JPS588774B2 - 傾斜波信号発生器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は傾斜波信号発生器、特に陰極線オシロスコープ
用のミラー積頒型傾斜波信号発生器の改良に関する。

エレクトロニクス技術の進歩に従い、広周波数帯域に対
する要求が陰極線オシロスコープの如き電子計測器にお
いて増大している。

最近の研究室用オシロスコープでは掃引速度は例えば単
位目盛当り５秒乃至１ナノ秒と広くなっている。

掃引速度はタイミング・キャパシタ及びタイミング抵抗
器又は電流源の大きさの切換えにより、斯かる広範囲に
わたり切換えられる。

トランジスタ化された傾斜波信号発生器では、発生した
傾斜波信号の振巾は小さい（数ボルト又はそれ以下）の
で、タイミング抵抗器の切換えをこより傾斜波信号の出
力直流レベル又は開始レベルに無視できない変動を生じ
る。

この問題を解決するため、本出願人は第１図に示す如き
傾斜波信号発生器を提案した（特公昭４５−２０８３２
号参照）研究室用高級オシロスコ・−プに用いる現在の
掃引発生器の殆んどは、この傾斜波信号発生器を直接適
用したか又は僅か変更したものである。

簡単に述べると、第１図の傾斜波信号発生器の動作は次
の通りである。

反転増巾器１０、タイミング・キャパシタ１２及び電流
源１４は従来のミラー積分器を構成する。

反転増巾器１０は極めて高い入力インピーダンスを得る
ため入力段に電界効果トランジスタを有し、電流源１４
は抵抗器でもよい。

タイミング・キャパシタ１２及び電流源１４は、出力端
子１６に導出される傾斜波信号出力の傾斜を変えるため
複数の種々の素子を含む。

ゲート素子即ちダイオード１８と２０及び比較器トラン
ジスタ２２はミラー積分器への直流帰還回路となり、傾
斜波信号の種々の傾斜に無関係に、静止直流レベル即ち
傾斜波信号の開始レベルを一定に維持し、また入力端子
２４に印加される制御信号に応じて、傾斜波信号の発生
及び終止を制御する制御回路としても働く。

基準電王は基準端子即ち電圧比較器トランジスタ２２の
ベース電極に加えられる。

人力端子２４の制御信号が相対的に正であるとき、一方
のダイオード２０は導通するので、下端が負電圧源に接
続された複数の抵抗器で構成されている電流源１４から
のタイミング電流はダイオード２０及び抵抗ビ３２６を
介して負電圧源へ流れる。

またタイミング・キャパシタ１２も同じ通路を通って放
電する。

出力端子１６の電圧は相対的に低いので、他方のダイオ
ード１８は導通になる。

従って、静止出力直流レベルはトランジスタ２２のベー
スに加えた基準電圧と略々等しい一定値に維持される。

静止電圧が変化しようとすると、比較器トランジスタ２
２を含む帰還ループの作用で相殺される。

比較器トランジスタ２２のベース・エミツタ接合及びダ
イオード１８は電圧降下及び温度による変化を補償する
。

入力端子２４の制御信号が相可的に負になる場合、一方
のダイオード２０は非導通にされるので、電流源１４か
らのタイミング電流は今度はタイミング・キャパシタ１
２を通って流れ、出力端子１６に正方向（増加する）の
直線的傾斜波信号を発生する。

反転増巾器１０の極めて高い開ループ利得のため、その
入力電位は傾斜波信号の出力振巾の極く一部（例えば０
．１ボルト）シか変化しない。

このためタイミング電流を一定に維持し且つ傾斜波信号
の優れた直線性を確実にする。

第１図には示さないが、傾斜波信号の振巾を検知する回
路手段により、この振巾が所定値に達すると制御信号は
それの高い静止レベルに復帰スる。

優れた動作特性にも拘らず、従来の傾斜波信号発生器は
比較トランジスタ２２の静止（定常）コレクタ電流を電
流源１４の最大値よりも充分太きくシナければならない
ため、消費電力が大であり且つ回路構成特に制御回路（
図示せず）が比較的複雑となるという欠点がある。

従って本発明の目的は、消費電力が少なく回路構成の簡
単な改良された傾両波信号発生器の提供にある。

本発明の好適な一実施例の略線的回路図を示す第２図を
参照して、以下に本発明を説明する。

説明の簡単及び便利のため、第１図に示したものと同じ
素子には同様な参照符号を付す。

ゲート・トランジスタ２８のエミツターベース接合及び
ゲート・ダイオード３０は、反転増中器１０′の入出力
端子間に逆極性で直列接続される。

１対のダイオード３２及び３４はトランジスタ２８とダ
イオード３０の共通接続点と接地間に直列に且つ互に逆
極性で接続される。

制御信号はダフイオード３２と３４の中点に接続された
制御端子２４′に供給される。

バイアス抵抗器３６及び３８はゲート・トランジスタ２
８のベースとコレクタ間に接続される。

また図示せずも反転増幅器１０′はその出力段に例えば
コレクタが負荷抵抗器を介して正電源に接続されたエミ
ツタ接地のトランジスタを含んでおり、このことは慣用
の増幅器と同様である。

