JPS5845217B2 - Fm波信号同士の干渉によつて復調信号中に生じる干渉歪の除去方式 - Google Patents
Fm波信号同士の干渉によつて復調信号中に生じる干渉歪の除去方式Info
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- JPS5845217B2 JPS5845217B2 JP53060470A JP6047078A JPS5845217B2 JP S5845217 B2 JPS5845217 B2 JP S5845217B2 JP 53060470 A JP53060470 A JP 53060470A JP 6047078 A JP6047078 A JP 6047078A JP S5845217 B2 JPS5845217 B2 JP S5845217B2
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/001—Details of arrangements applicable to more than one type of frequency demodulator
- H03D3/002—Modifications of demodulators to reduce interference by undesired signals
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本来、復調対象とされるべきFM波信号に、他のFM波
信号が干渉している場合には、そのFM波信号をFM復
調器によって復調して得たFM復調信号中には干渉歪が
発生する。
信号が干渉している場合には、そのFM波信号をFM復
調器によって復調して得たFM復調信号中には干渉歪が
発生する。
このようなFM波信号同士の干渉によりFM復調信号中
に生じる干渉歪は、FM放送受信機における受信電波が
多くの伝播経路(マルチパス)を経た複数のFM信号波
の合成波であった場合、あるいはFM波信号のケーブル
伝送において、ケーブルと人、出力機器との間のインピ
ーダンスの不整合によって反射が起こっている場合、も
しくは、各種の記録媒体において、記録信号がFM信号
が形態となされて高密度記録されている際に隣接チャン
ネル間に漏話が生じた場合、無溝ディスクにおける主要
な情報信号とトラッキング信号との干渉その他、多くの
場合に問題となる。
に生じる干渉歪は、FM放送受信機における受信電波が
多くの伝播経路(マルチパス)を経た複数のFM信号波
の合成波であった場合、あるいはFM波信号のケーブル
伝送において、ケーブルと人、出力機器との間のインピ
ーダンスの不整合によって反射が起こっている場合、も
しくは、各種の記録媒体において、記録信号がFM信号
が形態となされて高密度記録されている際に隣接チャン
ネル間に漏話が生じた場合、無溝ディスクにおける主要
な情報信号とトラッキング信号との干渉その他、多くの
場合に問題となる。
これを、FM放送受信機におけるいわゆるマルチパス妨
害の場合を例にとって説明すると次のとおりである。
害の場合を例にとって説明すると次のとおりである。
すなわち、FM受信機には、FM放送波の直接波の他に
、反射波及び回折波などの間接波も入力されることがあ
り、そのためにFM復調信号中には直接波と間接波、(
または希望波と妨害波)との干渉に基づいて干渉歪が発
生するが、上記したFM復調信号中の干渉歪の発生(マ
ルチパス妨害)は、都市化が進んで高層建築物の増加の
著るしい昨今になって重大な問題として取上げられるよ
うになった。
、反射波及び回折波などの間接波も入力されることがあ
り、そのためにFM復調信号中には直接波と間接波、(
または希望波と妨害波)との干渉に基づいて干渉歪が発
生するが、上記したFM復調信号中の干渉歪の発生(マ
ルチパス妨害)は、都市化が進んで高層建築物の増加の
著るしい昨今になって重大な問題として取上げられるよ
うになった。
そして、従来、FM放送波におけるマルチパス妨害の除
去乃至は軽減のための方策として一般的に採用されてい
た手段は、受信アンテナとして鋭るどい指向性を備えた
ものを用いることにより、受信しようとするFM電波の
直接波だけがFM受信機への受信入力として与えられる
ようにしようという方法であったが、既述のように最近
における高層建築物の増加は、使用する需信アンテナの
指向特性に依存して直接波だけをFM受信機に入力させ
るようにすることを著るしく困難なものにしている。
去乃至は軽減のための方策として一般的に採用されてい
た手段は、受信アンテナとして鋭るどい指向性を備えた
ものを用いることにより、受信しようとするFM電波の
直接波だけがFM受信機への受信入力として与えられる
ようにしようという方法であったが、既述のように最近
