eine Berührungssteuerung, eine Lichtschrankensteuerung, eine Steuerung bzw. eine Erfassung des Druckes und einer Temperatur des Inhalts des Kochtopfes usw. Bei der Anordnung nach Flg. 8 ist die gesamte Heizspule L, in einem konzentrischen Aluminiumring 7ol aufgehängt, welcher seinerseits auf einer spinnenartigen Halterung 7o2 aus einem Kunststoff gehalten ist, der seinerseits nicht induktiv von L, beheizt werden kann. Die Trageinrichtung 7o2 1st auf- und abbeweglich auf einer Kolbenzylinderanordnung 7o3 befestigt, wobei eine hydraulische Flüssigkeit sich im Zylinder befindet. Die hydraulische Flüssigkeit steht über eine Leitung 7o5 mit einem Regelzylinder 706 mit Kolben 7o7 in Verbindung, dessen Stellung durch eine Handhabe 7o8 veränderbar ist. Ersichtlich kann man durch Veränderung der Stellung des Kolbens 7o7 im Zylinder 7o6 vermittels der Handhabe 708 die Höhenstellung des Tragelementes 7o2 und damit auch der Heizspule unterhalb des Kochtopfes verändern bzw. einstellen, um dadurch die Kopplung zwischen Spule und Kochtopf und damit die übertragene Leistung zu ändern. Wenn man eine TemperaturUberwachung zusätzlich vornehmen will, wird ein Infrarotsensor 54 alt einem darüber befindlichen optischen Zerhacker in einem Lichtpfad angeordnet, der vom Pfannenboden auf den Detektor frei ist. In der Spule befindet sich eine freie Mittelöffnung 709, um einen Lichtpfad vom Boden des Topfes 51 bis auf den Detektor 54 sicherzustellen.

Wie der optische Zerhacker, im wesentlichen ein kleiner Propeller 53, arbeitet, ist der genannten älteren Anmeldung des Anmelders zu entnehmen. Bs ist selbstverständlich in nicht gezeigter Weise möglich, den Sensor 5* al« Istwertgeber für die Heizleistung, d.h. eigentlich die

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Temperatur des Topfbodens zu verwenden, einen entsprechenden Sollwertgeber vorzusehen und die weiteren Teile der Pig. 8, insbesondere die Höhenverstellung im Rahmen einer Regelschleife zu verwenden, die die aufgenommene Leistung stets auf einem Sollwert hält.

In Fig. 8A ist eine andere Anordnung zur Bewegung der Induktionsspule L·, bezüglich des Bodens der Pfanne oder des Topfes (nicht dargestellt) zu JUvdai»R, wobei die Spule L, und der Aluminiumring 7ol auf einem flexiblen Bälg 711 angeordnet sind, wobei der Balg hydraulisch oder pneumatisch eine Höhenverstellbarkeit von L·, bewirkt. Per Balg 711 steht mit einer Zuführungsleitung 712 in Verbindung, die auf einer Welle 71J5 auf- und abwickelbar ist. Wenn man diese Welle 713 Im Uhrzeigersinn dreht, geht L, durch Ausdehnung des Balges nach oben und umgekehrt. Auch diese Anordnung läßt sich wie die nach Fig. 8 im Rahmen einer Regelschleife verwenden, was dem Fachmann nicht näher erläutert werden muß.

Fig. 8b zeigt eine gewissermaßen umgekehrte Anordnung bezüglich der Ausbildung nach Fig. 8A, wobei der flexible Balg 711 zwischen der Spule L-, und der unteren Fläche der Isolierplatte 49 angeordnet ist, auf die ihrerseits das Kochgefäß zu stellen ist. Wie man hler den Abstand zwischen dem Topfboden und der Spule verändern und diese Veränderung im Rahmen einer Regelschleife verwenden kann, sieht der Fachmann ohne weiteres.

