JPS585597B2 - 高電圧調整回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、電子複写機の帯電、転写、除電用又は集じ
ん機用の高電圧発生に適したトランジスタインバータ使
用の高電圧調整回路で、特に効率の増加に関するもので
ある。

この発明の高電圧調整回路について説明する前に、従来
回路について簡単に説明する。

第１図は、この目的の為従来使用されているトランジス
タ・インバータ式高電圧調整回路である．１は発振出力
回路の変成器Ｔの１次コイル、２は２次出力コイル、３
は帰還コイル、４は負荷電圧検出コイル、５は始動抵抗
、６はベース抵抗、７ぱ発振用トランジスタ、８ぱ制御
用トランジスタ、９は同トランジスタ・ベース電流供給
用抵抗、１０は負荷電圧検出回路整流器、１１は平滑コ
ンデンサ、１２は同回路調整用分圧可変抵抗、１３はツ
エナーダイオード給電抵抗、１４は基準電圧用ツエナー
ダイオード、１５は比較トランジスタ、１６．１７は逆
電位阻止整流器、１８は負荷電流検出回路調整分圧可変
抵抗、１９は平滑コンデンサ、２０は高圧整流器、２１
は高圧平滑コンデンサである。

この従来回路では、制御用トランジスタ８を、入力電源
から直列に経て、スイッチング発振用トランジスタ７回
路に給電される。

発振用トランジスタＴは、始動抵抗５によりベース電流
が流れると１次コイル１をコレクタ電流が流れる。

この為帰還コイル３に誘導された電圧によりベース電流
が、バイアス抵抗６を通して増加し、１次コイル１を流
れるコレクタ電流は飽和する。

そうして帰還コイル３の誘導電圧は無くなってトランジ
スタＴはオフする。

次に１次コイル１のリンギングによる帰還コイル３への
誘導電圧は、ベース電流を流し、之によりコレクタ電流
が１次コイル１を流れトランジスタ７をオンする。

斯かるスイッチング作動により約２０ＫＨの発振を続け
、２次出力コイル２に高電圧を誘導する。

この高周波電圧は、高圧整流回路２０．２１により整流
平滑されて負荷に直流高圧を給電することになる。

負荷回路には、直列に負荷電流検出回路調整分圧可変抵
抗１８が接続され、この検出電圧は逆電位阻止整流器１
７を通して比較トランジスタ１５０ベースに給電される
。

又一方変成器Ｔに巻回された負荷電圧検出コイル４に誘
導された検出電圧は、整流器１０、平滑コンデンサ１１
、調整分圧可変抵抗１２、逆電位阻止整流器１６を経て
、同じベースに給電される。

そうしてツエナーダイオード１４０基準電圧と比較され
て、制御トランジスタ８０ベースに与えられる。

今負荷電流が増大すると、平衡したツエナーオード１４
の基準電圧より高くなる為、比較トランジスタ１７のベ
ース電流が流れ、之が制御トランジスタのベース供給抵
抗９を経て流れるコレクタ電流となり、この抵抗９の電
圧降下は、制御用トランジスタ８のベース電流を減少さ
せる為、制御トランジスタ８のコレクタ電流を又減少さ
せ、発振回路の供給電圧を低下し、之は又負荷電圧を低
下、負荷電流を減少させる。

この様にしてツエナーダイオード１４０基準電圧に等し
くなる一定値迄作動し、負荷電流を制御する。

負荷電圧の定電圧制御も又之と同様である。

以上の如く従来回路は、電源に直列に挿入された制御ト
ランジスタ８０ベースに、負荷電流、負荷電圧の各検出
信号が与えられ、回路の可変抵抗として作動し、発振回
路の入力電流を直列制御して所望の負荷の定電圧、定電
流作用を与えるものであった。

この従来方式の欠点は、入力電流を直接制御トランジス
タで制御する為効率悪く、発生熱が多く、大型高価とな
る欠点があった。

この発明は、従来回路の欠点である大きな損失の原因と
なっている入力電流の直接制御の、制御トランジスタを
廃し、１石トランジスタのカンチェン回路の正帰還ベー
ス回路に、負荷電流と負荷電圧の検出回路の電圧とツエ
ナーダイオードの基準電圧とを比較した比較トランジス
タでの増巾信号を入れ、発振トランジスタを直接制御し
て効率の向上を計ったものである。

