JPS5845217B2

JPS5845217B2 - Ｆｍ波信号同士の干渉によつて復調信号中に生じる干渉歪の除去方式

Info

Publication number: JPS5845217B2
Application number: JP53060470A
Authority: JP
Inventors: 行信石垣
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1978-05-21
Filing date: 1978-05-21
Publication date: 1983-10-07
Also published as: US4246541A; DE2920496C2; DE2920496A1; GB2028061A; JPS54152415A; GB2028061B

Description

【発明の詳細な説明】本来、復調対象とされるべきＦＭ波信号に、他のＦＭ波
信号が干渉している場合には、そのＦＭ波信号をＦＭ復
調器によって復調して得たＦＭ復調信号中には干渉歪が
発生する。

このようなＦＭ波信号同士の干渉によりＦＭ復調信号中
に生じる干渉歪は、ＦＭ放送受信機における受信電波が
多くの伝播経路（マルチパス）を経た複数のＦＭ信号波
の合成波であった場合、あるいはＦＭ波信号のケーブル
伝送において、ケーブルと人、出力機器との間のインピ
ーダンスの不整合によって反射が起こっている場合、も
しくは、各種の記録媒体において、記録信号がＦＭ信号
が形態となされて高密度記録されている際に隣接チャン
ネル間に漏話が生じた場合、無溝ディスクにおける主要
な情報信号とトラッキング信号との干渉その他、多くの
場合に問題となる。

これを、ＦＭ放送受信機におけるいわゆるマルチパス妨
害の場合を例にとって説明すると次のとおりである。

すなわち、ＦＭ受信機には、ＦＭ放送波の直接波の他に
、反射波及び回折波などの間接波も入力されることがあ
り、そのためにＦＭ復調信号中には直接波と間接波、（
または希望波と妨害波）との干渉に基づいて干渉歪が発
生するが、上記したＦＭ復調信号中の干渉歪の発生（マ
ルチパス妨害）は、都市化が進んで高層建築物の増加の
著るしい昨今になって重大な問題として取上げられるよ
うになった。

そして、従来、ＦＭ放送波におけるマルチパス妨害の除
去乃至は軽減のための方策として一般的に採用されてい
た手段は、受信アンテナとして鋭るどい指向性を備えた
ものを用いることにより、受信しようとするＦＭ電波の
直接波だけがＦＭ受信機への受信入力として与えられる
ようにしようという方法であったが、既述のように最近
における高層建築物の増加は、使用する需信アンテナの
指向特性に依存して直接波だけをＦＭ受信機に入力させ
るようにすることを著るしく困難なものにしている。

そのため、近年になり電気回路によってマルチパス妨害
の除去乃至は軽減を図かろうとする試みが行なわれるよ
うになり、本出願人会社でもこれ＊＊までにマルチパス
妨害などのようにＦＭ波信号同士の干渉によって復調信
号中に生じる干渉歪の除去方式についての多くの提案を
行なって来ている。

まず、上記した既提案方式における干渉歪の除去方式の
構成原理を添付図面第１図及び第２図を参照して説明す
ると次のとおりである。

すなわち、第１図は、マルチパス妨害の概念を説明する
ための図であって、この第１図において、Ａｔは送信ア
ンテナ、Ｂは反射物体、Ａｒは受信アンテナであって、
受信アンテナＡｒに到達するＦＭ放送波は、直接波Ｃｐ
（ｔ）と、反射波（４（ｔ）との合成波のＦＭ波信号Ｃ
’（ｔ）であり、今、ＦＭ放送波の搬送周波数をωＣ１
変調信号をｆ（ｔ）、行路差に起因する遅延時間をτと
すると、前記した直接波Ｃｐ（ｔ）、反射波ＣＢ、（ｔ
）及び合成波のＦＭ信号Ｃ’（ｔ）などは、それぞれ次
の（１）〜（３）式によって示される。