従って傾斜波信号の休止期間中は上記負荷抵抗器を介し
てダイオード３０に電流が供給されるようになされてい
る。

なお、ダイオード３０に流れる電流に基づく電力消費が
あり得るも、増巾器１０′の出力段はダイオード３０の
有無に関係なく所定の電力消費があること、及びダイオ
ード３０を流れる電流は大きな抵抗値を有する抵抗器３
６．３８を流れるので、その電流の大きさは制限され、
しかもこの電流が流れたとしても傾斜波信号の休止期間
のみ流れて常時流れず、よって第１図の如き比較器によ
る大きな電力消費はない。

動作を説明すると、制御端子２４′に制御信号電流が供
給されない傾斜波信号発生器の静止状態中、ダイオード
３２及び３４は非導通のままである。

そこで抵抗器３６を通る電流はトランジスタ２８及びダ
イオード３０をオンにして、反転増巾器１０′の回りに
直流帰還ループを形成する。

電流源１４′からのタイミング電流は、タイミング・キ
ャパシタ１２′ではナくトランジスタ２８を通って流れ
る。

トランジスタ２８のエミツターベース接合とダイオード
３０の電圧降下は実賀的に相殺されるので、静止直流レ
ベルは略々反転増巾器１０′の入力電位（Ｏボルト）に
される。

抵抗器３６を通る電流はトランジスタ２８のベース電流
よりも大きく選択され、ダイオード３０を通る電流は電
流源１４′の大きさに無関係にほぼ一定であることに留
意されたい。

このため、抵抗器３８の抵抗は本発明の好適な一実施例
では１ＫΩの如く低い。

傾斜波信号を発生するには、制御素子２４′に制御信号
電流を供給する。

これによってダイオード３２及び３４をオンにし、抵抗
器３６を通る電流を吸収し、これはゲート・トランジス
タ２８及びゲート・ダイオード３０を非導通にする。

次に、タイミング電流はタイミング・キャパシタに流入
して出力端子１６′に負方向（減少する）の傾斜波信号
を発生する。

ダイオード３２及び３４の作用により、ゲート・トラン
ジスタ２８のベース電圧は略々接地電位のままであるこ
とに留意されたい。

この事は、トランジスタ２８の漏洩電流による非直線性
即ち誤差を最小にするため、トランジスタ２８に最小且
つ最適な逆のエミツターベース・バイアス電圧を加える
ことができる。

第２図には示されない回路手段によって、傾斜波１言号
が予定の振巾に達するとき、傾斜波は終って最初の静止
状態に戻る。

制御信号に応じて傾斜波信号は反復して発生できる。

若し電流源１４′の大きさが、例えば１０ｍＡ又はそれ
以上から１μＡまで大巾に変えられるならば、ベース−
エミツク接合間の電圧降下の変化により、静止出力直流
レベルは数分の１ボルト（例えば０．４ボルト程度）変
化するかもしれない。

しかし、限られたタイミング電流の場合には出力電！圧
の変動は実用上無視できる。

第３図に部分的に示した改良により、タイミング電流の
広範囲の変化による静止直流電圧の電圧変動が改善でき
る。

先ずこの第３図の説明に入る前に、タイミング電流の広
範囲の変化により静止直流電圧が如何様にして変動する
かを再度第２図を参照して説明する。

第２図において傾斜波信号の休止期間中はトランジスタ
２８及びダイオード３０は共にオンであり、反転増幅器
１０′の反転入力端電王は、この増幅器１０′が演算増
幅器であるため、常にＯボルトである。

従って出力端子１６′に得られる静止直流電圧Ｖ０は、
トランジスタ２８のベース・エミツタ間電圧をＶＢＥ、
ダイオ一ド３０の順方向降丁電圧を■。

とすると■０＝一ＶＢＥ＋ＶＤで決まる。

電流源１４′からのタイミング電流■Ｔは、この期間中
トランジスタ２８に流れるので、■Ｔ＝■ｅ（ただし、
■ｅはトランジスタ２８のエミツタ電流）である。

このときダイオード３０の電流■Ｄが■ｅ＝ＩＤであれ
ば静止直流電圧■０は■０≒Ｏとなるが、通常のダイオ
ードやトランジスタのＶ−Ｉ特性曲線から判るように、
■Ｂ。

，ＶＤは■ｅ，■Ｃにより僅か乍ら変化する。この変化
はＶ−Ｉ特性の略２乗特性により■ｅ（■Ｄ）が充分大
きい場合にはΔＶすなわち■０の変化は無視できる。

しかしタイミング電流■Ｔが数μＡ〜数＋ｍＡで大巾に
変化する場合には■ＢＥ≠Ｖ，となりΔＶ（すなわち■
。

）がＯボルトとならない。すなわち第２図において■。

一■。であるが■。は抵抗器３６及び３８の値及び抵抗
器３８の下端（−）に印加される負の電王に依存し、■
ｏに無関係とは云えなくとも正比例せず、つまり反比例
し、従ってＶ−Ｉ特性からも判るように■ｅが大きくな
ると■。