における高層建築物の増加は、使用する需信アンテナの
指向特性に依存して直接波だけをFM受信機に入力させ
るようにすることを著るしく困難なものにしている。
そのため、近年になり電気回路によってマルチパス妨害
の除去乃至は軽減を図かろうとする試みが行なわれるよ
うになり、本出願人会社でもこれ**までにマルチパス
妨害などのようにFM波信号同士の干渉によって復調信
号中に生じる干渉歪の除去方式についての多くの提案を
行なって来ている。
の除去乃至は軽減を図かろうとする試みが行なわれるよ
うになり、本出願人会社でもこれ**までにマルチパス
妨害などのようにFM波信号同士の干渉によって復調信
号中に生じる干渉歪の除去方式についての多くの提案を
行なって来ている。
まず、上記した既提案方式における干渉歪の除去方式の
構成原理を添付図面第1図及び第2図を参照して説明す
ると次のとおりである。
構成原理を添付図面第1図及び第2図を参照して説明す
ると次のとおりである。
すなわち、第1図は、マルチパス妨害の概念を説明する
ための図であって、この第1図において、Atは送信ア
ンテナ、Bは反射物体、Arは受信アンテナであって、
受信アンテナArに到達するFM放送波は、直接波Cp
(t)と、反射波(4(t)との合成波のFM波信号C
’(t)であり、今、FM放送波の搬送周波数をωC1
変調信号をf(t)、行路差に起因する遅延時間をτと
すると、前記した直接波Cp(t)、反射波CB、(t
)及び合成波のFM信号C’(t)などは、それぞれ次
の(1)〜(3)式によって示される。
ための図であって、この第1図において、Atは送信ア
ンテナ、Bは反射物体、Arは受信アンテナであって、
受信アンテナArに到達するFM放送波は、直接波Cp
(t)と、反射波(4(t)との合成波のFM波信号C
’(t)であり、今、FM放送波の搬送周波数をωC1
変調信号をf(t)、行路差に起因する遅延時間をτと
すると、前記した直接波Cp(t)、反射波CB、(t
)及び合成波のFM信号C’(t)などは、それぞれ次
の(1)〜(3)式によって示される。
(ただし、A=1.ω0τ=θとする)
上記した(3)式において、E ny (t)は、直接
波CD(t)と反射波c B(t)との干渉によって合
成波のFM波信号Cit)に生じた振幅変動を示す項で
あ米匠り、また、φ(1)は位相変動を示す項であって
、これらは、直接波と反射波(または目的波と干渉波)
との間の干渉比をKとすると、それぞれ次の(4)。
波CD(t)と反射波c B(t)との干渉によって合
成波のFM波信号Cit)に生じた振幅変動を示す項で
あ米匠り、また、φ(1)は位相変動を示す項であって
、これらは、直接波と反射波(または目的波と干渉波)
との間の干渉比をKとすると、それぞれ次の(4)。
(5)式のように示される。
そして、上記の(3)式で示されるFM波信号C’(t
)は、それがFM復調器によって復調されると、e
(t)= f ’(t)+φ’(t) ・
(6)上記の(6)式のe。
)は、それがFM復調器によって復調されると、e
(t)= f ’(t)+φ’(t) ・
(6)上記の(6)式のe。
(1)で示されるようなFM復調信号e。
(1)を生じると、この(6)式から明らかなように、
(3)式のFM波信号C’(t)をFM復調器によ**
ってFM復調して得たFM復調信号e。
(3)式のFM波信号C’(t)をFM復調器によ**
ってFM復調して得たFM復調信号e。
(1)には、本来必要とされる復調信号f ’(t)に
、φ′(t)で示されるような干渉歪が付加されている
。
、φ′(t)で示されるような干渉歪が付加されている
。
ここで、上記の(6)式中でφ′(t)によって示され
ている干渉歪成分をDis(t)で表わすと、Dis(
t)は次の(7)式で表わされるものとなる。
ている干渉歪成分をDis(t)で表わすと、Dis(
t)は次の(7)式で表わされるものとなる。
ここで、FM復調器より得られるFM復調信号eo(t
)から無歪の復調信号f ’(t)を得ようとする場合
について考えてみると、無歪の復調信号f’(t)は(
6)式で示されているFM復調信号e。
)から無歪の復調信号f ’(t)を得ようとする場合
について考えてみると、無歪の復調信号f’(t)は(
6)式で示されているFM復調信号e。
(1)から(7)式で示される干渉歪成分Js(t)を
差引けば良いことが判かるから、第2図示のブロック図
のように、何らかの手段Eによって干渉歪成分Js(t
)を作り出し、これをFM復調器DETの出力信号eo
(t)から減算器SUBによって差引くことによって得
ることができる。
差引けば良いことが判かるから、第2図示のブロック図
のように、何らかの手段Eによって干渉歪成分Js(t
)を作り出し、これをFM復調器DETの出力信号eo
(t)から減算器SUBによって差引くことによって得
ることができる。