Man kann bei der Anordnung nach Fig. 8B als Strömungsmittel im Balg eine Flüssigkeit oder ein Gas verwenden, welche bzw. welches einen entsprechenden thermischen Bxpanaionskoeffizienten hat, so daß die Spule nach unten verschoben wird, wenn das Strömungsmittel im Balg durch

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den auf der Platte 49 stehenden und heißen Kochtopf ge- . heizt wird. Diese Anordnung is,t bei richtiger Wahl der Betrlebsparaneter bereits für sich eine echte geschlossene Regelschleife.

Bei der Anordnung naoh Fig. 8C ist die Halterung 7o2 für die nicht dargestellte Spule auf einer Gewindestange 715 gelagert. Die Oewindestange 713 ist drehfest aber axial beweglich gelagert und steht in Eingriff mit einer Gewindescheibe 716, die ortsfest, aber drehbar ist. Diese Gewindescheibe 716 hat ein Außengewinde und über dieses Außengewinde kann die Oewindescheibe durch eine Gewindeschnecke 717 gedreht werden. Diese Hebe- und Senkvorrichtung ist im ganzen in einem Gehäuse 718 untergebracht. Auch hier ist die Anwendung der Anordnung im Rahmen einer Steuereinrichtung oder einer kompletten Regelschleife nach dem vorstehend erläuterten offenbar.

Fig. 8D zeigt eine noch einfachere und in der Herstellung billigere Hebeiahordnung, bei welcher die Induktionsheizspule L, über den sie umgebenden Aluminiumring 7ol auf FUhrungssäulen auf- und abbewegbar ist und mittels Federn 72o naoh oben vorgespannt ist. Die Spule wird dadurch abgesenkt, daß man an einem Band 723 oder dgl. zieht, das an der Spule befestigt ist und nach unten führt. Das Band geht um eine glatte Stange 724 oder dgl. im etwa rechten Winkel und von dieser Stelle zu einer Trommel 72o oder dgl. Das Ende des Bandes JSv in.der aus Fig. ÖD ersichtlichen Welse mit einer kleinen Feder 73o oder dgl. festgelegt, um das Drehmoment minimal zu halten, das über die Welle 730 für die Scheibe 72o aufgewendet werden muß, um die Spule auf- und abzubewegen. Die ganze Anordnung wird dabei von der Aluminiumplatte 48 getragen, auf welcher (selbstverständlich über einer öffnung) die Keramik-

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MM

platte 49 liegt, die ihrerseits zum Daraufstellen eines Kochtopfes dient.

Bei der Senk- oder Hebeeinrichtung nach Fig. 8E ist die in einer flachen Spirale gewickelte Induktionsheizspule L, über ihren Aluminiümring 7ol an den freien Bnden einer Art Nürnberger Schere befestigt, die aus vier Stäben 725 - 728 besteht. 729 ist ein Block mit Innengewinde,-durch welchen eine Gewindestange 731 führt, die am lin-

in
ken freien Ende* drehbar undrihrer axialen Richtung fest an der Gelenkstelle zwischen den Stäben 725 und 728 befestigt ist. Man muß nur die Gewindestange 731 drehen, um in einer ohne weiteres erkennbaren Weise die Heizspule L, auf- und abzubewegen. Die Gewindestange 731 kann man dabei durch die vordere Vertikalplatte des Herdes führen und mit einem Steuerknopf versehen, so daß die Hausfrau von sich aus die erforderliche Einstellung vornehmen kann. Auch hier ist selbstverständlich der Einbau der Stelleinrichtung in eine Steuereinrichtung oder eine komplette Regelschleife erforderlich, wie der Fachmann sieht.

