JPS5837749B2 - Ｐｓｋ変調方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は位相が位相変換点において連続的に変化するＰ
ＳＫ変調方式に関するものである。

従来のＰＳＫ変調方式を説明するためのブロック図を第
１図に示す。

第１図において、１は基準周波数発振器、２は変調信号
入力端子、３は出力端子、４は位相検波器、５は低域通
過フィルタ、６は電圧制御発振器、７は分配器、８は分
周器、９はスイッチング回路である。

周知のように電圧制御発振器６では被変調波が作られそ
の出力は分配器７で二分され、一つは出力端子３へ、も
う一つはスイッチング回路９へ分配される。

スイッチング回路９はバランスドミキサー等により構成
されるスイッチング回路で位相変調を行なう。

また変調信号入力端子２からの入力信号はこのスイッチ
ング回路９に印加され、前述の分配器７で分配されてス
イッチング回路９に入力された被変調波は位相変調され
る。

２ ，？ＳＫ変調の場合を例にとると０相一π相に位相
変調される。

このＯ−π変調された搬送波は分周器８により少くとも
ｙ２分周され位相検波器４に与えられ、基準周波数発振
器１の出力と同期検波される。

位相検波器４の出力は低域通過フィルタ５を経て電圧制
御発振器６に与えられる。

即ち電圧制御発振器６の出力は上記の経路で帰還される
構成で、般に位相同期ループと呼ばれるループを形成し
ている。

このＰＳＫ変調方式では出力として位相変換点で位相が
連続して推移する位相変調波が得られる。

ここで２相ＰＳＫ変調に例をとると、スイッチング回路
９の出力は０−πの２値の位相しかとりえないが、分周
器８で分周することにより位相検波器４の動作範囲中に
位相推移が入るので、前記位相同期ループの動作として
は電圧制御発振器６の出力位相はこのループの応答に従
って連続的にＯからπの位相へ、πからＯの位相へと変
化するのは周知の通りである。

第２図（１）にこのＰＳＫ変調方式での変調信号入力端
子からの入力信号の波形を、第２図（２）に、出力波形
を示す。

横軸は時間でＴは変調信号入力のパルスの繰返し時間、
縦軸は１は電圧、２は位相を示す。

図から分かるように出力波形は位相の変換点における変
化の時間的割合が変調信号入力の立ち上り時と立ち下り
時で異なり非対称である。

またその変化の傾きが前記位相同期ループの応答で一義
的に定まる即ちこのループに含まれる各回路（第１図４
〜９）の影響で決ってしまうので任意の形状を作ること
は殆ど不可能である。

従って変調時のスペクトラムの拡がりを任意に制御でき
ず、このＰＳＫ変調方式における出力は図示してないが
搬送周波数を中心周波数とする帯域通過フィルタを通る
とき、無線周波の帯域制限により、振幅制限増幅器等で
容易に除去し得ないような大きい振幅のくびれ即ちリツ
プルを生じ易い欠点があった。

本発明はこの欠点を除去するため、変調信号入力の立ち
上り、立ち下り時における位相変化を対称形にしその傾
きの形状を任意にできるようにしたもので以下詳細に説
明する。

第３図に本発明を説明するためのブロック図を示す。

図において１０はＰ８Ｋ変調の相数を任意のｎ相とした
場合、ｎ相に推移された位相を各位相対応のｎ個の出力
端子から出力する搬送波発振部、８は分周器、１１はＡ
Ｍ変調を行なうスイッチング機能を有する搬送波利得被
制御回路、１２は振幅合成器、１３は逓倍器、１４は波
形整形回路、ｎは相数であり、他の記号のものは第１図
と同じである。

第３図において、変調信号入力端子２からの入力信号を
波形整形回路１４で対称形の例えは台形の波形に整形し
て、相数と同数のｎ個の搬送波利得被制御回路１１に与
える。

即ち波形整形回路１４の出力は、ｎ個の搬送波利得被制
御回路１１のスイッチングが順次択一にスイッチングさ
れるような信号（以下搬送波利得制御信号と称す）であ
り、これをｎ個の出力から出力する。

１つの搬送波利得被制御回路１１をＯＮにする時は筒然
に、いままでＯＮであった回路はＯＦＦにする。

そのような回路は既知の積分回路或は積分回路と移相同
路の組合せ等で容易に実現できる。

一方搬送波発振部１０からのｎ個の出力は分周器８で例
えば１ ／ ｍに分周し、搬送波利得被制御回路１１に
与える。

そして搬送波利得制御回路１１で前述の搬送波利得制御
信号により制御され、スイッチング機能の作用でＡＭ変
調する。

ｎ個の搬送波利得制御回路１１から出力された前記ＡＭ
変調された信号は振幅合成器１２に入力して合成させ、
逓倍器１３へ与え、そこでｍ逓倍し出力端子３から出力
する。

分周器８は位相の連続性を保つために挿入するものであ
って、通常２相の場合は０・π、４相の３ 場合Ｏ・−・π・−πが使用される。

０−π，ｌ２ ２ 一｝π等のπの位相差をもった搬送波を合成すると、逆
相のため打ち消しあい出力Ｏの点が生じ、出力０の点を
境として、位相が反転することになる。

これを除くためには分周数ｍはいくつでも良いのである
が、例えば４相の場合２分周すれば０・二・匹・ｌπと
なり、４分周すれば０・４ ２ ４ π π −Ｓエ ■・Ｔ・８πとなり、逆相となることはなくなる。