第3図は上記のような構成原理に従って、直接波の方が
反射波よりも大きな場合に適合するように構成されたF
M波信号同士の干渉によって復調信号中に生じる干渉歪
の除去方式の一例のもののブロック図である。
反射波よりも大きな場合に適合するように構成されたF
M波信号同士の干渉によって復調信号中に生じる干渉歪
の除去方式の一例のもののブロック図である。
第3図において、1は他のFM波信号の干渉を受けてい
る状態の復調対象FM波信号C’(t)の入力端子であ
り、この入力端子1に供給されたFM信号C’(t)は
FM復調器2と自動利得制御回路3*本(以下、AGC
回路3と記載する)とに与えられる。
る状態の復調対象FM波信号C’(t)の入力端子であ
り、この入力端子1に供給されたFM信号C’(t)は
FM復調器2と自動利得制御回路3*本(以下、AGC
回路3と記載する)とに与えられる。
FM復調器2からのFM復調信号e。
(1)は、干渉比KがK<1の条件において、次の(8
)式に示すようなものとなり演算回路10に与えられる
。
)式に示すようなものとなり演算回路10に与えられる
。
上記の(8)式中における右辺第1項のf’(t)は無
歪の復調信号を示し、右辺第2項以降はFM波信号同士
の干渉によって生じた歪成分である。
歪の復調信号を示し、右辺第2項以降はFM波信号同士
の干渉によって生じた歪成分である。
また、前記した入力FM波信号C’(t)は、AGC回
路3においてその振幅が一定(例えばA二1)未来にな
されてからエンベロープ検出回路4に加えられ、エンベ
ロープ検出回路4からは(9)式に示されるような負極
性のエンベロープ−En■(t)が出力される(ただし
、K<1.A二1)。
路3においてその振幅が一定(例えばA二1)未来にな
されてからエンベロープ検出回路4に加えられ、エンベ
ロープ検出回路4からは(9)式に示されるような負極
性のエンベロープ−En■(t)が出力される(ただし
、K<1.A二1)。
エンベロープ検出回路4の出力信号は、コンデンサ5に
よって直流分が除去されて、(10)式のような交流分
だけのエンベロープ信号−en■(t)とな**
X されて、これか の特性を有する波形変換−2X 回路6ヘーX(t)信号として与えられる。
よって直流分が除去されて、(10)式のような交流分
だけのエンベロープ信号−en■(t)とな**
X されて、これか の特性を有する波形変換−2X 回路6ヘーX(t)信号として与えられる。
前記の波形変換回路6からの出力信号はアナログ掛算器
7へその一人力信号として与えられる。
7へその一人力信号として与えられる。
上記した演算回路10から出力端子11には無歪のFM
復調信号f ’(t)が出力されるのであるが、この無
歪のFM復調信号f ’(t)は遅延回路8によって遅
延された後に演算回路9へその減数信号として与えられ
、また、この演算回路9には出力端子11から無歪のF
M復調信号f ’(t)が被減数信※※号として与えら
れているから、演算回路9の出力信号は(f’(t)
−f’(を−τ))となり、これがアナログ掛算器7へ
その他方入力信号として与えられる。
復調信号f ’(t)が出力されるのであるが、この無
歪のFM復調信号f ’(t)は遅延回路8によって遅
延された後に演算回路9へその減数信号として与えられ
、また、この演算回路9には出力端子11から無歪のF
M復調信号f ’(t)が被減数信※※号として与えら
れているから、演算回路9の出力信号は(f’(t)
−f’(を−τ))となり、これがアナログ掛算器7へ
その他方入力信号として与えられる。
したがって、アナログ械算器7においてはそれへの前記
した2つの入力信号が掛算されて、(11)式に示され
るような歪打消用信号−Dis(t)が出力されて演算
回路10に与えられる。
した2つの入力信号が掛算されて、(11)式に示され
るような歪打消用信号−Dis(t)が出力されて演算
回路10に与えられる。
演算回路10において、(8)式に示されるような復調
器2からの出力信号e。
器2からの出力信号e。
(1)と、前記した(1拭の歪打消用信号−Dis(t
)とが演算されると、出力端子11に対しては無歪なF
M復調信号f ’(t)が出力される。
)とが演算されると、出力端子11に対しては無歪なF
M復調信号f ’(t)が出力される。
このように、第3図示の既提案の回路配置においては、
直接波CD(t)の方が反射波CB(t)よりも大きな
場合には、Kく1の条件下において良好に干渉歪が除去
乃至は軽減されたFM復調信号f’(t)が得られるの
であるが、直接波(4)(t)の方が反射波CB(t)
よりも小さい場合には干渉歪の除去作用を行なうことが
できない。
直接波CD(t)の方が反射波CB(t)よりも大きな
場合には、Kく1の条件下において良好に干渉歪が除去
