JPS5850023A

JPS5850023A - スイツチング制御パルス発生回路

Info

Publication number: JPS5850023A
Application number: JP56129588A
Authority: JP
Inventors: Jiro Togawa; 戸川　治朗
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 1981-08-19
Filing date: 1981-08-19
Publication date: 1983-03-24
Also published as: JPS6227624B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は電流帰還型トランジスタ直流安定化電源装置等
に使用するためのスイッチング制御パルス発生回路忙関
するものである。

従来の一方式の電流帰還型トランジスタ直流安定化電源
装置を示す第１ｒＩＩＪＫ於いては、直流電源…に出カ
ドランス（２１の１次巻ＩＩ　Ｔａ２と電流帰還トラン
ス（４）即ちＣＴｏ＠還巻１ｉ　（５）とを介してスイ
ッチングトランジスタ（６）が接続され、出カドランス
（２）０２次巻線（７）ｋは整流回路（８）を介して負
荷（９）が接続され、帰還トランス（４）のペース駆動
巻線Ｑｌはトランジスタ（６）のペース・工建ツタ間に
接続され。

帰還トランス（４）のオンオフ制御巻線任υにはコンデ
ンサｕ３が直列接続され、更に巻線任υとコンデンサａ
りとの直列回路に電源ライン（＋Ｖ）の電圧を選択的に
印加するため忙トランジスタ０が接続され、またコンデ
ンサ０の放電回路を選択的忙形成するために巻線ａυと
コンデンサａ３に並列にトランジスタａ４が接続されて
いる。尚、αＳは制御パルス発生回路であり、直流出力
電圧の検出に応答して、トランジスタα３にオン駆動パ
ルスを与え、トランジスタＩにオフ駆動パルスを与える
ものである。　Ｑｌはトランス（２）のリセット回路で
ある。

このように構成された電源回路に於いて、トランジスタ
α３をオンにすれば、巻線１υを介してコンデンサ（１
３を充電する電流が流れ、ベース駆動巻線Ｑｌに誘起す
る電圧でスイッチンでトランジスタ（６）がオンになる
。スイッチングトランジスタ（６）がオン状態になると
、コレクタ電流が流れるため、これがトランス（４）忙
よってベースに帰還され、トランジスタ（６）の導通が
維持される。トランジスタ（６）をオフに転換させる場
合には、一方のトランジスタ（１３をオフに保った状態
で他方のトランジスタα尋をオンＫＬ、コンデンサ０の
放電回路を形成するととＫよって今迄と逆の方向の電流
を流し、ベース駆動巻ｓ　ａｃｉ　Ｋ逆の方向の電圧を
発生させてトランジスタ（６）をオフ忙導く。

ところで、スイッチングトランジスタ（６）を制御する
場合忙、周波数即ちオン・オフ周期を一定に保って、オ
ン期間を制御する方式を採用することが考えられる。と
ころが、軽負荷時や垂下方式の過電流保護動作時にトラ
ンジスタ（６）のオン期間を短かくすると、オンパルス
とオフパルスとの重なり合いが生じ、帰還トランス（４
）の飽和や異常信号の発生の問題が生じる。このため、
一般には、オン期間を一定に保ち、オフ期間を変化させ
る周波数制御方式が採用されている。しかし、周波数制
御方式を採用すると、電圧変動に応じて動作周波数が変
動するために、動作周波数の整数倍のノイズでこの直流
電源を使用するコンピュータ勢の電子機器が誤動作する
可能性が多くなる。

今、電流帰還型トランジスタ直流安定化電源装置につい
て述べたが、別の周波数制＃型パルス幅制御方式に於い
ても同様な間融がある。

そこで、本発明の目的は、周波数変動を低減して誤動作
を少なくすることが可能なスイッチング制御パルス発生
回路を提供することにある。

上記目的を達成するための本発明は、スイッチング回路
の出力電圧に対応した第１の制御信号の電圧変化釦応答
して周期が変化するよ５１Ｃ形成された三角波発生回路
と、前記三角波発生回路から得られる三角波と前記スイ
ッチング回路の入力電圧に対応した第２の制御信号とを
比較し、前記三角波の電圧が前記第２の制御信号の電圧
よりも高い期間に第１のレベル（例えば低レベル）の出
力を発生し、前記三角波の電圧が前記第２の制御信号の
電圧よりも低い期間忙第２のレベル（例えば高レベル）
の出力を発生する電圧比較器とを具備して前記電圧比較
器からスイッチング制御のための制御パルスを発生する
スイッチング制御パルス発生回路に係わるものである。