Bei der Ausführungsform nach Fig. 8F ist die Induktionsheizspule L-, über einen Aluminiumring 732 gelagert, wobei 733 das Versorgungskabel für L, ist. Die Außenkante des Aluminiumrings 732 weist ein Gewinde auf, das mit dem dargestellten Innengewinde eines drehbar gelagerten zylindrischen Teils 734 in Eingriff steht. Der Zylinder 734 weist zwei Radialflansche 735 und 738 auf. Der Radialflansch 735 am oberen Ende weist eine Umfangsnut auf, mittels welcher er drehbar aber axial fest in einer Halteplatte 737 befestigt ist, während der untere Radialflansch 738 ein Außengewinde aufweist, über welches in

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der ohne weiteres ersichtlichen Weise der Zylinder 734 mittels einer Gewindeschneclce 759 verdreht werden kann. Man muß hier also nur dafür sorgen, daß die Induktionsheizspule L, drehfest ist, so daß sie durch Relativdrehung im Zylinder 7j54 durch das angedeutete Gewinde auf- und abbewegbar ist. Mit 44 1st wieder eine Isolatorplatte zur Aufnahme des Kochgefäßes 51 bezeichnet.

Bei der Ausführung nach Pig. 8g ist die Induktionsspule L, wieder auf einem Tragring 741 aus Aluminium gelagert, der in einem feststehenden Zylinder 473 auf- und abbewegt werden kann. Der Aluminiumring 741 ist über eine Schubstange 742 an einen schematisch dargestellten Exzenter 744 gekoppelt, der eine exzentrische Achse 745 aufweist. Wenn man die Bxzenterflache 744 um die Achse 745 dreht, erreicht man die ohne weiteres'ersichtlich verschiedenen Höhenstellungen der Spule L-. Auch diese Anordnung läßt sich wieder in eine ggfs. automatisierte Steuereinrichtung oder eine vollständige Regelschleife zur Verstellung des Abstandes von L-, zum Boden des Kochgefäßes anwenden.

Flg. 8h ζβίφ die Kennlinie der von einer Induktionsheizspule L, oder L, an eine induktiv gekoppelte Belastung gegen die Entfernung zwischen der Induktionshelzspule und der Belastung. Bei dem gezeigten Beispiel ist die Induktionsheizspule unmittelbar unter einem Kochtopf aus Edelstahl angebracht, dessen Durchmesser gleich dem Durchmesser der Spule oder größer als dieser ist. Bine maximale Leistung von etwa 1 4oo W kann auf die Belastung übertragen werden, wenn ein Zerhacker etwa nach Fig. 5 verwendet wird, der aus einer Wechselspannungsquelle von II0-120 V 15-20 A zieht. Bei sich vergrößernder Entfernung zwischen Belastung und Spule wird die übertragene

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H 1 P

Leistung sehr schnell kleiner und geht dann asymptotisch auf einen mehr oder minder konstanten Wert einer Leistungsaufnahme von 25o W über« wenn der Abstand zwischen der Oberseite der Spule und dem Boden des Topfes etwa 5 cm beträgt. Man sieht, daß die Kennlinie von dem maximalen Wert der Übertragenen Leistung recht linear bis zum asymptotischen Teil übergeht. Daraus ergibt sich, daß man bei einer Steuerung den Abstand recht genau proportional zur übertragung annehmen kann, was bei Steuerung der Entfernung wie bei einem herkömmlichen Herd erhebliche Vorteile bietet. Eine kleine Schwierigkeit bei der mechanischen Steuerung der Belastung liegt darin, daß die Leerlaufleistung der Induktionsspule und des Zerhackers konstant bleibt und den Wirkungsgrad der Heizung bei niedriger Leistungsaufnahme schlechter macht als bei hoher Leistungsaufnahme. Im Oegensatz dazu bleibt aber der Wirkungsgrad bei verschiedenen Leistungsaufnahmen konstant, wenn die Arbeitsperiodenmodulation zur Xnderung der übertragenen Leistung verwendet wird, weil in diesem Fall der Abstand zwischen der Heizspule und dem Boden des geheizten Topfes nicht verändert wird.

Zusätzlich zu den oben aufgezeigten Möglichkeiten einer Leistungssteuerung kann man auch die Kondensatoren C, oder C, zu Zwecken der Veränderung der Leistungsabgabe des Schwingkreises veränderlich machen, was in der oben genannten Offenlegungsschrift der Anmelderin im einzelnen erläutert ist. Bei solchen Anordnungen kann die Sperre, die während des Schaltens der Kondensatoren den Transistor Qg in Fig. 5 trifft, dazu verwendet werden, einen Hochfrequenzbetrieb während des Schaltvorganges aufrecht zu erhalten.