乃至は軽減されたFM復調信号f’(t)が得られるの
であるが、直接波(4)(t)の方が反射波CB(t)
よりも小さい場合には干渉歪の除去作用を行なうことが
できない。
ところで、実際のFM電波の受信に際しては、受信地点
の周囲の状況に応じて、あるいは電波の伝播経路の状態
に応じて、直接波と反射波との犬きさの関係はまちまち
であり、反射波の方が直接波よりも大きくて反射波を受
信した方が良好なS/Nが得られることも多い。
の周囲の状況に応じて、あるいは電波の伝播経路の状態
に応じて、直接波と反射波との犬きさの関係はまちまち
であり、反射波の方が直接波よりも大きくて反射波を受
信した方が良好なS/Nが得られることも多い。
本発明は、上記のように反射波c B(t)の方が、直
接波(、D(t)よりも大きい場合に、FM波信号同士
の干渉によって復調信号中に生じる干渉歪を除去乃至は
軽減させうるようにした干渉歪の除去方式を提供したも
のであって、第4図に本発明の干渉歪除去方式の一領態
様のもののブロック図を示す。
接波(、D(t)よりも大きい場合に、FM波信号同士
の干渉によって復調信号中に生じる干渉歪を除去乃至は
軽減させうるようにした干渉歪の除去方式を提供したも
のであって、第4図に本発明の干渉歪除去方式の一領態
様のもののブロック図を示す。
第4図において、入力端子12に直接波(4)(t)よ
りも反射波CR(t)の方が大きな状態で、この2つの
FM波信号の合成波のFM波信号C’(t) (ただし
、干渉比KがKく1)が与えられた場合に、FM復調器
13から出力されるFM復調信号eJt)は、 次の(12)式で示されるようなものとなる。
りも反射波CR(t)の方が大きな状態で、この2つの
FM波信号の合成波のFM波信号C’(t) (ただし
、干渉比KがKく1)が与えられた場合に、FM復調器
13から出力されるFM復調信号eJt)は、 次の(12)式で示されるようなものとなる。
FM復調器13からのFM復調信号e。
(1)は、第2の遅延回路14においてτだけの時間遅
延を*1受けたFM復調信号eo’(t)は次のa僧式
によって示される。
延を*1受けたFM復調信号eo’(t)は次のa僧式
によって示される。
また、入力端子12に与えられたFM波信号C’(t)
が、AGC回路16においてその振幅が−となされてか
らエンベロープ検出回路17に加え**られることによ
り、エンベロープ検出回路17からは04)式に示され
るような負極性のエンベロープエンベロープ検出回路1
7の出力信号は、コンデンサ18によって直流分が除去
されて、a9式のような交流分だけのエンベロープ信号
−env(t)未来となされた後に第1の遅延回路19
へ与えられる。
が、AGC回路16においてその振幅が−となされてか
らエンベロープ検出回路17に加え**られることによ
り、エンベロープ検出回路17からは04)式に示され
るような負極性のエンベロープエンベロープ検出回路1
7の出力信号は、コンデンサ18によって直流分が除去
されて、a9式のような交流分だけのエンベロープ信号
−env(t)未来となされた後に第1の遅延回路19
へ与えられる。
06)式は第1の遅延回路19によってτの遅延が与え
られたエンベロープ信号−eny’(t)である。
られたエンベロープ信号−eny’(t)である。
(16)式で示される遅延の与えられたエンベロープ信
号−en■′(t)は、y= の特性を有す−2
X る波形変換回路20ヘーX(t)信号として与えられ、
波形変換回路20からの出力信号はアナログ掛算器21
へその一方入力信号として加えられる。
号−en■′(t)は、y= の特性を有す−2
X る波形変換回路20ヘーX(t)信号として与えられ、
波形変換回路20からの出力信号はアナログ掛算器21
へその一方入力信号として加えられる。
第6図は波形変換回路20の一例構成を示す回路図であ
り、図中のR1−R3は抵抗、Dはダイオードであって
、この回路は第6図示のような入出力特性を有し、入力
されたーX(t)の信号は出力側X(こ) に−として現われる。
り、図中のR1−R3は抵抗、Dはダイオードであって
、この回路は第6図示のような入出力特性を有し、入力
されたーX(t)の信号は出力側X(こ) に−として現われる。
1 + 2 X(t)
第1の演算回路15から出力端子23に送出される無歪
なFM復調信号f’(t−2τ)は、第2※※の演算回
路22へその被減数信号としても与えられており、また
、前記した第2の演算回路22へはFM復調器13から
のFM復調信号e。
なFM復調信号f’(t−2τ)は、第2※※の演算回
路22へその被減数信号としても与えられており、また
、前記した第2の演算回路22へはFM復調器13から
のFM復調信号e。
(1)が減数信号として与えられている。
第2の演算回路22の出力信号はアナログ掛算器21へ
その他方入力信号として与えられ、これにより既述した