上記本発明忙よれば、出力電圧に基づく周波数制御のみ
とせずに、周波数制御された三角波と入力電圧とを比較
するための比較器を設け、パルス輪制御も行うので、も
し、出力電圧が一定で入力電圧のみが変化したとすれば
、周波数の変化を伴わないでパルス幅のみを変えること
が可能忙なる。

従って、周波数変動が少なくなり、整数倍の周波数によ
るノイズで電子機器が誤動作する恐れが少なくなる。

以下、第２図〜第４図を参照して本発明の実施例忙つい
て述べる。但し、第２図に於いて符号１１ｊ〜（１１）
及び０８で示すものは第１図で同一符号で示すものと実
質的に岡−であるので、その説明を省略する。

第２図に於いては、電圧検出用の誤差増幅６惺りの一方
の入力端子に電圧検出ライン錦が結合され、他方の入力
端子に基準電圧源霞が接続されている。

従って、その出力端子に接続されたライン１２１には、
第１の制御信号として出力電圧と基準電圧との差に対応
した電圧が得られる。点線で囲んで示す制御パルス発生
回路シυにはライン（至）から第１の制御信号が入力す
る外忙、入力電圧検出回路−の出力ライン（至）から入
力電圧忙対応した第２の制御信号が入力する。

出力電圧に比例した第２の制＃信号が入力するライン１
２１ＷＣは直列に充電時定数決定用の入力抵抗（至）が
接続され、この抵抗（至）の出力端と接地ラインとの関
には三角波発生用コンデンサ（ハ）が接続されている。

また、コンデンサ（ハ）の上端は点線で囲んで示すヒス
テリシスを有する電圧比較器（至）の入力ラインと出力
ラインとの両方忙接続されている。

比較器（ハ）は演゛算増幅器即ちオペアンプ（２）と抵
抗（至）ｔｎ　Ｃｌ０Ｉ　Ｃ３１１ｃ１７Ｊとで構成さ
れている。そして、オペアンプ（２）の反転入力端子に
は入力抵抗な滲の出力端子即ちコンデンサ（ハ）の上端
が接続され、オペアンプ（２）の出力端子が抵抗０１）
を介してコンデンサ（ホ）の上端に接続されている。従
って、コンデンサ（ハ）と比較器（４）とで無安定マル
チバイブレータが形成され、コンデンサ（ハ）の上端に
接続された三角波出力ライン（至）に第３図囚及び第４
図囚で説明的忙示すような三角波が得られる。

−はオペアンプで構成されたオン駆動用電圧比較器であ
り、その非反転入力端子は抵抗（至）と抵抗（至）とｋ
よる電圧分割点に接続されていると共に、抵抗（９）を
介して入力電圧検出回路−に接続されている。また比較
器図の反転入力端子は三角波出力ライン（至）Ｋ結合さ
れている。儲はオペアンプで構成されたオフ駆動用電圧
比較器であり、その非反転入力端子が三角波出力ライン
（至）に結合され、その反転入力端子が抵抗（ハ）と抵
抗（至）との電圧分割点に接続されていると共に、抵抗
（９）を介して大刀電圧検出回路四に接続されている。

（至）はオンパルス幅設定回路であり、前段℃比較器図
の出カライン四に直列に接続されたコンデンサーυと、
出力ライン曲と１Ｎ−ライン＋Ｖとの間に接続された放
電用抵抗Ｌ４ａｎとから成る。尚コン≠ンサＵυの出力
端はオン駆動用トランジスタＩのベースに結合されてい
る。（財）はオフパルス幅設定回路であり、前段の比較
器（至）の出力ライン（ハ）に直列に接続されたコンデ
ンサーと、出力ライン（ハ）と電源ライ・ン＋■との間
に接続された放電用抵抗％４で−とから成る。尚、コン
デンサーの・出力端はトランジスタ１４１のベースに結
合されている。またトランジスターは次段の第２の駆動
用トランジスタａａｔｃダーリントン接続されている。

