JPS584497B2 - 局部発振装置 - Google Patents
局部発振装置Info
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- JPS584497B2 JPS584497B2 JP53010286A JP1028678A JPS584497B2 JP S584497 B2 JPS584497 B2 JP S584497B2 JP 53010286 A JP53010286 A JP 53010286A JP 1028678 A JP1028678 A JP 1028678A JP S584497 B2 JPS584497 B2 JP S584497B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J5/00—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner
- H03J5/24—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with a number of separate pretuned tuning circuits or separate tuning elements selectively brought into circuit, e.g. for waveband selection or for television channel selection
- H03J5/242—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with a number of separate pretuned tuning circuits or separate tuning elements selectively brought into circuit, e.g. for waveband selection or for television channel selection used exclusively for band selection
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Transceivers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は複数の周波数帯の送信または／および受信を行
う通信機に用いる局部発振装置に関する。
う通信機に用いる局部発振装置に関する。
さらに詳言すればフエーズ・ロツクド・ループ（以下、
本明細書においてはフエーズ・ロツクド・ループをＰＬ
Ｌと記す。
本明細書においてはフエーズ・ロツクド・ループをＰＬ
Ｌと記す。
）回路を使用した局部発振装置に関する。
たとえば、従来の局部発振装置はＳＳＢトランシーバの
受信側を例にとって示せば第１図に示す如く構成してい
る。
受信側を例にとって示せば第１図に示す如く構成してい
る。
第１図において、１はアンテナを、２は高周波増幅回路
を、３は混合回路を、４は中間周波フィルタを、５は中
間周波増幅回路を、６は復調回路を、７は局部発振装置
を、８は受信周波数カウント部をそれぞれ示し、複数の
周波数帯の受信をするＳＳＢトランシーバの受信部を構
成している。
を、３は混合回路を、４は中間周波フィルタを、５は中
間周波増幅回路を、６は復調回路を、７は局部発振装置
を、８は受信周波数カウント部をそれぞれ示し、複数の
周波数帯の受信をするＳＳＢトランシーバの受信部を構
成している。
局部発振装置７は受信周波数帯の数に見合った複数の電
圧制御発振器（以下、電圧制御発振器を■ＣＯと記す。
圧制御発振器（以下、電圧制御発振器を■ＣＯと記す。
）９と、２つの混合回路１０および１１と、ローパスフ
ィルタ１２と、バンドパスフィルタ１３と、位相比較器
１４と、ループフィルタ１５とからなるループ内に２つ
の混合回路を有するＰＬＬ回路と、ＶＣＯ９と同数のへ
テロダイン水晶発振器１６とからなっている。
ィルタ１２と、バンドパスフィルタ１３と、位相比較器
１４と、ループフィルタ１５とからなるループ内に２つ
の混合回路を有するＰＬＬ回路と、ＶＣＯ９と同数のへ
テロダイン水晶発振器１６とからなっている。
そこで混合回路１０により複数のＶＣＯ９中から選択し
た受信周波数帯に対応するＶＣＯ９の出力周波数と、複
数のヘテログイン水晶発振器１６中から選択した受信周
波数に対応するヘテロダイン水晶発振器１６の出力周波
数とを混合して成る一定範囲の周波数とし、混合回路１
１によりローバスフィルタ１２を通った混合回路１０の