第２図は本発明回路を示す。

この図により以下発明の作動の特徴を説明する。

１は発振回路変成器の１次コイル、２は帰還コイル、３
は負荷電圧検出コイル、４は発振用トランジスタ、５は
始動抵抗、６，７は直流阻止コンデンサ、８はブリッジ
型整流器、９はトランジスタ４の保護用整流器、１０は
負荷電圧検出回路整流器、１１は平滑コンデンサ、１２
は負荷電圧検出回路調整用分圧可変抵抗、１４は基準電
圧用ツエナーダイオード、１３はツエナーダイオード給
電抵抗、１５は比較トランジスタ、１６は負荷電流検出
回路調整用分圧可変抵抗、１７は平滑コンデンサ、１８
．１９は逆電位阻止整流器、２０は変成器Ｔの出力２次
コイル、２１は高圧整流器、２２ぱ高圧平滑コンデンサ
、２３は放電抵抗、２４は発振用トランジスタ４０ベー
ス抵抗である。

先ず電源が投入されると、始動抵抗５により発振用トラ
ンジスタ４０ベース電流が流れる。

この為１次コイル１を経てコレクタ電流が流れ、１次コ
イル１と結合された帰還コイル２に誘導された電圧によ
りベース電流は増加する。

この為コレクタ電流は更に増加し、発振用トランジスタ
４はオン状態となる。

このコレクタ電流の増加は、ベース電流のピーク点まで
くるとコレクタ電流は飽和する為、変成器Ｔの磁束変化
はなくなり帰還コイル２の誘導電圧は減少し、従ってベ
ース電流は減じ、コレクタ電流も急激に減少し、廃振ト
ランジスタ４はオフ状態となる。

このような発振用トランジスタ４のスイッチング作用に
より変成器Ｔを経て出力２次コイル２０に誘導された高
周波高圧出力は、高圧整流器２１と平滑コンデンサ２２
により負荷に高圧直流出力が供給される事になる。

次にこの回路の発明の要点である定電流、定電圧制御に
ついて説明する。

負荷電圧の変動は負荷電圧検出コイル３で検出され、整
流器１０平滑コンデンサ１１を経て調整用分圧可変抵抗
１２で所望の値に調節され、比較トランジスタ１５のベ
ースに逆電位阻止整流器１８を経て与えられる。

一方負荷電流は、検出回路調整用分圧可変抵抗１６、逆
電位阻止整流器１９を経て、同じベースに共に与えられ
る。

そうしてツエナーダイオード１４の基準電圧と比較され
る。

この比較された増巾検出信号は、発振用トランジスタ４
０ベースの帰還コイル２に、ベース抵抗２４を介して接
続されたブリッジ型整流器８０対辺に与えられる。

そうしてこの検出増巾比較信号は、帰還コイル２の循環
電流｛２−２４−Ｄ１−１５−１４−３−１０−Ｄ４−
２又次の半サイクル２−Ｄ２−１５−１４−３−１０−
Ｄ３−２４−２｝となり、発振トランジスタ４０ベース
電位を制御する。

之は直流的には浮動させ、交流的には短絡させる役目を
もつ直流阻止コンデンサ６，７を経て、該発振トランジ
スタ４のベース電流を直列制御して、負荷回路の定電流
、定電圧特性を得さしめる事になる。

今鼓に仮りに負荷電圧が減少した場合を考えて見る。

負荷電圧検出コイル３の誘導電圧は減少し、整流器１０
、平滑コンデンサ１１で整流平滑された直流信号電圧は
比較トランジスタ１５のベースで、ツエナーダイオード
１４０基準電圧と比較されて、帰還コイル２０回路で、
上述の循環電流｛２−２４−Ｄ１−１５−１４−３−１
０−Ｄ４−２、次の半サイクル２−Ｄ２−１５−１４−
３−１０−Ｄ３−２４−２は減少する。

この為ベース抵抗２４の端子の電圧降下は減少するから
発振用トランジスタ４のベース電位は上昇し、べ一ス電
流は増加する。

斯かる作動によりツエナーダイオード１４の基準電圧と
平衡する迄、負荷電圧は上昇制御されることになる。

次に負荷電圧が上昇した場合は上記作動と反対に発振ト
ランジスタ４０ベース電流を減少させ、負荷電圧を減少
させて所望の定電圧特性を保持するように制御する事に
なる。