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, Η 1 P

Die Figuren 9* 9Α und 9Β zeigen weitere Ausführungsbeispiele der Hochleistungskreise, die man mit Tyristoren und Hochleistungsdioden verwend-en kann, insbesondere, wenn die Leistungsabgabe relativ hoch sein soll. Wenn man z.B. die Schaltungen nach den Figuren, 2, 5 und 7 mit 24ο V Netzspannung und einem gezogenen Strom von 3o-5o A verwenden will, geht man zweckmäßig zu den Eingangsschaltungen nach Figuren 9, 9A oder 9B über. Bei der Schaltung nach Fig. 9 liegen in jedem Zweig der VoIlweg-Oleichrichterbrücke zwei hintereinander geschaltete Dioden D₁** ^D1B* ^usw* Parallel zu Jeweils zwei solchen Dioden in einem Zweig liegt erkennbar ein Spannungsteiler, dessen Mittelabgriff Jeweils an der Verbindungsstelle der zwei hintereinander liegenden Dioden liegt. Auf diese Weise kann man Jeden Brückenzweig mit der doppelten HOehetspannung einer Diode belasten.

Wenn man weiterhin den Strom in jedem Brückenzweig vergrößern will, kann man in Jedem Brückenkreis zwei parallele Diodenpaare verwenden, wie Fig. 9B ohne weiteren Kommentar darstellt: Bs können also Dioden verwendet werden, deren HOChatspannung und Höchststrom nur halb so groß wie die diesbezüglichen Werte in Jedem Brückenzweig sind.

Man kann auch nicht nur zwei hintereinander geschaltete Dioden« sondern sogar ggfs. drei solche Dioden mit den evidenten Ergebnissen verwenden; selbstverständlich ist zu einer Erhöhung des Stroms in jedem Brückenzweig bei gleichen Dioden auch die Parallelschaltung von mehr als zwei Diodenpaaren möglich.

Wenn man die Betriebsspannung für irgendeinen gegebenen Leistungstyristor Q. erhöhen will, dann kann man zwei

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entsprechende Tyristoren in Reihe gemäß Fig. 9A schalten, um damit praktisch einen doppelten Tyristor mit entsprechend doppelt hoher Betriebsspannung zu erhalten. Wie Fig. 9A zeigt, sind mehrere Glättungskreise C-, R₁^. vorgesehen, um Einschaltspannungsspitzen der wiederangelegten Vorwärtsspannung an jedem Tyristor Q₁ zu vermindern. Jeder Tyristor der Reihenschaltung weist eine solche Schutzschaltung auf. Ebenso weist jeder Tyristor seinen eigenen Schalttransistor Q₂ auf, wobei jeweils zwei zusammengehörige Q₂ von einem Impulstransformator T, angesteuert bzw. erregt werden. Dieser Transformator hat mehrere Sekundärwicklungen A und B und eine einzige Primärwicklung C, wobei jedem Schalter Q₂ eine Sekundärwicklung A bzw. B zugeordnet ist. Selbstverständlich hat der Transformator einen für diesen Einsatzzweck geeigneten Kern bekannter Art. Die Primärwicklung C liegt im Kathodenkreis des jeweiligen PUT Q, und auf diese Weise werden gleichzeitig Antastimpulse über die Wicklungen A und B abgegeben, wenn der PUT Q, leitend gemacht wird, nachdem sein Zeitgeberkondensator C₅ im wesentlichen vollgeladen ist. Die Schaltungsteile nach den Figuren 9, 9A und 9B arbeiten hinsichtlich weiterer Kriterien und Parameter so, wie dies oben unter Hinweis auf die Figuren 2, 5 und 7 erläutert ist, so daß sich hier weitere Ausführungen erübrigen.