前記の或る一定範囲の出力周波数と、キャリャ周波数発
振器１７の出力周波数と混合し、位相比較器１４にてバ
ンドパスフィルタ１３を通った混合回路１１の出力と、
可変周波数発振器（以下、本明細書において可変周波数
発振器をＶＦＯと記す。
た受信周波数帯に対応するＶＣＯ９の出力周波数と、複
数のヘテログイン水晶発振器１６中から選択した受信周
波数に対応するヘテロダイン水晶発振器１６の出力周波
数とを混合して成る一定範囲の周波数とし、混合回路１
１によりローバスフィルタ１２を通った混合回路１０の
前記の或る一定範囲の出力周波数と、キャリャ周波数発
振器１７の出力周波数と混合し、位相比較器１４にてバ
ンドパスフィルタ１３を通った混合回路１１の出力と、
可変周波数発振器（以下、本明細書において可変周波数
発振器をＶＦＯと記す。
）１８の出力周波数を基準周波数として位相比較し、こ
の出力によりＶＣＯ９を制御して局部発振装置７の出力
を得ている。
の出力によりＶＣＯ９を制御して局部発振装置７の出力
を得ている。
また、カウンタ部８はＶＣＯ９の出力周波数とキャリャ
周波数発振器１７の出力周波数とを混合する混合回路１
９と、混合回路１９の出力と基準周波数発振器２０の出
力を受けるカウンタ２１と、カウンタ２１の出力を表示
する表示器２２とからなり、受信周波数の表示をしてい
る。
周波数発振器１７の出力周波数とを混合する混合回路１
９と、混合回路１９の出力と基準周波数発振器２０の出
力を受けるカウンタ２１と、カウンタ２１の出力を表示
する表示器２２とからなり、受信周波数の表示をしてい
る。
しかし、上記の如き従来の局部発振装置においては、ヘ
テロダイン水晶発振器の数は受信周波数帯の数に見合っ
た数を必要とする欠点があった。
テロダイン水晶発振器の数は受信周波数帯の数に見合っ
た数を必要とする欠点があった。
また、ヘテロダイン水晶発振器の出力周波数の誤差が出
力に出て、受信周波数帯を切替えたとき局部発振装置の
出力周波数がずれる欠点があった。
力に出て、受信周波数帯を切替えたとき局部発振装置の
出力周波数がずれる欠点があった。
また、キャリャ周波数発振器１７，ＶＣＯ９、ヘテロダ
イン水晶発振器１６，ＶＦＯ１８のそれぞれの出力周波
数をｆＣＡＲ，ｆＶＣＯ，ｆＨＥＴｆＶＦＯとし、受信
周波数をｆＳＩＧとすればｆＶＣＯ＝ｆＨＥＴ＋ｆＣＡ
Ｒ−ｆＶＦＯｆＳＩＧ＝ｆＶＣＯ−ｆＣＡＲ ｆＳＩＧ＝ｆＨＥＴ−ｆＶＦＯ となり、受信周波数はヘテロダイン水晶発振器１６の出
力周波数とＶＦＯ１８の出力周波数との差により表示す
ることができるが、複数の水晶発振器１６のそれぞれを
正確な発振周波数に較正するためには多大の労力を必要
とし高価となるため、これを避けて受信周波数はＶＣＯ
９の出力周波数とキャリャ周波数発振器１７の出力周波
数との差で表示している。
イン水晶発振器１６，ＶＦＯ１８のそれぞれの出力周波
数をｆＣＡＲ，ｆＶＣＯ，ｆＨＥＴｆＶＦＯとし、受信
周波数をｆＳＩＧとすればｆＶＣＯ＝ｆＨＥＴ＋ｆＣＡ
Ｒ−ｆＶＦＯｆＳＩＧ＝ｆＶＣＯ−ｆＣＡＲ ｆＳＩＧ＝ｆＨＥＴ−ｆＶＦＯ となり、受信周波数はヘテロダイン水晶発振器１６の出
力周波数とＶＦＯ１８の出力周波数との差により表示す
ることができるが、複数の水晶発振器１６のそれぞれを
正確な発振周波数に較正するためには多大の労力を必要
とし高価となるため、これを避けて受信周波数はＶＣＯ
９の出力周波数とキャリャ周波数発振器１７の出力周波
数との差で表示している。
そこでカウンタ部は複雑な構成となる欠点も生じた。
また、ヘテロダイン水晶発振器の数が多いうえに、カウ
ンタ部が複雑な構成となるために全体の形状が大きくな
り、かつ高価になる欠点もあった。
ンタ部が複雑な構成となるために全体の形状が大きくな
り、かつ高価になる欠点もあった。
本発明は上記にかんがみなされたもので、上記の欠点を
解消した局部発振装置を提供することを目的とする。
解消した局部発振装置を提供することを目的とする。
本発明は、可変周波数発振器およびキャリャ周波数発振
器とを備え複数の周波数帯の送信または／および受信を
行う通信機の局部発振装置であって、一個の水晶基準発
振器と、少なくとも前記可変周波数発振器およびキャリ
ャ周波数発振器の出力を混合して使用する周波数帯の周
波数範囲に対応した一定範囲の出力周波数を出力する変
換回路と、受信周波数帯の数に相当した複数の電圧制御
発振器と前記電圧制御発振器中から使用する周波数帯に
対応した電圧制御発振器の出力と前記変換回路の出力と
を混合し使用する周波数帯に対応した一定の出力周波数
を出力する混合回路と使用する周波数帯に応じて与えら
れた分周比で前記混合回路の出力を分周するプログラマ