（ただし、Ａ＝１．ω０τ＝θとする）上記した（３）式において、Ｅｎｙ（ｔ）は、直接
波ＣＤ（ｔ）と反射波ｃＢ（ｔ）との干渉によって合
成波のＦＭ波信号Ｃｉｔ）に生じた振幅変動を示す項で
あ米匠り、また、φ（１）は位相変動を示す項であって
、これらは、直接波と反射波（または目的波と干渉波）
との間の干渉比をＫとすると、それぞれ次の（４）。

（５）式のように示される。

そして、上記の（３）式で示されるＦＭ波信号Ｃ’（ｔ
）は、それがＦＭ復調器によって復調されると、ｅ
（ｔ）＝ｆ ’（ｔ）＋φ’（ｔ）・
（６）上記の（６）式のｅ。

（１）で示されるようなＦＭ復調信号ｅ。

（１）を生じると、この（６）式から明らかなように、
（３）式のＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）をＦＭ復調器によ＊＊
ってＦＭ復調して得たＦＭ復調信号ｅ。

（１）には、本来必要とされる復調信号ｆ ’（ｔ）に
、φ′（ｔ）で示されるような干渉歪が付加されている
。

ここで、上記の（６）式中でφ′（ｔ）によって示され
ている干渉歪成分をＤｉｓ（ｔ）で表わすと、Ｄｉｓ（
ｔ）は次の（７）式で表わされるものとなる。

ここで、ＦＭ復調器より得られるＦＭ復調信号ｅｏ（ｔ
）から無歪の復調信号ｆ ’（ｔ）を得ようとする場合
について考えてみると、無歪の復調信号ｆ’（ｔ）は（
６）式で示されているＦＭ復調信号ｅ。

（１）から（７）式で示される干渉歪成分Ｊｓ（ｔ）を
差引けば良いことが判かるから、第２図示のブロック図
のように、何らかの手段Ｅによって干渉歪成分Ｊｓ（ｔ
）を作り出し、これをＦＭ復調器ＤＥＴの出力信号ｅｏ
（ｔ）から減算器ＳＵＢによって差引くことによって得
ることができる。

第３図は上記のような構成原理に従って、直接波の方が
反射波よりも大きな場合に適合するように構成されたＦ
Ｍ波信号同士の干渉によって復調信号中に生じる干渉歪
の除去方式の一例のもののブロック図である。

第３図において、１は他のＦＭ波信号の干渉を受けてい
る状態の復調対象ＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）の入力端子であ
り、この入力端子１に供給されたＦＭ信号Ｃ’（ｔ）は
ＦＭ復調器２と自動利得制御回路３＊本（以下、ＡＧＣ
回路３と記載する）とに与えられる。

ＦＭ復調器２からのＦＭ復調信号ｅ。

（１）は、干渉比ＫがＫ＜１の条件において、次の（８
）式に示すようなものとなり演算回路１０に与えられる
。

上記の（８）式中における右辺第１項のｆ’（ｔ）は無
歪の復調信号を示し、右辺第２項以降はＦＭ波信号同士
の干渉によって生じた歪成分である。

また、前記した入力ＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）は、ＡＧＣ回
路３においてその振幅が一定（例えばＡ二１）未来にな
されてからエンベロープ検出回路４に加えられ、エンベ
ロープ検出回路４からは（９）式に示されるような負極
性のエンベロープ−Ｅｎ■（ｔ）が出力される（ただし
、Ｋ＜１．Ａ二１）。

エンベロープ検出回路４の出力信号は、コンデンサ５に
よって直流分が除去されて、（１０）式のような交流分
だけのエンベロープ信号−ｅｎ■（ｔ）とな＊＊
Ｘされて、これかの特性を有する波形変換−２Ｘ回路６ヘーＸ（ｔ）信号として与えられる。