Patentansprüche

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Claims

Patentanwalt

Dlpl.-Ing. Midiael Korn 2 3 2 9 7 A 3

8033 Mönchen - Krailllng Gartenstrcße 13

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Patentansprüche

1* Induktionsheizeinrichtung, gekennzeichnet durch eine ^y Hochspannungs-Energieversorgung zur Erzeugung einer NF-Hochspannung etwa in Gestalt eines pulsierenden Gleichstromes, einen HF-Generator an der Stromversorgung, der aus in Reihe geschalteten kapazitiven und induktiven Schwingkreiskomponenten besteht und bei dem mindestens ein induktives Element die Heizspule ist; einen Leistungstyristor parallel zur Serienschaltung aus L- und C-Gliedern; eine von der NF-Versorgung gespeiste Niederspannungsgleichstromversorgung; eine Antast- bzw. Steuerschaltung zur Steuerung des Tyrlstors derart, daß der L-C-Schwingkreis bei wiederholtem Anschalten bzw. Leitendwerden des Tyristors durch die Antastschaltung wie ein Serienschwingkreis schwingt, wobei die Antast-Schaltung zwei Steuersignale erhält, nämlich einmal ein von einem Schwingkreiselement abgenommenes HF-Signal mit der Frequenz der L-C-Reihenschaltung und ein NF-Signal mit der Frequenz der Energieversorgung, wobei ein Signalgenerator HF-Signale solcher Größe an den Tyristor legt, daß dieser sicher anschaltbar ist; eine Steuerschaltung für den Antast-Signalgenerator und eine Gleichstromvorspannungsqueile als von diesem Schalter gesteuerte Größe; sowie durch eine Kopplungseinrichtung zum Ankoppeln sowohl des HF-Signales als auch des NF-Signales an die Schalteinrichtung zur Steuerung derselben zusammen mit der Gleichspannungsvorspannung derart, daß der Tyristor sowohl beim ersten Mal als auch im Betrieb jeweils nur dann angeschaltet wird, wenn die pulsierende Speisespannung sich zumindest nahe an einem Nullpunkt befin-

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det, wodurch für alle Belastungen von niedrigster Belastung bis zur höchsten möglichen Belastung stets ein nahezu sinusförmiger Speisestrom ohne die Notwendigkeit von Filtern gezogen wird.

2. Einrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch der Steuerschaltung zugeschaltete Verzögerungsmittel zum Verzögern der Einschaltung der Steuerschaltung vom Beginn des anfänglichen Einschaltens der ganzen Einrichtung, wodurch ein Leitendwerden des Tyristors erst möglich ist, wenn genügend Energie in den speichernden Bauteilen des Schwingkreises gespeichert ist.

3· Einrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine zweite Verzögerungseinrichtung an der Steuerschaltung zur Verzögerung des längeren Abschaltens des Transistors Jenseits der HF-Periode des Serienschwingkreises, bis ein Nulldurchgang oder Nullpunkt in der Speise-NF erscheint.

4. Einrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Betriebsperiodensteuerung für die Steuerschaltung unabhängig von und in Verbindung mit dem Gleichspannungspotential und der gemeinsamen Kopplungseinricntung, um dadurch die von der Induktionsheizspule abgegebene Leistung zu beeinflussen bzw. zu steuern.

5. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurcn gekennzeichnet, daß die Speise-NF von einem netzgespeisten Voilweg-Gleichrichter gebildet ist, wobei die Brücke Dioden mit schneller Erholungszeit aufweist, und daß der als Leistungsschalter arbeitende Tyristor nur in einer Richtung leitet, wobei die Brücke elektrisch gesehen eine doppelte Wirkung hat, nämlich als Gleichrichter

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einen pulsierenden Gleichstrom zu liefern und als Rückkopplungspfad die entgegengesetzten Ströme um den Tyristor herum zu führen.

Hinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der HF-Schwingkreis eine Filterinduktivität (L₂) aufweist und der Tyristor (17) in Reihe zu dieser Induktivität an der Energieversorgung liegt, daß das induktive Element L, und das kapazitive Element C. des Reihenschwingkreises in Rihe miteinander parallel zum Tyristor liegen und solche Werte haben, daß Reihenresonanz bei der gewünschten Arbeitsfrequenz des Schwingkreises entsteht, wobei die Periode T eines Arbeitsspiels des Tyristors einen ersten Teil t, und einen zweiten Teil tg aufweist, und der Tyristor während t« leitet und so die Serienschwingungen ermöglicht, und während t« sperrt, in welcher Zeit wieder geladen wird, wobei *»*₂t₂ im wesentlichenTC/2 Bogengraden bei der Arbeitsfrequenz oder größer ist und wobeit>₂ gleich (LgC₁)' ist, wodurch die wiederangelegte Vorwärtsspannung am Transistor nach jedem Leitfähigkeitsintervall t. im wesentlichen Last-unabhängig ist.

7. Einrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Temperatur-fühler zur Erfassung des beheizten Gegenstandes und eine davon beaufschlagte Steuerschaltung zur Steuerung des ersten Steuerschalters unabhängig von und in Verbindung mit dem Gleichstrompotential und der beide Steuerfrequenzen leitenden Kopplungseinrichtung.

8. Einrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch

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Sl

eine zu Gl£ttungszwecken dienende Induktivität L, mit zugeordnetem Kondensator C, in Reihenschaltung, wobei diese Bauteile ein Teil des Reihenschwingkreises sind und solche Werte haben, daß alle induktiven und kapazitiven Bauteile des Zerhackers in Reihenresonanz schwingen und dabei die Leitfähigkeitsperiode t. des Tyristors bestimmen, wobei die zu Qlättungszwecken vorgesehenen Bauelemente den Strom durch die zu Qlättungszwecken vorgesehene Spule im wesentlichen sinusförmig gestalten, ohne daß erhebliche HF-Komponenten auftreten, und wobei die Glättungsspule die Induktions· heizspule ist.

9. Einrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die HP-Steuerspannung von der Glättungsspule L, abgenommen wird, und daß die für die beiden Steuerfrequenzen dienende Kopplungseinrichtung wie eine Differenzierschaltung arbeitet.

10. Einrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen zweiten Steuerschalter zur Beeinflussung des Wertes der an den ersten Steuerschalter angelegten Oleichspannung, sowie durch eine Verzögerungsschaltung als Teil der zweiten Steuerschaltung zum Verzögern des Anschaltens der ersten Steuerschaltung durch die zweite Steuerschaltung beim anfänglichen Anschalten der Einrichtung, um auf diese Weise ein vorzeitiges Leitendwerden ("feuern") des Tyristors vor dem Aufbau einer ausreichenden Energie in den Schwingkreiskomponenten zu verhindern.

11. Einrichtung nach einem oder mehreren der vorstehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Betriebsperioden-

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->β- Η 1 P

Steuerung, welche einen mit einem Transistor mit zwei Basen arbeitenden Relaxations-Schwingkreis an der Niederspannungsgleichstromquelle aufweist, um ein Sägezahn-Signal zu erzeugen, einen Feldeffekttransistor als Verstärker und einen linear steuerbaren Transistor Verstärker an der Niederspannungsgleichstromquelle, wobei der Feldeffekt-Transistor-Verstärker zur Kopplung des Rampensignals an den linear steuerbaren Transistor-Verstärker als Eingang dient und der linear steuerbare Transistor-Verstärker durch eine Bedienungsperson derart einstellbar ist, daß er ein Leistungs-Steuersignal für den Bereich von null bis hundert Prozent des Sägezahnsignales erzeugt und daß dieses eine f vorgegebene Leistung darstellende Signal an den zweiten Steuerschalter gelegt ist, um dessen Arbeitsweise zu steuern. ^;

12. Einrichtung nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch einen Detektor zur Erfassung der Temperatur der beheizten Einrichtung, z.B. eines Kochtopfes, und die Ankopplung des so erhaltenen Signales an den Eingang des zweiten Steuerschalters.

13· Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch, gekennzeichnet, daß die eigentliche Induktionsheizspule hinsichtlich ihres Abstandes zu dem zu heizenden Gegenstand einstellbar veränderlich ist, um auf diesen Wege über den Grad der magnetischen Kopplung die Leistungsaufnahme zu steuern.

14. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, d*J3 die eigentliche Induktionsheizspult Ale flächiges spiralige· Bauteil ausgebildet 1st, und dad darüber

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ein Isolator-Tragteil für beispielsweise einen Kochtopf angeordnet ist, der induktiv von der Heizspule geheizt wird, und daß an der Unterseite des Isolator-Körpers eine elektrostatische Abschirmung vorgesehen ist, die ihrerseits geerdet ist.

15. Induktionsheiz-Einrichtung zum induktiven Heizen von beispielsweise Kochtöpfen und dgl., gekennzeichnet durch eine zweidimensional spiralig gewickelte Induktionsheizspule, einen daran angeschlossenen HP-Schwingkreis zum Erregen einer Wechselspannung in der Heizspule, einen über der Heizspule angeordneten Isolatorkörper zur Aufnahme eines durch die Induktionsspule zu heizenden Gegenstandes, z.B. eines Kochtopfes, und eine elektrostatische Abschirmung zwischen der Spule und dem isolierenden Körper um den darauf stehenden Netallgegenstand elektrostatisch abzuschirmen, wozu die Abschirmung elektrisch geerdet 1st.

16. Hinrichtung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die elektrostatische Abschirmung als leitender Belag mit hohem Widerstand an der Unterseite des Tragteils ausgebildet ist.

17* Hinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Leistungsschalter parallel zur NF-Versorgung mehrere Leistungstyristoren in Reihe liegen, und daß diese Leistungstyristoren mit ihren Steuerelektroden an mehreren Sekundärwicklungen eines mit einer Primärwicklung ausgestatteten Transformators liegen, der sei- \ nerseits vom Antastsignalgenerator gespeist wird. \ ' 18. Einrichtung nach Anepruoh 17, dadurch gekennzeichnet,

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daß in den vier Zweigen der QleichrichterbrUcke jeweils mehrere Dioden in Reihe und/oder parallel zueinander liegen, wenn besonders hohe Netzspannungen bzw. Ströme zu verarbeiten sind.

19. Einrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet« daß zur elektrischen Isolierung der Energieversorgung von einer Bedienungsperson ein elektro-optisches Kopplungsglied zwischen der Betätigung für die Betriebsperiodensteuerung und den Steuerschalter liegt.

20. Einrichtung nach Anspruch 14 oder 19* gekennze1chnet durch eine elektro-optische Wirkverbindung bzw. Kopplung eines Einstellknopfes für die Betiiebsperiodensteuerung und der Verbindung zum zweiten Steuerschalter, um die Energieversorgung und eine Bedienungsperson elektrisch sicher zu trennen.

21. Einrichtung nach einem oder mehreren der vorstehenden Ansprüche, insbesondere Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Antastsignalgenerator einen programmierbaren Transistor mit einem übergang (unijunction transistor) mit Anode, Anodensteuerelektrode und Kathode und einem Vorspannwiderstand zwischen der Anode und der Anodensteuerelektrode, einem Zeitgeberkondensator an der Anode, der über den Vorspannwiderstand geladen wird, aufweist, wobei der, Kontrollschalter zwischen der Niederspannunge-Oleichstroraversorgung und dem Vor- _: spannwiderstand am Transistor liegt, um das Brregerpotential durch den Widerstand an den Transistor zu steuern, und wobei die Schalteinrichtung mindestens einen Transistor aufweist, dessen Basis an der Kopplungskomponente für die beiden Steuerfrequenzen und an der VÖrspannschaltung liegt, wobei ferner die Ver-

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SC

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zögerungseinrichtung eine Zenerdiode aufweist, die den Wert bzw. die Höhe der Gleichstrom-Vorspannung an der Basis des'Transistors bestimmt bzw. steuert.