ブルカウンタと混合回路の出力を受け前記プログラムカ
ウンタヘ出力するバンドパスフィルタを有し前記一個の
水晶基準発振器の出力周波数からの基準周波数と位相同
期を行うフエーズ・ロツクド・ループ回路とからなり、
ヘテロダイン水晶発振器の数を減少して一個とすること
ができるとともに、受信周波数表示のためのカウンタ部
の構成を簡単にすることができるものである。
器とを備え複数の周波数帯の送信または／および受信を
行う通信機の局部発振装置であって、一個の水晶基準発
振器と、少なくとも前記可変周波数発振器およびキャリ
ャ周波数発振器の出力を混合して使用する周波数帯の周
波数範囲に対応した一定範囲の出力周波数を出力する変
換回路と、受信周波数帯の数に相当した複数の電圧制御
発振器と前記電圧制御発振器中から使用する周波数帯に
対応した電圧制御発振器の出力と前記変換回路の出力と
を混合し使用する周波数帯に対応した一定の出力周波数
を出力する混合回路と使用する周波数帯に応じて与えら
れた分周比で前記混合回路の出力を分周するプログラマ
ブルカウンタと混合回路の出力を受け前記プログラムカ
ウンタヘ出力するバンドパスフィルタを有し前記一個の
水晶基準発振器の出力周波数からの基準周波数と位相同
期を行うフエーズ・ロツクド・ループ回路とからなり、
ヘテロダイン水晶発振器の数を減少して一個とすること
ができるとともに、受信周波数表示のためのカウンタ部
の構成を簡単にすることができるものである。
以下、本発明を実施例によって説明する。
第２図は本発明の一実施例の局部発振装置を用いたＳＳ
Ｂトランシーバ受信部のブロック図である。
Ｂトランシーバ受信部のブロック図である。
第２図において、第１図と同一構成要素には同一の符号
を付してあり、１はアンテナを、２は高周波増幅回路を
、３は混合回路を、４は中間周波フィルタを、５は中間
周波増幅回路を、６は復調回路を、２３は局部発振装置
を、１７はキャリャ周波数発振器を、１８はＶＦＯを、
２４は受信周波数カウンタ部をそれぞれ示し、複数の周
波数帯の受信をするＳＳＢ トランシーバの受信部を構
成している。
を付してあり、１はアンテナを、２は高周波増幅回路を
、３は混合回路を、４は中間周波フィルタを、５は中間
周波増幅回路を、６は復調回路を、２３は局部発振装置
を、１７はキャリャ周波数発振器を、１８はＶＦＯを、
２４は受信周波数カウンタ部をそれぞれ示し、複数の周
波数帯の受信をするＳＳＢ トランシーバの受信部を構
成している。
一方、局部発振装置２３はＰＬＬ回路と変換回路３５と
から構成されている。
から構成されている。
ＰＬＬ回路は受信周波数帯の数に見合った数のＶＣＯ９
と、変換回路３５の出力とＶＣＯ９の出力とを混合する
第１の混合回路３０と、第１の混合回路３０の周波数に
よって第１のまたは第２のバンドパスフィルタ３１また
は３２を選択する第１の切替スイッチ３３と、切替スイ
ッチ３３のα接点を通して第１の混合回路の出力を受け
る１．５ＭＨｚから４ＭＨｚの帯域幅を有する第１のバ
ンドパスフィルタ３１と、切替スイッチ３３のβ接点を
通して第１の混合回路の出力を受ける１０ＭＨｚから１
３ＭＨｚの帯域幅を有する第２のバンドパスフィルタ３
２と、第１のまたは第２のバンドパスフィルタ３１また
は３２の出力を受けるプログラマブルデイバイダ３４と
、１２ＭＨｚの出力周波数を発振する水晶基準発振器２
５と、水晶基準発振器２５の出力を１／１２０分周した
出力を基準周波数としてプログラマブルカウンタ３４の
出力と位相比較する位相比較器１４と、位相比較器１４
の出力を受けてＶＣＯ９に出力するループフィルタ１５
とからなっている。
と、変換回路３５の出力とＶＣＯ９の出力とを混合する
第１の混合回路３０と、第１の混合回路３０の周波数に
よって第１のまたは第２のバンドパスフィルタ３１また
は３２を選択する第１の切替スイッチ３３と、切替スイ
ッチ３３のα接点を通して第１の混合回路の出力を受け
る１．５ＭＨｚから４ＭＨｚの帯域幅を有する第１のバ
ンドパスフィルタ３１と、切替スイッチ３３のβ接点を
通して第１の混合回路の出力を受ける１０ＭＨｚから１
３ＭＨｚの帯域幅を有する第２のバンドパスフィルタ３
２と、第１のまたは第２のバンドパスフィルタ３１また
は３２の出力を受けるプログラマブルデイバイダ３４と
、１２ＭＨｚの出力周波数を発振する水晶基準発振器２
５と、水晶基準発振器２５の出力を１／１２０分周した
出力を基準周波数としてプログラマブルカウンタ３４の
出力と位相比較する位相比較器１４と、位相比較器１４
の出力を受けてＶＣＯ９に出力するループフィルタ１５
とからなっている。
変換回路３５はキャリャ周波数発振器１７の出力周波数