即ち、そのエミッタが次段のトランジスタＩのベースに
結合され、そのコレクタが次段のコレクタに共通接続さ
れている。また、そのエミッタと電源ライン＋Ｖとの関
に抵抗（至）が接続されている。

オンオフ制御巻ｌｓａυはセンタタップ形式に構成され
、下手分がオン駆動巻線（１１す、上手分がオフ駆動巻
線（ｌｌｂ）として使用され、そのセンタタップが接地
されている。オン駆動巻Ｍ　（１１１）の一端と正の電
源ライン（＋■）との間にオン駆動用トランジスタ０が
接続され、オフ駆動巻線（、ｔｔｂ）の一端と正の電源
ライン（＋Ｖ）との間にオフ駆動用トランジスタＩが接
続されている。

次に第２図の回路の動作を第３図及び第４図の波形を参
照して一明する。

今、第２図の回路に於いて、出力°電圧即ち第１（２）
に示すように得られ、これが比較器３４）（３１１９の
一方の入力となる。比較器−＠には入力電圧検出回路四
から与えられる電圧と、゛電源電圧＋Ｖを抵抗（至）と
抵抗（至）とで−割した電゛圧とを合成することｋよっ
て得られる入力電圧に比例した第２の制−信号が入力す
る。入力電圧に比例するこの第２の制御信号の電圧レベ
ルが第１図の実線［２３１）であるとすれば、第１の比
較器（至）にて三角波（２）と第２の制御信号電圧とが
比較され、第１の比較６曽から第３図＠に示すオン時間
Ｔｏｗのパルス幅を有する低レベルのパルス幅制御信号
が得られる。また＄２の比較器（至）からは、第１の比
較６倶の出力と１８０度位相差を有して、オフ時間Ｔｏ
ｙｒのパルス幅を有する低レベルの信号がＩＩｓ図０に
示すように得られる。

一方、入力電圧が第３１囚の点線（２３ｂ）で示すよう
に変化すれば、比較器（ロ）（至）の出力もｇｓ図■０
の点線で示す如く変化する。もし、スイッチング回路が
電流帰還型でなければ、ｆ４３図＠に示す低レベルのパ
ルス幅制御信号を例えばスイッチングトランジスタのベ
ース信号として使用しても差支えない、しかし、本実施
例のスイッチング回路は電流帰還型に構成きれているの
で、オンパルス幅設定回路−と駆動トランジスタａ謙と
ｋよって、第３図（６）のパルスの立上り時点で第３図
０に示すオンパルス幅作り、一方、オフパルス設定回路
（至）とトランジスタＱ尋とＫよって、第３図００パル
スの立上り時点で第３図［Ｆ］のオフパルスを作ってい
る。

オンパルス幅設定回路（２）はパルスを決定するための
コンデンサＩとその放電回路を形成する抵抗１３１３と
から成り、コンデンサ（４１）の容量の調整によってス
イッチングトランジスタ（６）の立上り時間型。

よりも長いオンパルス幅（電１〜−）のオンパルスを得
るように設定されている。一方、オフパルス幅設定回路
（財）はパルス幅を決定するコンデンサーとこの放電回
路を形成する抵抗１４７）−とから成り、コンデンサー
の容量の調整により、スイッチングトランジスタ（６）
の蓄積時間（’ｓｔｇ）と下降時間（１１）との和より
も少し長いオフパルス’Ｘ４　（’ｓ−’ｓ　）のオフ
パルスを得るように設定されている。

比較器−の出力がＩＮ３図■の１．〜−の期間で示すよ
５に低レベルとなると、比較器（ロ）は定電流吸引型に
構成されているので、電源ライン＋Ｖと、トランジスタ
Ｑ３のエンツタ・ベースト、コンデンサーとを介してマ
ンデンサ（４１）の充電電流が流れ、トランジスタ（１
３１がオンになり、コンデンサｌの容量ＣＩで決定され
たオンパルスがトランス（４）のオン駆動巻＠　（１１
Ｍ）　Ｋ印加され、スイッチングトランジスタ（６）が
オン駆動される。一方、第３図の一〜電７期間に於いて
、第２の比較器（至）の出力が低レベルになり、逆に第
１の比較器−の出力が高レベルになると、上側の第１の
オンパルス４１！設定回路（２）のコンデンサーυの充
電電荷は抵抗（４ａ−の回路によって放電される。また
、第２の比較器（至）の低レベル出力に応答して電源ラ
イン＋Ｖと、トランジスタＱ４）の工きツタ・ペースと
、トランジスタ四のエンツタ・ベースと、コンデンサ■
と、比較器−との回路によってコンデンサーの充電が行
われる。