が減少し、又逆の場合も同様であるので大夫対応する電
圧差は友となる、つまりＶ。

の変動が犬となる。

そこで第，３図ではこのタイミング電流が大巾に変動し
た場合も出力端子１６′に得られる静止直流電圧を七七
にしようとするものである。

すなわち第３図において、抵抗器３８の両端にはトラン
ジスタ２８を流れる電流■８に比例した電千降下が生じ
るので、これをトランジスタ４０によりダイオード３０
へ流すことにより、ダイオード３０を流れる電流ＩＤを
ＬＤ■ｋＩｅとなすことができる。

ここでｋは抵抗器３８の値Ｒ３８オ抵抗器４２の値Ｒ４
２の比すなわちｋ＝Ｒ３８／Ｒ４２である。

従ってＲ３８＝Ｒ４２とすると、ｋ＝１となりＩＤ■Ｉ
ｅとなる。

よってトランジスタ２８のｖＢｏとダイオード３０のＡ
ＩＤがｖＢＥ≒ＶＤとなり、タイミング電流の広範囲の
変化に拘らず、出力端子１６′に得られる静止直流電圧
を一定とすることができる。

なお、エミツタ抵抗器４２は抵抗器３８とほぼ等しく且
つバイアス抵抗器３６′は充分に大きいので、制御端子
２４’に制御信号が印加されるとき、トランジスタ４０
はオンにできる。

第２図に示した傾斜波信号発生器は負方向の傾斜波信号
を発生するが、本発明は電流源、ゲート・トランジスタ
及びダイオードの極性を単に変えることで、止方向の傾
斜波信号を発生する傾斜波信号発生器に適用できる事は
、当業者の理解する所である。

また本発明の要旨を逸脱せずに種々の変更及び変形もで
きる。

以上の説明から理解されるように、本発明による傾斜波
信号発生器は、従来の傾斜波信号発生器に比し、次の如
き顕著な利点を有する。

直流帰還回路には大きい定常電流が流れる電圧比較器を
必要としないので傾斜波信号発生器の消費電力を減少で
きる。

ゲート・トランジスタの電流利得は帰線時間中のみ、余
分な帰線電流を流す。

全体の回路構成、特に制御回路は互いに逆極性で直列接
続した１対のダイオードの中点に制御信号電流を選択的
に流す構成であるので、極めて簡単であり、動作も確実
である。

即ち、制御信号電流を流すとこれら１対のダイオードが
共にオンとなりゲート・トランジスタのベース電圧を略
Ｏボルトに維持したままでこのトランジスタをオフとす
る。

その為に、トランジスタのオンオフ動作が迅速に行なえ
ると共に、その漏洩電流による傾斜波信号の直線性誤差
を最少にすることができる。

更に、制御回路と電流源間にはトランジスタが介在する
為に、制御信号電流は実質的に電流源の大きさに左右さ
れない。

更にまた、第３図の如き付加回路を設けることにより、
トランジスタ２８のベース・エミツタ接合電圧降下をダ
イオード３０の電圧降下と略等しくし、電流源の変化、
即ちタイミングの切換えによる傾斜波信号の静止電圧の
変動を更に軽減することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の傾斜波信号発生器の簡単な略線的回路図
、第２図は本発明による傾斜波信号発生器の好適な一実
施例の路線的回路図、第３図は本発明による他の実施例
の部分的な略線的回路図である。 図において、１０′は反転増巾器、１２’はタイミング
キャパシタ、１４′は電流源、２８はゲート・トランジ
スタ、３０はゲート・ダイオード、３２ ．３４はダイ
オードを示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 非反転入力端が基準電位源に接続され、反転入力端
   及び出力端間にキャパシタが接続された反転増幅器と、
   該反転増幅器の反転入力端に接続された電流源と、エミ
   ツタが上記反転増幅器の反転入力端に接続されコレクタ
   が所定電源に接続されたトランジスタと、該トランジス
   タのベース及び上記反転増幅器の出力端間に上記トラン
   ジスタのベース・エミッタ接．合と逆極性関係で接続さ
   れたダイオードと、上記トランジスタのベース及び基準
   電位源間に互に逆極性関係で直列接続された第２及び第
   ３ダイオードとを具え、上記トランジスタのベースにバ
   イアス電流を供給するバイアス抵抗器を接続し、上記第
   ２及び第３ダイオードの共通接続点に制御信号電流を選
   択的に流して上記トランジスタ及び上記第１ダイオード
   の導通状態を制御して上記反転増幅器の出力端から出力
   信号を得る傾斜波信号発生器。