とＶＦＯ１８の出力周波数とを混合する第２の混合回路
３６と、第２の混合回路３６の出力を入力とし出力を第
２の切替スイッチ３８のｂ接点に出力する１４〜１４．
５ＭＨｚの帯域幅を有する第３のバンドパスフィルタ３
７と、第３のバンドパスフィルタ３７の出力と水晶基準
発振器２５の出力とを混合する第３の混合回路３９と、
第３の混合回路３９の出力を受けて出力を第２の切替ス
イッチ３８のａ接点に出力する２６〜２６．５ＭＨｚの
帯域幅を有する第４のバンドパスフィルタ４０と、第３
のまたは第４のバンドパスフィルタ３７または４０の出
力を第１の混合回路に導く第２の切替スイッチ３８とか
らなっている。
とＶＦＯ１８の出力周波数とを混合する第２の混合回路
３６と、第２の混合回路３６の出力を入力とし出力を第
２の切替スイッチ３８のｂ接点に出力する１４〜１４．
５ＭＨｚの帯域幅を有する第３のバンドパスフィルタ３
７と、第３のバンドパスフィルタ３７の出力と水晶基準
発振器２５の出力とを混合する第３の混合回路３９と、
第３の混合回路３９の出力を受けて出力を第２の切替ス
イッチ３８のａ接点に出力する２６〜２６．５ＭＨｚの
帯域幅を有する第４のバンドパスフィルタ４０と、第３
のまたは第４のバンドパスフィルタ３７または４０の出
力を第１の混合回路に導く第２の切替スイッチ３８とか
らなっている。
一方、受信周波数カウンタ部２４は水晶基準発振器２５
の出力をそれぞれ１／１２，１／１０，１／２００の分
周比を有する分周器２６，２７．２８を縦続接続した分
周部と、分周器２８の出力とＶＦＯ１８の出力を入力と
するカウンタ２９と、カウンタ２９の出力を表示する表
示部２９′とからなっている。
の出力をそれぞれ１／１２，１／１０，１／２００の分
周比を有する分周器２６，２７．２８を縦続接続した分
周部と、分周器２８の出力とＶＦＯ１８の出力を入力と
するカウンタ２９と、カウンタ２９の出力を表示する表
示部２９′とからなっている。
尚、キャリャ周波数発振器１７およびＶＦＯ１８の出力
周波数は９ＭＨｚおよび５〜５．５ＭＨｚである。
周波数は９ＭＨｚおよび５〜５．５ＭＨｚである。
以上の如く構成した局部発振装置２３の作用について説
明する。
明する。
たとえば１４ＭＨｚのアマチュア無線の周波数帯を受信
する場合を例にとる。
する場合を例にとる。
１４ＭＨｚの周波数帯の受信時にはＶＣＯ９は出力周波
数が２３．０〜２３．５ＭＨｚの出力周波数を発振する
ＶＣＯ９が、第１の切替スイッチ３３はβ接点が、第２
の切替スイッチ３８はａ接点が、プログラマブルカウン
タ３４の分周比は３０がそれぞれ選択される。
数が２３．０〜２３．５ＭＨｚの出力周波数を発振する
ＶＣＯ９が、第１の切替スイッチ３３はβ接点が、第２
の切替スイッチ３８はａ接点が、プログラマブルカウン
タ３４の分周比は３０がそれぞれ選択される。
いまＶＦＯ１８の出力周波数を５． ３ ＭＨｚに設定
する。
する。
この結果、第２の混合回路３６の出力周波数は１４．３
ＭＨｚとなり、さらに基準水晶発振器の出力周波数１２
ＭＨｚと混合されて第３の混合回路３９の出力２６．３
ＭＨｚが第２の切替スイッチ３８を通して第１の混合回
路３０に印加され、ＶＣＯ９の出力周波数と混合される
。
ＭＨｚとなり、さらに基準水晶発振器の出力周波数１２
ＭＨｚと混合されて第３の混合回路３９の出力２６．３
ＭＨｚが第２の切替スイッチ３８を通して第１の混合回
路３０に印加され、ＶＣＯ９の出力周波数と混合される
。
ＰＬＬ回路がロックした状態においては第１の混合回路
の出力は３ＭＨｚとなり、第１のバンドパスフィルタ３
１を通ってプログラマブルカウンタ３４にて３０分周さ
れて１００ｋＨｚとなってプログラマブルカウンタ３４
から出力される。
の出力は３ＭＨｚとなり、第１のバンドパスフィルタ３
１を通ってプログラマブルカウンタ３４にて３０分周さ
れて１００ｋＨｚとなってプログラマブルカウンタ３４
から出力される。
一方、この出力は位相比較器１４によって水晶基準発振
器２５の１２ＭＨｚの出力周波数を１２０分周した１０
０ｋＨｚの基準周波数と位相比較されて、ＶＣＯ９の出
力周波数は２３．３ＭＨｚとなり、この出力周波数２３
．３ＭＨｚが局部発振装置２３の出力周波数として混合
回路に印加され、１４．３ＭＨｚの受信周波数の信号の
受信が行われる。
器２５の１２ＭＨｚの出力周波数を１２０分周した１０
０ｋＨｚの基準周波数と位相比較されて、ＶＣＯ９の出
力周波数は２３．３ＭＨｚとなり、この出力周波数２３
．３ＭＨｚが局部発振装置２３の出力周波数として混合
回路に印加され、１４．３ＭＨｚの受信周波数の信号の
受信が行われる。
尚、中間周波数は９ＭＨｚである。