この際、比較器（至）は定電流吸引型に構成されている
ので、コンデンサーは定電流充電され、オンパルスの幅
はコンデンサーの容量Ｃ，＆Ｃよって決定される。尚、
２つのトランジスタＱ４）（４１がダーリントン接続さ
れて電流増幅率が大きくなっているので、コンデンサー
の充電波形に応答して十分なオフパルスを得ることが出
来る。オフパルスがトランス（４）のオフ駆動巻線（ｌ
ｌｂ）　Ｋ印加されると、トランジスタ（６）が逆バイ
アス駆動され、オフに転換される。

次に、入力電圧が一定で出力電圧のみが変化した場合に
於いては、第４図ＣＡＩＪＣ示す如く第２の制御信号の
電圧レベルは実線（２３りで示すようＫ　一定に保たれ
、出力電圧に対応する第１の制御信号に応答して三角波
（２）のみが変化する。即ち、コンデンサ（ハ）と比較
器（ハ）とから成る無安定マルチバイブレータの三角波
の周期が第４図の点線とで示すように変化する。これを
更忙詳しく説明すると、出力電圧の上昇忙応じてライン
（イ）に於ける第１の制御信号電圧が高くなると、コン
デンサ（ハ）の充電電圧の立上りが速くなる。そして、
この電圧がオペアンプ面の基準電圧よりも高くなると、
オペアンプ＠の基準電圧よりも高くなると、オフアンプ
＠の出力が低レベルに反転し、コンデンサ（ハ）の放電
回路がコンデンサ（ハ）と抵抗Ｇυとオペアンプ面とか
ら成る回路で形成される。ところで、オペアンプ（２）
は定電流吸引型に構成されているので、出力が低レベル
に反転した際に、一定電流の流れ込みのみを許容する。

コンデンサ（２）の放電期間に於いてコンデンサ（ハ）
のみが接続されていれば、コンデンサ（ハ）は常に定電
流放電されることになるが、オ変化するので、第１の制
御信号とコンデンサ（ハ）の充電電圧との合成電流がオ
ペアンプ（２）の出力端子に流れ込むεとになり、嬉ｌ
の制御信号即ち出力電圧が高い場合には、これに基づ（
電流成分が必熱的に多くなり、逆にコンデンサ（ハ）の
放電電流が少なくなり、比較器（ハ）のヒステリシスの
低レベルトリガポイントに達するまでの時間が長（なる
。

従って、三角波囚の発生周期が長くなり、スイッチング
トランジスタ（６）のオン・オフ周期も鶏からＴ、に変
化する。尚、三角波（２）と実＠　（２３りで示す第２
の制御信号との交差点は三角波囚の比較的上に設定され
ているので、三角波囚の周期が出力電圧に応答して変化
しても、オン時間ＴＯ）ｌは殆んど変化せず、オフ時間
Ｔｏｙｙが主として変化する。上述から明らかなように
、出力電圧が変化した場合には、スイッチングトランジ
スタ（６）のスイッチングの周波数がオフ時間Ｔｏｙｙ
の変化に基づいて変化し、出力電圧を一定に保つような
制御となる。

入力電圧と―力電圧との両方が同時に変化した場合には
、第３図と第４図との構成の制御となる。

上述から明らかなように、本実施例の装置には次の利点
がある。

ｌａｌ　　入力電圧が変化した場合には、オン時間Ｔｏ
ｍの変化で電圧を調整するので、スイッチング周波数が
変化しない、従って、周波数の変化が少なくなり、動作
周波数の整数倍のノイズによる電子機器の誤動作の可能
性が少なくなる。尚、負荷（９）の変動によって出力電
圧が変動し、スイッチングの周波数が変化するが、軽負
荷忙なるとどによってスイッチングの周波数が変化した
場合には、電源装置の主回路の電流が小さいので、雑音
のレベルが低く、誤動作の可能性は少ない、また垂下過
電流保護動作時は異常事態であるため、雑音障害となる
可能性は少ない。