次にこの発明回路の定電流制御について説明する。

負荷電流の検出は、負荷回路に直列に接続された検出回
路調節用分圧可変抵抗１６の電圧は、逆電位阻止整流器
１９を経て比較トランジスタ１５のベースに与えられる
。

この定電流制御についても前述の定電圧制御と同じよう
に、ツエナーダイオード１４の基準電圧とこの負荷電流
の検出信号が比較トランジスタ１５で比較増巾Ｔれて、
発振トランジスタ４のベース電流を直接制御し、発振回
路の出力を制御定電流性を与える事になる。

以上の如く本発明回路は、負荷電圧、負荷電流の検出信
号を、ツエナーダイオードの基準電圧と直流比較し、之
は比較トランジスタ１５のベース電流となり、帰還コイ
ル２の高周波再生勢力を、ブリッジ型整流器８で整流さ
れた該比較トランジスタ１５の検出増巾信号のコレクタ
電流となる。

之は発振用トランジスタ４を、直流阻止コンデンサ６，
７を介して直流的に浮動させ、且交流的に短絡したベー
ス回路で、再生ベース電流を制御し、出力回路の定電圧
、定電流制御を町能にした。

この様に本発明方式は、従来回路の如く制御用トランジ
スタによる電源直接制御ではなく、発振用パワートラン
ジスタのベース回路の直接制御である為、効率が非常に
良い。

例えば電子複写機帯電用に設計した人力２４ＶＤＣ、出
力７ＫＶＤＣ，１ｍＡで第１図の従来回路では、入力電
力２０．４Ｗ、効率３４．３％であるのに対し、本発明
回路では、同一特性で、入力電力１５．１Ｗ、効率４６
．４係であり、３５係の効率増加となった。

尚参考として電子複写機帯電用直流高圧電源として製作
した本発明回路の１実施例の回路定数を次に示す。

第２図に於て、入力電圧、ＤＣ２４Ｖ、１は０．４φエ
ナメル銅線２２ターン、２は０．４φエナメル銅線８タ
ーン、３は０．４φエナメル銅線６ターン、４ぱ４０Ｗ
パートランジスタ２ＳＣ１８２７（サンケン製）、５ぱ
２２ＫΩ１／２Ｗ抵抗、６，７は０．０４７μＦフイル
ムコンデンサ、８，９，１０．１８．１９は１２０ｍＡ
，３５Ｖ高速スイッチング用整流器、１１は１０μＦ，
５０ＷＶ電解コンデンサ、１２はＩＯＫΩ１／４Ｗ可変
抵抗、１３は、ＩＯＫＱＩ／２Ｗ抵抗、１４は５００ｍ
Ｗ，６Ｖツエナータイオートｌ１５は小言号トランジス
タ２ＳＣ２３２０（三菱製）、１６は３０ＫＱ１／４Ｗ
可変抵抗、１Ｔは０．０１μＦ，５０ＷＶフイルムコン
デンサ、２０は０．０６φエナメル銅線６０００ターン
、２１は１０ｍＡ２０ＫＶ高圧整流器、２２は７５０Ｐ
Ｆ１０ＫＶセラミソクコンデンサ、２３はＩＯＯＭΩ２
Ｗ１０ＫＶ型高圧抵抗、ＴぱＵ型フエライト断面９φ例
えば三菱製ＦＵＡ２５３８型材質ＮＥ材を使用。

上記回路定数にて、第３図に示す如き負荷変動特性、即
ち定電圧、定電圧特性をもつ直流高圧電源が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来回路図を示す。 第２図は本発明回路の１実施例を示すものである。 第２図に於て、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４はブリッジ型整
流器８の各整流素子である。 第３図ぱ本発萌回路の１実施例の負荷変動特性を示した
ものである。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 直流電源に、２次巻線からの出力の取り出される発
   振トランスＴの１次巻線１を介して接続された発振トラ
   ンジスタ４０ベース帰還回路に、前記発振トランスＴに
   巻回された帰還コイル２０両端を、ベース抵抗２３を介
   してブリッジ型整流回路８の交流入力端子に接続すると
   共に、該交流入力端子を夫々直流阻止コンデンサ６，７
   を介して前記発振トランジスタ４０ベース・エミツタ間
   に接続し、前記ブリッジ型整流回路の直流出力端子間に
   接続された比較トランジスタ１５を、基準信号と出力電
   流信号又は出力電圧信号のうち高い方の信号と比較して
   得た制御信号によって制御し、発振トランジスタ４のベ
   ース回路の再生勢力を直接制御する定電流、定電圧調整
   回路。