同様に、３．５ＭＨｚの周波数帯の受信時にはＶＣＯ９
の出力周波数が１２．５〜１３．０ＭＨｚのＶＣＯ９が
、第１の切替スイッチ３３はβ接点が、第２の切替スイ
ッチ３８はｂ接点が、プログラマブルカウンタ３４の分
周比は１５がそれぞれ選択される。
の出力周波数が１２．５〜１３．０ＭＨｚのＶＣＯ９が
、第１の切替スイッチ３３はβ接点が、第２の切替スイ
ッチ３８はｂ接点が、プログラマブルカウンタ３４の分
周比は１５がそれぞれ選択される。
いまＶＦＯ１８の出力周波数を５． ２ ＭＨｚに設定
すれば、第２の混合回路３６の出力は１４．２ＭＨｚと
なり、第３の混合回路３９の出力は２６．２ＭＨｚとな
るが、ｂ接点が選択されているため１４．２ＭＨｚの第
３のバンドパスフィルタ３７の出力が第１の混合回路３
０に出力されてＶＣＯ９の出力と混合される。
すれば、第２の混合回路３６の出力は１４．２ＭＨｚと
なり、第３の混合回路３９の出力は２６．２ＭＨｚとな
るが、ｂ接点が選択されているため１４．２ＭＨｚの第
３のバンドパスフィルタ３７の出力が第１の混合回路３
０に出力されてＶＣＯ９の出力と混合される。
ＰＬＬ回路がロックした状態においては、第１の混合回
路３０の出力は１．５ＭＨｚとなり、プログラマブルカ
ウンタ３４により１５分周されて１００ｋＨｚとなり、
水晶基準発振器２５の１２ＭＨｚの出力周波数を１２０
分周した１００ｋＨｚと位相比較されて、ＶＣＯ９の出
力周波数は１２．７ＭＨｚとなって、３．７ＭＨｚの周
波数の電波の受信が行われる。
路３０の出力は１．５ＭＨｚとなり、プログラマブルカ
ウンタ３４により１５分周されて１００ｋＨｚとなり、
水晶基準発振器２５の１２ＭＨｚの出力周波数を１２０
分周した１００ｋＨｚと位相比較されて、ＶＣＯ９の出
力周波数は１２．７ＭＨｚとなって、３．７ＭＨｚの周
波数の電波の受信が行われる。
その他の周波数帯においても同様であり、第１表にまと
めて各受信周波数帯のＶＣＯ９の出力周波数、第１の切
替スイッチ３３の接点、第２の切替スイッチ３８の接点
、第１の混合回路３０の出力周波数、プログラマブルカ
ウンタ３４の分周比および受信周波数をそれぞれ示す。
めて各受信周波数帯のＶＣＯ９の出力周波数、第１の切
替スイッチ３３の接点、第２の切替スイッチ３８の接点
、第１の混合回路３０の出力周波数、プログラマブルカ
ウンタ３４の分周比および受信周波数をそれぞれ示す。
（第１表は次頁に示す。
）以上説明した如く本発明によれば、少なくともＶＦＯ
、キャリャ周波数発振器の出力を混合して受信周波数に
対応した出力周波数を出力する変換回路と、使用する周
波数帯により切替えて選択した■ＣＯの出力と前記変換
回路の出力とを混合して使用する周波数帯に応じて与え
られた分周比で分周し、１個の水晶基準発振器からの基
準周波数と位相同期するように構成したＰＬＬ回路から
局部発振装置を構成したことにより、安定した局部発振
周波数を得ることができるとともに、周波数帯の数に見
合ったヘテロダイン用の水晶発振器を設ける必要はなく
唯１個の水晶基準発振器のみでよい。
、キャリャ周波数発振器の出力を混合して受信周波数に
対応した出力周波数を出力する変換回路と、使用する周
波数帯により切替えて選択した■ＣＯの出力と前記変換
回路の出力とを混合して使用する周波数帯に応じて与え
られた分周比で分周し、１個の水晶基準発振器からの基
準周波数と位相同期するように構成したＰＬＬ回路から
局部発振装置を構成したことにより、安定した局部発振
周波数を得ることができるとともに、周波数帯の数に見
合ったヘテロダイン用の水晶発振器を設ける必要はなく
唯１個の水晶基準発振器のみでよい。
このため部品点数も減少し、その形状も小さくなり、安
価に局部発振装置を構成することができる。
価に局部発振装置を構成することができる。
また本局部発振装置によるときは、ＶＦＯの出力周波数
をｆＶＦＯ、水晶基準発振器の出力周波数をｆＳＴＤ，
ＰＬＬ回路の基準周波数をｆｒｅｆ、受信周波数をｆＳ
ＩＧ、プログラマブルカウンタの分周比をＮとすればｆ
ｓＩＧ＝ｆＶＦＯ±Ｎ・ｆｒｅｆ、またはｆＳＩＧ＝ｆ
ＶＦＯ±Ｎ・ｆｒｅｆ＋ｆＳＴＤとなり受信周波数はキ
ャリャ周波数発振器の出力周波数に無関係となり、かつ
基準周波数ｆｒｅｆと水晶基準発振器の出力周波数ｆＳ
ＴＤとは一つの水晶基準発振器から得られ、この一つの
水晶基準発振器を正確に較正することは容易であり、そ
のために必要とする労力および価格も少なくてすみ、プ
ログラマブルカウンタの分周比Ｎも受信周波数帯に対応
して一定であるため、受信周波数の表示は上記の式にて
示される如＜ＶＦＯの出力周波数に受信周波数帯により
必要なオフセットを加えることによって行うことができ