一丁に%の信号をアブ−ログ掛算器21においてスイッ
チングする。
その他方入力信号として与えられ、これにより既述した
一丁に%の信号をアブ−ログ掛算器21においてスイッ
チングする。
したがって、第2の演算回路22に加えられる前記の減
数信号e。
数信号e。
(1)は、eo(t)÷f ’ (t−τ)とみても差
支えがなく、前記した第2の演算回路22の出力信号は
、(f ’ (t−2τ)−f’(t−τ))が得られ
、アナログ掛算器21の出力として得られる歪打消用信
号−Js(t)は次の(17)式で示されるものとなる
。
支えがなく、前記した第2の演算回路22の出力信号は
、(f ’ (t−2τ)−f’(t−τ))が得られ
、アナログ掛算器21の出力として得られる歪打消用信
号−Js(t)は次の(17)式で示されるものとなる
。
第1の演算回路15において、第2の遅延回路14から
の出力信号e。
の出力信号e。
′(t)からアナログ掛算器21の出力信号、すなわち
歪打消用信号−Dis(4)☆☆が差引かれることによ
り、第1の演算回路15からの出力信号は次の(国式に
示されるように無歪なFM信号となるのである。
歪打消用信号−Dis(4)☆☆が差引かれることによ
り、第1の演算回路15からの出力信号は次の(国式に
示されるように無歪なFM信号となるのである。
なお、既述したAGC回路16は、受信場所における電
界強度の相違、あるいは移動する反射体(例えば、飛行
機、電車、自動車)などに基づく受信電波の強度変動が
生じても、それに入力されたFM波信号C’(t)を信
号レベルの一定化されたFM信号として、その振幅エン
ベロープ−Eny(t)の信号レベルも一定なものとな
るように動作し、したがって、AGC回路16の使用に
より受信電波の強度変動が生じても干渉歪の除去効果が
損なわれるようなことが起こらない。
界強度の相違、あるいは移動する反射体(例えば、飛行
機、電車、自動車)などに基づく受信電波の強度変動が
生じても、それに入力されたFM波信号C’(t)を信
号レベルの一定化されたFM信号として、その振幅エン
ベロープ−Eny(t)の信号レベルも一定なものとな
るように動作し、したがって、AGC回路16の使用に
より受信電波の強度変動が生じても干渉歪の除去効果が
損なわれるようなことが起こらない。
また、FM放送波の受信時には無数の反射波の存在を考
えなければならないが、遅延回路14゜19において設
定すべき遅延時間τの値は、それを信号レベルの最も大
きな反射波と直接波との時間差に着目して決定すれば干
渉歪の大巾な改善結果が得られるのである。
えなければならないが、遅延回路14゜19において設
定すべき遅延時間τの値は、それを信号レベルの最も大
きな反射波と直接波との時間差に着目して決定すれば干
渉歪の大巾な改善結果が得られるのである。
第7図は第1図示の回路配置と第4図示の回路配置とを
連動する切換えスイッチsw0.sw2によって切換え
使用できるようにしたもののブロック図であって、この
第7図示のような構成のものとして干渉歪の除去方式を
実施すれば、受信地点において直接波、間接波の倒れが
強い場合でも、その強い電波の方を受信した状態で干渉
歪の除去を行なうことができるのでS/Hの良好な受信
を行なう面で有利である。
連動する切換えスイッチsw0.sw2によって切換え
使用できるようにしたもののブロック図であって、この
第7図示のような構成のものとして干渉歪の除去方式を
実施すれば、受信地点において直接波、間接波の倒れが
強い場合でも、その強い電波の方を受信した状態で干渉
歪の除去を行なうことができるのでS/Hの良好な受信
を行なう面で有利である。
以上、詳細に説明したところから明らかなように、本発
明の干渉歪の除去方式においては、直接波よりも反射波
の信号レベルが高い状態で互いに干渉している放送波の
受信に際して、干渉比KがK<1の条件下でしかも反射
波が1つの場合には、干渉歪は略々完全に除去でき、ま
た、反射波が無数に存在している場合でも、その反射波
の内で信号レベルの一番高いものに着目して、それと直
接波との時間差を、遅延回路14,19における遅延時
間τに設定すれば干渉歪は大巾に軽減される。
明の干渉歪の除去方式においては、直接波よりも反射波
の信号レベルが高い状態で互いに干渉している放送波の
受信に際して、干渉比KがK<1の条件下でしかも反射
波が1つの場合には、干渉歪は略々完全に除去でき、ま
た、反射波が無数に存在している場合でも、その反射波
の内で信号レベルの一番高いものに着目して、それと直
接波との時間差を、遅延回路14,19における遅延時
間τに設定すれば干渉歪は大巾に軽減される。
また、FM放送の受信時にマルチパス妨害が生じた場合
には、通常は聴くに耐えない音質の再生音となるのであ
るが、本発明の干渉歪除去力式を実施した場合には、受