前記の波形変換回路６からの出力信号はアナログ掛算器
７へその一人力信号として与えられる。

上記した演算回路１０から出力端子１１には無歪のＦＭ
復調信号ｆ ’（ｔ）が出力されるのであるが、この無
歪のＦＭ復調信号ｆ ’（ｔ）は遅延回路８によって遅
延された後に演算回路９へその減数信号として与えられ
、また、この演算回路９には出力端子１１から無歪のＦ
Ｍ復調信号ｆ ’（ｔ）が被減数信※※号として与えら
れているから、演算回路９の出力信号は（ｆ’（ｔ）
−ｆ’（を−τ））となり、これがアナログ掛算器７へ
その他方入力信号として与えられる。

したがって、アナログ械算器７においてはそれへの前記
した２つの入力信号が掛算されて、（１１）式に示され
るような歪打消用信号−Ｄｉｓ（ｔ）が出力されて演算
回路１０に与えられる。

演算回路１０において、（８）式に示されるような復調
器２からの出力信号ｅ。

（１）と、前記した（１拭の歪打消用信号−Ｄｉｓ（ｔ
）とが演算されると、出力端子１１に対しては無歪なＦ
Ｍ復調信号ｆ ’（ｔ）が出力される。

このように、第３図示の既提案の回路配置においては、
直接波ＣＤ（ｔ）の方が反射波ＣＢ（ｔ）よりも大きな
場合には、Ｋく１の条件下において良好に干渉歪が除去
乃至は軽減されたＦＭ復調信号ｆ’（ｔ）が得られるの
であるが、直接波（４）（ｔ）の方が反射波ＣＢ（ｔ）
よりも小さい場合には干渉歪の除去作用を行なうことが
できない。

ところで、実際のＦＭ電波の受信に際しては、受信地点
の周囲の状況に応じて、あるいは電波の伝播経路の状態
に応じて、直接波と反射波との犬きさの関係はまちまち
であり、反射波の方が直接波よりも大きくて反射波を受
信した方が良好なＳ／Ｎが得られることも多い。

本発明は、上記のように反射波ｃＢ（ｔ）の方が、直
接波（、Ｄ（ｔ）よりも大きい場合に、ＦＭ波信号同士
の干渉によって復調信号中に生じる干渉歪を除去乃至は
軽減させうるようにした干渉歪の除去方式を提供したも
のであって、第４図に本発明の干渉歪除去方式の一領態
様のもののブロック図を示す。

第４図において、入力端子１２に直接波（４）（ｔ）よ
りも反射波ＣＲ（ｔ）の方が大きな状態で、この２つの
ＦＭ波信号の合成波のＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）（ただし
、干渉比ＫがＫく１）が与えられた場合に、ＦＭ復調器
１３から出力されるＦＭ復調信号ｅＪｔ）は、次の（１２）式で示されるようなものとなる。

ＦＭ復調器１３からのＦＭ復調信号ｅ。

（１）は、第２の遅延回路１４においてτだけの時間遅
延を＊１受けたＦＭ復調信号ｅｏ’（ｔ）は次のａ僧式
によって示される。

また、入力端子１２に与えられたＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）
が、ＡＧＣ回路１６においてその振幅が−となされてか
らエンベロープ検出回路１７に加え＊＊られることによ
り、エンベロープ検出回路１７からは０４）式に示され
るような負極性のエンベロープエンベロープ検出回路１
７の出力信号は、コンデンサ１８によって直流分が除去
されて、ａ９式のような交流分だけのエンベロープ信号
−ｅｎｖ（ｔ）未来となされた後に第１の遅延回路１９
へ与えられる。

０６）式は第１の遅延回路１９によってτの遅延が与え
られたエンベロープ信号−ｅｎｙ’（ｔ）である。

（１６）式で示される遅延の与えられたエンベロープ信
号−ｅｎ■′（ｔ）は、ｙ＝の特性を有す−２
Ｘる波形変換回路２０ヘーＸ（ｔ）信号として与えられ、
波形変換回路２０からの出力信号はアナログ掛算器２１
へその一方入力信号として加えられる。