る。
をｆＶＦＯ、水晶基準発振器の出力周波数をｆＳＴＤ，
ＰＬＬ回路の基準周波数をｆｒｅｆ、受信周波数をｆＳ
ＩＧ、プログラマブルカウンタの分周比をＮとすればｆ
ｓＩＧ＝ｆＶＦＯ±Ｎ・ｆｒｅｆ、またはｆＳＩＧ＝ｆ
ＶＦＯ±Ｎ・ｆｒｅｆ＋ｆＳＴＤとなり受信周波数はキ
ャリャ周波数発振器の出力周波数に無関係となり、かつ
基準周波数ｆｒｅｆと水晶基準発振器の出力周波数ｆＳ
ＴＤとは一つの水晶基準発振器から得られ、この一つの
水晶基準発振器を正確に較正することは容易であり、そ
のために必要とする労力および価格も少なくてすみ、プ
ログラマブルカウンタの分周比Ｎも受信周波数帯に対応
して一定であるため、受信周波数の表示は上記の式にて
示される如＜ＶＦＯの出力周波数に受信周波数帯により
必要なオフセットを加えることによって行うことができ
る。
またこのことより受信周波数のカウンタ部は非常に簡単
な構成となるとともに、かつ正確な受信周波数を表示す
ることができる。
な構成となるとともに、かつ正確な受信周波数を表示す
ることができる。
また発振周波数についても同様である。また受信周波数
カウンタ部も安価となる。
カウンタ部も安価となる。
また、受信周波数はキャリャ周波数発振器の出力周波数
に無関係となるから、ＣＷまたはＳＳＢ受信時にその音
調を変化させることなく受信信号を中間周波フィルタの
帯域内で自由に移行させることができ、キャリャ周波数
を変化させることにより、混信を受けている場合希望受
信信号を中間周波フィルタの帯域内で移行させて妨害波
を帯域外に落し混信を防止することができる。
に無関係となるから、ＣＷまたはＳＳＢ受信時にその音
調を変化させることなく受信信号を中間周波フィルタの
帯域内で自由に移行させることができ、キャリャ周波数
を変化させることにより、混信を受けている場合希望受
信信号を中間周波フィルタの帯域内で移行させて妨害波
を帯域外に落し混信を防止することができる。
また、たとえば７ＭＨｚ，１４ＭＨｚ，２１ＭＨｚ，２
８ＭＨｚ帯の如く受信周波数帯が或る一定の周波数間隔
のバンド系列として存在するとき、受信周波数帯とキャ
リャ周波数とを加えた周波数すなわちｆＶＣＯも前記の
或る一定の周波数間隔のバンド系列となり、変換回路の
周波数をこのバンド系列の真中の２つのバンド上記の例
では１４ＭＨｚと２１ＭＨｚ間の中心の周波数に設定す
れば、各受信周波数帯における第１の混合回路の出力周
波数間の関係は、■ＣＯの各出力周波数も前記と同一の
一定周波数間隔で配設されているのが通常であるため、
最高周波数帯、上記の例では２８ＭＨｚ帯と変換回路の
出力周波数との差の周波数は最低周波数帯、上記の例で
は７ＭＨｚ帯と変換回路の出力周波数との差の周波数と
等しくなり、同様に２番目に高い周波数帯、上記の例で
は２１ＭＨｚ帯と変換回路の出力周波数との差の周波数
は２番目に低い周波数帯、上記の例では１４ＭＨｚ帯と
変換回路の出力周波数との差の周波数は等しくなり、最
高周波数帯と最低周波数帯の各受信周波数帯用の第１ま
たは第２のバンドパスフィルタは１個のバンドパスフィ
ルタで、また２番目に高い周波数帯と２番目に低い周波
数帯の各受信周波数帯用の第１または第２のバンドパス
フィルタは１個のバンドパスフィルタで兼用でき、バン
ドパスフィルタの数を半減させることができる効果もあ
る。
８ＭＨｚ帯の如く受信周波数帯が或る一定の周波数間隔
のバンド系列として存在するとき、受信周波数帯とキャ
リャ周波数とを加えた周波数すなわちｆＶＣＯも前記の
或る一定の周波数間隔のバンド系列となり、変換回路の
周波数をこのバンド系列の真中の２つのバンド上記の例
では１４ＭＨｚと２１ＭＨｚ間の中心の周波数に設定す
れば、各受信周波数帯における第１の混合回路の出力周
波数間の関係は、■ＣＯの各出力周波数も前記と同一の
一定周波数間隔で配設されているのが通常であるため、
最高周波数帯、上記の例では２８ＭＨｚ帯と変換回路の
出力周波数との差の周波数は最低周波数帯、上記の例で
は７ＭＨｚ帯と変換回路の出力周波数との差の周波数と
等しくなり、同様に２番目に高い周波数帯、上記の例で
は２１ＭＨｚ帯と変換回路の出力周波数との差の周波数
は２番目に低い周波数帯、上記の例では１４ＭＨｚ帯と
変換回路の出力周波数との差の周波数は等しくなり、最
高周波数帯と最低周波数帯の各受信周波数帯用の第１ま
たは第２のバンドパスフィルタは１個のバンドパスフィ
ルタで、また２番目に高い周波数帯と２番目に低い周波
数帯の各受信周波数帯用の第１または第２のバンドパス
フィルタは１個のバンドパスフィルタで兼用でき、バン
ドパスフィルタの数を半減させることができる効果もあ
る。