信場所の如何を問わずに常に高い忠実度の再生音が得ら
れるのであり、これはまた、FM放送波のサービスエリ
アの拡大をもたらすものであり、本発明方式をFM受信
機のチューナに採用すれば容易に高忠実度再生の可能な
FM受信機を提供することができる。
には、通常は聴くに耐えない音質の再生音となるのであ
るが、本発明の干渉歪除去力式を実施した場合には、受
信場所の如何を問わずに常に高い忠実度の再生音が得ら
れるのであり、これはまた、FM放送波のサービスエリ
アの拡大をもたらすものであり、本発明方式をFM受信
機のチューナに採用すれば容易に高忠実度再生の可能な
FM受信機を提供することができる。
さらに、本発明方式は各種の記録媒体による映像信号そ
の他の信号の高密度記録再生を良好に行なうことに寄与
しうるなと多くの利点が得られる。
の他の信号の高密度記録再生を良好に行なうことに寄与
しうるなと多くの利点が得られる。
第1図はマルチパス妨害の概念の説明図、第2図はマル
チパス歪の除去回路のブロック図、第3図は既提案の干
渉歪の除去力式のブロック図、第4図は本発明の干渉歪
の除去力式の一実施態様のもののブロック図、第5図は
波形変換回路の一例構成を示す回路図、第6図は波形変
換回路の特性側図、第7図は本発明の干渉歪の除去方式
の適用例を示すブロック図である。 1.12・・・・・入力端子、2,13・・・・・・F
M復調器、3,16・・・・・・AGC回路、4,17
・・・・・・エンベロープ検出回路、5,18・・・・
・・直流阻止用コンデンサ、6,20・・・・・・波形
変換回路、7,21・・・・・・アナログ掛算器、8,
14,19・・・・・・遅延回路、10.15・・・・
・・第1の演算回路、9,22・・・・・・第2の演算
回路、11.23・・・・・・出力端子。
チパス歪の除去回路のブロック図、第3図は既提案の干
渉歪の除去力式のブロック図、第4図は本発明の干渉歪
の除去力式の一実施態様のもののブロック図、第5図は
波形変換回路の一例構成を示す回路図、第6図は波形変
換回路の特性側図、第7図は本発明の干渉歪の除去方式
の適用例を示すブロック図である。 1.12・・・・・入力端子、2,13・・・・・・F
M復調器、3,16・・・・・・AGC回路、4,17
・・・・・・エンベロープ検出回路、5,18・・・・
・・直流阻止用コンデンサ、6,20・・・・・・波形
変換回路、7,21・・・・・・アナログ掛算器、8,
14,19・・・・・・遅延回路、10.15・・・・
・・第1の演算回路、9,22・・・・・・第2の演算
回路、11.23・・・・・・出力端子。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 他のFM波信号の干渉を受けている状態の復調対象
FM波信号C’(t)をFM復調器に与えてFM復調信
号e。 (1)を得る手段と、前記の復調対象FM波信号C’(
t)を自動利得制御回路を介してエンベロープ検出回路
に与えて、前記のエンベロープ検出回路よりFM波信号
のエンベロープを負極性で検出する手段と、前記のエン
ベロープ検出回路で検出されたFM波信号の負極性のエ
ンベロープ−Eny(t)の交流弁−en■(t)を第
1の遅延回転に与えて、時間遅延の与えられた信号en
y’(t)を得て、この信号を□−2Xの特性を備えた
波形変換回路へ−X(t)信号として加えて、X(t) 波形変換回路より−()なる出力信号 1 + 2 x(t) を得る手段と、前記の波形変換回路の出力信号をアナロ
グ掛算器へその一方入力信号として加える手段と、FM
復調器から得たFM復調信号e。 (1)を第2の遅延回路に与えて時間遅延の与えられた
信号e。 ′(t)を得て、これを第1の演算回路へ被減数信号と
して与える手段と、前記した第1の演算回路に対して前
記のアナログ掛算器の出力信号を減数信号として加え、
第1の演算回路の出力信号として無歪のFM復調信号r
’(t−2τ)を出力する手段と、前記した無歪のFM
復調信号f’(t−2τ)を第2の演算回路へ被減数信
号として与えると共に、第2の演算回路にFM復調信号
e。 (1)を減数信号として与えて、第2の演算回路からの
出力信号(f’(t−2τ) −f ’ (t−τ))
を前記したアナログ掛算器へ与えて、アナログ掛算器の
出力より歪打消用信号−Disを得る手段とからなり、
無歪なFM復調信号を得ることができるようにしたFM
波信号同士の干渉によって復調信号中に生じる干渉歪の
除去方式。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP53060470A JPS5845217B2 (ja) | 1978-05-21 | 1978-05-21 | Fm波信号同士の干渉によつて復調信号中に生じる干渉歪の除去方式 |