第６図は波形変換回路２０の一例構成を示す回路図であ
り、図中のＲ１−Ｒ３は抵抗、Ｄはダイオードであって
、この回路は第６図示のような入出力特性を有し、入力
されたーＸ（ｔ）の信号は出力側Ｘ（こ）に−として現われる。

１＋２Ｘ（ｔ）第１の演算回路１５から出力端子２３に送出される無歪
なＦＭ復調信号ｆ’（ｔ−２τ）は、第２※※の演算回
路２２へその被減数信号としても与えられており、また
、前記した第２の演算回路２２へはＦＭ復調器１３から
のＦＭ復調信号ｅ。

（１）が減数信号として与えられている。

第２の演算回路２２の出力信号はアナログ掛算器２１へ
その他方入力信号として与えられ、これにより既述した
一丁に％の信号をアブ−ログ掛算器２１においてスイッ
チングする。

したがって、第２の演算回路２２に加えられる前記の減
数信号ｅ。

（１）は、ｅｏ（ｔ）÷ｆ ’ （ｔ−τ）とみても差
支えがなく、前記した第２の演算回路２２の出力信号は
、（ｆ ’ （ｔ−２τ）−ｆ’（ｔ−τ））が得られ
、アナログ掛算器２１の出力として得られる歪打消用信
号−Ｊｓ（ｔ）は次の（１７）式で示されるものとなる
。

第１の演算回路１５において、第２の遅延回路１４から
の出力信号ｅ。

′（ｔ）からアナログ掛算器２１の出力信号、すなわち
歪打消用信号−Ｄｉｓ（４）☆☆が差引かれることによ
り、第１の演算回路１５からの出力信号は次の（国式に
示されるように無歪なＦＭ信号となるのである。

なお、既述したＡＧＣ回路１６は、受信場所における電
界強度の相違、あるいは移動する反射体（例えば、飛行
機、電車、自動車）などに基づく受信電波の強度変動が
生じても、それに入力されたＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）を信
号レベルの一定化されたＦＭ信号として、その振幅エン
ベロープ−Ｅｎｙ（ｔ）の信号レベルも一定なものとな
るように動作し、したがって、ＡＧＣ回路１６の使用に
より受信電波の強度変動が生じても干渉歪の除去効果が
損なわれるようなことが起こらない。

また、ＦＭ放送波の受信時には無数の反射波の存在を考
えなければならないが、遅延回路１４゜１９において設
定すべき遅延時間τの値は、それを信号レベルの最も大
きな反射波と直接波との時間差に着目して決定すれば干
渉歪の大巾な改善結果が得られるのである。

第７図は第１図示の回路配置と第４図示の回路配置とを
連動する切換えスイッチｓｗ０．ｓｗ２によって切換え
使用できるようにしたもののブロック図であって、この
第７図示のような構成のものとして干渉歪の除去方式を
実施すれば、受信地点において直接波、間接波の倒れが
強い場合でも、その強い電波の方を受信した状態で干渉
歪の除去を行なうことができるのでＳ／Ｈの良好な受信
を行なう面で有利である。

以上、詳細に説明したところから明らかなように、本発
明の干渉歪の除去方式においては、直接波よりも反射波
の信号レベルが高い状態で互いに干渉している放送波の
受信に際して、干渉比ＫがＫ＜１の条件下でしかも反射
波が１つの場合には、干渉歪は略々完全に除去でき、ま
た、反射波が無数に存在している場合でも、その反射波
の内で信号レベルの一番高いものに着目して、それと直
接波との時間差を、遅延回路１４，１９における遅延時
間τに設定すれば干渉歪は大巾に軽減される。