第１図は従来の局部発振装置を用いたＳＳＢトランシー
バの受信部のブロック図。 第２図は本発明の局部発振装置を用いたＳＳＢトランシ
ーバの受信部のブロック図。 ７および２３；局部発振装置、８および２４；周波数カ
ウンタ部、９；ＶＣＯ、１５；ループフィルタ、１４；
位相比較器、１７；キャリャ周波数発振器、１８；ＶＦ
Ｏ、２５；水晶基準発振器、２６〜２８；分周器、２９
；カウンタ、３０，３６および３９；第１、第２および
第３の混合回路、３１，３２，３７および４０；第１、
第２、第３および第４のバンドパスフィルタ、３３およ
び３８；第１および第２の切替スイッチ、３４；プログ
ラマブルカウンタ、３５；変換回路。
バの受信部のブロック図。 第２図は本発明の局部発振装置を用いたＳＳＢトランシ
ーバの受信部のブロック図。 ７および２３；局部発振装置、８および２４；周波数カ
ウンタ部、９；ＶＣＯ、１５；ループフィルタ、１４；
位相比較器、１７；キャリャ周波数発振器、１８；ＶＦ
Ｏ、２５；水晶基準発振器、２６〜２８；分周器、２９
；カウンタ、３０，３６および３９；第１、第２および
第３の混合回路、３１，３２，３７および４０；第１、
第２、第３および第４のバンドパスフィルタ、３３およ
び３８；第１および第２の切替スイッチ、３４；プログ
ラマブルカウンタ、３５；変換回路。
Claims (1)
- １ 可変周波数発振器およびキャリャ周波数発振器とを
備え複数の周波数帯の送信または／および受信を行う通
信機の局部発振装置であって、一個の水晶基準発振器と
、少なくとも前記可変周波数発振器およびキャリャ周波
数発振器の出力を混合して使用する周波数帯の周波数範
囲に対応した一定範囲の出力周波数を出力する変換回路
と、受信周波数帯の数に相当した複数の電圧制御発振器
と前記電圧制御発振器中から使用する周波数帯に対応し
た電王制御発振器の出力と前記変換回路の出力とを混合
し使用する周波数帯に対応した一定の出力周波数を出力
する混合回路と前記一個の水晶基準発振器の基準周波数
と前記混合回路の出力周波数を位相比較し比較出力を前
記電圧制御発振器へ制御電圧として供給する位相比較器
とを有するフエーズ・ロツクド・ループ回路とからなる
ことを特徴とする局部発振装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP53010286A JPS584497B2 (ja) | 1978-02-01 | 1978-02-01 | 局部発振装置 |
| US06/007,604 US4259644A (en) | 1978-02-01 | 1979-01-29 | Local oscillator for multi-band reception having single crystal reference oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP53010286A JPS584497B2 (ja) | 1978-02-01 | 1978-02-01 | 局部発振装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS54103617A JPS54103617A (en) | 1979-08-15 |
| JPS584497B2 true JPS584497B2 (ja) | 1983-01-26 |
Family
ID=11746060
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP53010286A Expired JPS584497B2 (ja) | 1978-02-01 | 1978-02-01 | 局部発振装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4259644A (ja) |
| JP (1) | JPS584497B2 (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4545072A (en) * | 1982-02-22 | 1985-10-01 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for eliminating interference due to spurious signals generated in synthesized receivers |
| JPS5950617A (ja) * | 1982-09-16 | 1984-03-23 | Yaesu Musen Co Ltd | Ｐｌｌ回路 |