US06/037,754 US4246541A (en) | 1978-05-21 | 1979-05-10 | System for removing interference distortion in the demodulated signal of a frequency-modulated signal |
GB7917626A GB2028061B (en) | 1978-05-21 | 1979-05-21 | Systems for removing interference from the demolated signal of a frequency-modulated signal |
DE2920496A DE2920496C2 (de) | 1978-05-21 | 1979-05-21 | Schaltungsanordnung zur Beseitigung von durch Mehrwegeempfang verursachten Interferenzstörungen in dem demodulierten Signal eines frequenzmodulierten Eingangssignals |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP53060470A JPS5845217B2 (ja) | 1978-05-21 | 1978-05-21 | Fm波信号同士の干渉によつて復調信号中に生じる干渉歪の除去方式 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS54152415A JPS54152415A (en) | 1979-11-30 |
JPS5845217B2 true JPS5845217B2 (ja) | 1983-10-07 |
Family
ID=13143182
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP53060470A Expired JPS5845217B2 (ja) | 1978-05-21 | 1978-05-21 | Fm波信号同士の干渉によつて復調信号中に生じる干渉歪の除去方式 |
Country Status (4)
Country | Link |
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US (1) | US4246541A (ja) |
JP (1) | JPS5845217B2 (ja) |
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GB (1) | GB2028061B (ja) |
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US3568078A (en) * | 1968-12-23 | 1971-03-02 | Radiation Inc | Fm demodulators with signal error removal |
US4166251A (en) * | 1977-05-30 | 1979-08-28 | Victor Company Of Japan, Ltd. | System for removing interference distortion in the demodulated signal of a frequency-modulated signal |
-
1978
- 1978-05-21 JP JP53060470A patent/JPS5845217B2/ja not_active Expired
-
1979
- 1979-05-10 US US06/037,754 patent/US4246541A/en not_active Expired - Lifetime
- 1979-05-21 GB GB7917626A patent/GB2028061B/en not_active Expired
- 1979-05-21 DE DE2920496A patent/DE2920496C2/de not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
GB2028061A (en) | 1980-02-27 |
DE2920496A1 (de) | 1979-11-29 |
GB2028061B (en) | 1982-04-21 |
US4246541A (en) | 1981-01-20 |
JPS54152415A (en) | 1979-11-30 |
DE2920496C2 (de) | 1983-06-01 |
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