また、ＦＭ放送の受信時にマルチパス妨害が生じた場合
には、通常は聴くに耐えない音質の再生音となるのであ
るが、本発明の干渉歪除去力式を実施した場合には、受
信場所の如何を問わずに常に高い忠実度の再生音が得ら
れるのであり、これはまた、ＦＭ放送波のサービスエリ
アの拡大をもたらすものであり、本発明方式をＦＭ受信
機のチューナに採用すれば容易に高忠実度再生の可能な
ＦＭ受信機を提供することができる。

さらに、本発明方式は各種の記録媒体による映像信号そ
の他の信号の高密度記録再生を良好に行なうことに寄与
しうるなと多くの利点が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図はマルチパス妨害の概念の説明図、第２図はマル
チパス歪の除去回路のブロック図、第３図は既提案の干
渉歪の除去力式のブロック図、第４図は本発明の干渉歪
の除去力式の一実施態様のもののブロック図、第５図は
波形変換回路の一例構成を示す回路図、第６図は波形変
換回路の特性側図、第７図は本発明の干渉歪の除去方式
の適用例を示すブロック図である。１．１２・・・・・入力端子、２，１３・・・・・・Ｆ
Ｍ復調器、３，１６・・・・・・ＡＧＣ回路、４，１７
・・・・・・エンベロープ検出回路、５，１８・・・・
・・直流阻止用コンデンサ、６，２０・・・・・・波形
変換回路、７，２１・・・・・・アナログ掛算器、８，
１４，１９・・・・・・遅延回路、１０．１５・・・・
・・第１の演算回路、９，２２・・・・・・第２の演算
回路、１１．２３・・・・・・出力端子。

Claims

【特許請求の範囲】１他のＦＭ波信号の干渉を受けている状態の復調対象
ＦＭ波信号Ｃ’（ｔ）をＦＭ復調器に与えてＦＭ復調信
号ｅ。（１）を得る手段と、前記の復調対象ＦＭ波信号Ｃ’（
ｔ）を自動利得制御回路を介してエンベロープ検出回路
に与えて、前記のエンベロープ検出回路よりＦＭ波信号
のエンベロープを負極性で検出する手段と、前記のエン
ベロープ検出回路で検出されたＦＭ波信号の負極性のエ
ンベロープ−Ｅｎｙ（ｔ）の交流弁−ｅｎ■（ｔ）を第
１の遅延回転に与えて、時間遅延の与えられた信号ｅｎ
ｙ’（ｔ）を得て、この信号を□−２Ｘの特性を備えた
波形変換回路へ−Ｘ（ｔ）信号として加えて、Ｘ（ｔ）波形変換回路より−（）なる出力信号１＋２ｘ（ｔ）を得る手段と、前記の波形変換回路の出力信号をアナロ
グ掛算器へその一方入力信号として加える手段と、ＦＭ
復調器から得たＦＭ復調信号ｅ。（１）を第２の遅延回路に与えて時間遅延の与えられた
信号ｅ。 ′（ｔ）を得て、これを第１の演算回路へ被減数信号と
して与える手段と、前記した第１の演算回路に対して前
記のアナログ掛算器の出力信号を減数信号として加え、
第１の演算回路の出力信号として無歪のＦＭ復調信号ｒ
’（ｔ−２τ）を出力する手段と、前記した無歪のＦＭ
復調信号ｆ’（ｔ−２τ）を第２の演算回路へ被減数信
号として与えると共に、第２の演算回路にＦＭ復調信号
ｅ。（１）を減数信号として与えて、第２の演算回路からの
出力信号（ｆ’（ｔ−２τ） −ｆ ’ （ｔ−τ））
を前記したアナログ掛算器へ与えて、アナログ掛算器の
出力より歪打消用信号−Ｄｉｓを得る手段とからなり、
無歪なＦＭ復調信号を得ることができるようにしたＦＭ
波信号同士の干渉によって復調信号中に生じる干渉歪の
除去方式。