22. Einrichtung nach einem oder mehreren der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Kopplung für die beiden Weehselspannungssignale an den von einem Transistor gebildeten Schaltkreis ein Teil einer Differenderschaltung für das HP-Steuersignal ist und die zweite Schalteinrichtung mindestens einen weiteren Transistor aufweist, der den Wert des an die Basis des ersten Transistors gelegten Gieichspannungspotentials steuert, und daß die Verzögerungseinrichtung eine Zenerdiode aufweist, welche das Anschalten des zweiten transistorisierten Schalters steuert.

23. Einrichtung nach Anspruch 21, gekennzeichnet durch eine Betriebsperiodensteuerung zur Steuerung der an die Basis dee Transistorschalters angelegten Oleichspannung unabhängig von der Verzögerungseinrichtung, wobei die Betriebsperiodensteuerung einen Traneistor mit einem übergang (unijunction transistor) bestückten Schwingkreis aufweist, der ausgehend von der Oleichspannung ein Rampensignal erzeugt, und damit einen Feldeffekttransistor beaufschlagt, daß ein linear einstellbarer transistorisierter Verstärker am Ausgang des mit dem Feldeffekttransistor versehenen Transistors liegt, welcher einen linear veränderlichen Widerstand aufweist, um den Prozentsatz der Einschaltzeit im Verhältnis zur Ausschaltzeit des Verstärkers nach Maßgäbe des Rampensignals steuert, und daß ein Sperrtraneistor am Ausgang des transistorisierten Verstärkere liegt und den transistorisierten Schalter derart steuert, daß die Binschaltzeit des Transistors linear von null bis hundert Prozent der Periodendauer einstellbar ist. ,„,„,,„„g

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24. Einrichtung nach Anspruch 22 und 23, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Transistorschalter hinsichtlich der Leitungszelt in einer Perlode von null bis hundert Prozent bezogen auf die maximale Leistung einstellbar ist.

25· Induktionsheizeinrichtung mit Zerhacker und einem gesteuerten Tyristor mit Schwingkreis an einer netzgespeisten Stromversorgung, wobei eine Induktionsheizspule in dem Schwingkreis derart liegt, daß diese Spule mindestens teilweise die Schwingfrequenz des Schwingkreises bestimmt, mit einer Steuer- oder Antastschaltung für den Tyristor, welche einen Rückkopplungsde-

_r tektor vom Signal an der Heizspule erhält und ein mit der Arbeitsfrequenz des Schwingkreises synchronisiertes Signal an den Tyristor legt, wobei ein Steuersignalgenerator HP-Impulse mit der Prequenz des Schwingkreises erzeugt, weihe eine solche Energie haben, daß der Tyristor sicher angeschaltet werden kann, wobei ein Bauelement zur Kopplung von Wechselspannungssignalen den RUckkopplungs-Signal-Detektor mit dem Signalgenerator koppelt, um den Antastsignalgenerator frequenzmäßig in Takt mit der von der Belastung abhängigen Prequenz der Heizspule synchronisiert.

26. Induktionsheizeinrichtung mit Zerhacker und einem gesteuerten Leistungstyristor zur Anlage eines periodischen Erregunsstromes an eine Induktionsspule im Zer-Hfcker, mit einer Steuerschaltung für den Tyristor, welche Bauelemente des eigentlichen Zerhackerkreises aufweist, mit wahlweise bedienbaren Schaltmitteln zur Anlage eines Erregungspotentials an die Steuerschaltung, mit einer Steuerschaltung zum wahlweisen Anschalten der Schaltmittel bei oder zumindest nahe beim Beginn eines jeden Arbeitszyklus des Zerhackers, und mit

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die Leitfähigkeit des von der Induktionsspule beaufschlagten Gegenstandes berücksichtigenden Sicherheitsschaltmitteln zur Steuerung der Energiezufuhr an den die Induktionsheizspule aufweisenden Zerhacker bei
allen Belastungen der Heizspulen.

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