ｌｂｌ　　オンパルス幅設定回路（至）とオフパルス幅
設定回路ｔ４１とを設け、オンパルス幅よりもオフノ（
ルス幅を矢きく設定したので、スイッチングトランジス
タ（６）をオン駆動する時に必要以゛上に駆動電流が流
れ続けることが制限され、駆動電力の損失を小さくする
ことが出来る。

（Ｃ１コンデンサ１１）に）と巻＠　（１１鳳）（ｌｌ
ｂ）との関にトランジスタα３（１４）を介在させ、且
つトランジスタｔ１３　Ｑ４１の電流増加率に余裕を持
たせであるので、コンデンサの充電波形を無視すること
が出来るような急峻な波形を得ることが可能となり、ス
イッチング速度を早めることが可能になる。

ｌｄ）　　コンデンサ□□□と比較器（７）とから成る
無安定１ルチパイブレータで可変周波数発振器を構成し
ているので、三角波の周波数を出力電圧に対応させて比
較的容易に変化させることが出来る。

以上、実施例について述べたが、本発明はこれに限定さ
れるものではなく、更に変形可能なものである。例えば
、１石型トランジスタ直流電源装置に限ることなく、セ
ンタタップを有するトランスの両端にスイッチングトラ
ンジスタを夫々接続した並列インバータ方式の回路、又
はブリッジインバータ回路等にも適用可能である。また
、電流帰還型とせずに第３図（６）の信号を直接にスイ
ッチングトランジスタの駆動信号とする場合にも適用可
能である。また、一対の比較器図（至）を設けずＫ。

例えば一方の比較器−の反転信号を形成し、これＫよっ
てオフパルスを作るよう忙してもよい、また、一方の比
較器図の高レベル期間に応答してオフパルスを作るよう
圧してもよい、また、比較器（ロ）（至）の低レベル出
力をパルス幅制御信号として利用しているが、トランジ
スタ（１３Ｑ４）を高レベルのペース信号に応答する形
式として比較器（ロ）（至）から高レベル出力を発生す
るようにしてもよい、また、第１及び第２の制御信号は
、出力電圧及び入力電圧と等しいか又は比例するような
ものであれば、どのような信号でもよい、またトランジ
スタ以外のサイリスタ等をスイッチング素子として使用
する回路にも適用可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電流帰還型トランジスタ直流安定化電源
装置の回路図、第２図は本発明の実施例に係わる電源装
置の回路図、第３図及び第４図は第２図のＡ〜Ｆ点の状
態を示す波形図である。尚図面に用いられている符号に於いて、（４）は電流帰
還トランス、（５）は電流帰還巻線、　＋６１’はスイ
ッチングトランジスタ、Ｑｌはペース駆動巻線、０υは
オンオフ制御巻線、　（１１Ｊｉ）はオン駆動巻線、　
　（ｌｌｂ）はオフ駆動巻線、（１３（１４１はトラン
ジスタ、シυは制御パルス発生回路、（ロ）は電圧比較
器、（至）は電圧比較器、（２）はオンパルス幅設定回
路、稙υはコンデンサ、ｔ４４）ハ＃フパルス幅設定回
路、（ハ）はコンデンｔである。代理人　高野則次

Claims

【特許請求の範囲】１１）　　スイッチング回路の出力電圧に対応した第１
の制御信号の電圧変化に応答して周期が変化するように
形成された三角波発生回路と、前記三角波発生回路から
得られる三角波と前記スイッチング回路の入力電圧に対
応した第２の制御信号とを比較し、前記三角波Ｑ電圧が
前記第２の制御信号の電圧よりも高い期間に第１のレベ
ルの出力を発生し、前記三角波の電圧が前記第２の制御
信号の電圧よりも低い期間＆Ｃ第２のレベルの出力を発
生する電圧比較器とを具備して前記電圧比較器からスイッチング制御のため
の制御パルスを発生するスイッチング制御パルス発生回
路。（２１前記三角波発生回路は、前記第１の制御信号に応
答して三角波を発生する無安定ｉルチバイプレータであ
る特許請求の範囲ｌＩＩ項記載のスイッチ、ング制御パ
ルス発生回路。