| US4479257A (en) * | 1982-12-30 | 1984-10-23 | Yaesu Musen Co., Ltd. | Superheterodyne circuit having variable bandwidth and center frequency shift function |
| US5276716A (en) * | 1990-02-15 | 1994-01-04 | Advanced Micro Devices Inc. | Bi-phase decoder phase-lock loop in CMOS |
| FI89848C (fi) * | 1991-09-25 | 1993-11-25 | Nokia Mobile Phones Ltd | Generering av saendningssignalen i en mobiltelefon |
| FR2742946B1 (fr) * | 1995-12-22 | 1998-01-16 | Alcatel Mobile Comm France | Terminal de radiocommunication multimode |
| JPH09294088A (ja) * | 1996-04-26 | 1997-11-11 | Toshiba Corp | チューナ回路 |
| SE507527C2 (sv) * | 1996-10-11 | 1998-06-15 | Ericsson Telefon Ab L M | Flerbandsmottagare som genererar en mellanfrekvens som är gemensam för de olika frekvensbanden, och förfarande för densamma |
| JP3250796B2 (ja) * | 1998-05-26 | 2002-01-28 | 松下電器産業株式会社 | 受信機 |
| CA2352398C (en) * | 2000-07-06 | 2005-07-26 | Unique Broadband Systems, Inc. | Low phase noise frequency converter |
| US6920190B2 (en) * | 2000-11-21 | 2005-07-19 | Research In Motion Limited | System and method for inverting automatic frequency control (AFC) |
| US8385476B2 (en) | 2001-04-25 | 2013-02-26 | Texas Instruments Incorporated | Digital phase locked loop |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5384666A (en) * | 1976-12-30 | 1978-07-26 | Alps Electric Co Ltd | Pll circuit |
| US4198604A (en) * | 1977-06-08 | 1980-04-15 | Hewlett-Packard Company | Heterodyne phase lock system |
| US4137508A (en) * | 1977-06-30 | 1979-01-30 | Hugenholtz Eduard H | Channel selection system for a displaced spectrum frequency synthesizer |
| US4095190A (en) * | 1977-07-20 | 1978-06-13 | General Research Of Electronics, Inc. | Tuning system |
-
1978
- 1978-02-01 JP JP53010286A patent/JPS584497B2/ja not_active Expired
-
1979
- 1979-01-29 US US06/007,604 patent/US4259644A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4259644A (en) | 1981-03-31 |
| JPS54103617A (en) | 1979-08-15 |
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