この分周された信号をＡＭ変調し振幅合成器で合成する
。

この合成された信号を例えば４相ＰＳＫで、４分周の場
合に逓倍器１３を用いて４逓倍すれはＯ−晋・｝・昔π
は、０・７・π・暑πに復帰する。

第４図に本発明の実施例として２相ＰＳＫ変調の場合（
ｎ＝２ ， ｍ＝２ ）のフロック図を示す。

第４図において、１は基準周波数発振器、１５は分配器
であり、この両者で第３図の搬送波発振部１０を構成す
る。

他の記号のものは第３図と同じである。

また第５図は第４図に示すａ”’−ｅ各点の波形を示す
。

基準周波数発振器１の出力はトランスから成る分配器１
５で位相がπだけずれたつまりＯ相とπ相の２ツの出力
を作り、それぞれ分周器８に与える。

この〇一π位相の搬送波は分周器８で分周されるがｍ＝
２の場合ｙ２分周器であり、０−π／２位相に変換され
る。

そしてその出力は２個の搬送波利得被制御回路１１にそ
れぞれ与えられる。

一方、変調信号入力端子２即ちａ点からの入力信号は周
知のように第５図のａに示すような矩形波のパルスであ
るがこれを波形整形回路１４で対称形で立ち上り、立ち
下り部が傾斜状の波形、例えば第５図ｂ，ｃに示すよう
な対称台形波形に整形する。

かつその波形の傾斜を調整できれは最適の出力特性を得
ることかできる。

２相ＰＳＫ変調の本実施例では２個の搬送波利得被制御
回路１１のスイッチングを交互に制御させるため、波形
整形回路１４の出力として、互いに反転した対称台形波
形２個を搬送波利得制御信号として出力させている。

このような波形整形回路は周知の積分回路を使用するこ
とにより波形の傾斜の調整も容易に実現できる。

この２個の搬送波利得制御信号をそれぞれ前述のＯ位相
、π／２位相の搬送波が入力されている２個の搬送波利
得被制御口路１１に加えることによりｄ，ｅ点では対称
台形にＡＭ変調された出力、即ち第５図に示すｄ，ｅの
波形が得られる。

この搬送利得被制御回路１１は搬送波利得制御信号に対
して線形に働くものでそのような回路は周知のものであ
る。

このｄ，ｅ点で得られた波形は第５図に示すように、変
調信号入力の立ち上り、立ち下りに対応する時間で両者
の振幅は等しい。

即ち対称形である。

この搬送波利得被制御回路１１の出力を振幅合成器１２
で合成するのであるが、該出力の一方の（ｄ点の）立ち
上りおよび立ち下り時間内の波をＡｓｉｎωｔとし、他
方（ｅ点）をＢ ｃｏｓωｔとすＦｔＩｆ，振幅合成器
１２で合成された出力は（Ａ，Ｂはそれぞれの波の振幅
） Ａ ｓｉｎωｔ＋Ｂｃｏｓωｔ＝６１▼酊ｓｉｎ（ωｔ
＋θ）θ一ｔａｎ−１（ Ｂ／Ａ ） Ａ 十Ｂ
＝ ｃｏｎｓｔ．となり、第６図に示すような位相と振
幅波形となる。

第６図は横軸が時間であり、立ち上り（もしくは立ち下
り）の全変移時間をτとしており、ｆが振幅波形でその
電圧指数を縦軸の０．５，１で示し、ｇが位相推移で縦
軸の０〜９０°が位相を示す。

第６図のｇで分るように殆ど直線に近似できる傾斜で位
相が連続的にＯからπ／２に変化する。

またこの全変位時間τは波形整形回路１４により出力さ
れる対称台形波形の立ち上りおよび立ち下り時間により
一義的に決められる。

なぜならば従来の例である第１図のような位相同期ルー
プで構成していると、そのループに含まれる各回路（第
１図の例では４〜９）の応答の影響で波形の傾き、形状
が左右されどうしても非対称で傾きも非直線的な波形と
なるが、本実施例では第４図の構成で示すように従来の
ような位相同期ループの構成でなく、波形整形回路１４
でつくった対称台形波形を搬送波利得被制御回路１１に
加え変調しているので全変移時間τは該対称台形波形に
一義的に依存することとなる。

また振幅波形は第６図のｆに示すような波形となり、リ
ツプルを多少（ −３ｄＢ程度）生ずるが、この程度の
リップルは出力側で図示してないが振幅制限増幅器によ
り容易に一定振幅に振幅等化できるものであり問題はな
い。

なお、４相、８相の場合でも、波形整形回路１４からは
ｎ個の出力系統に対し２相の場合と同様の制御信号が出
力される。

すなわち、位相の連続性は、ｎ相の搬送波をｍ分周する
ことにより保証されており、制御信号の搬送波利得被制
御回路１１への印加の仕方には依存しない。

この印加の仕方は、このＰＳＫ変調器を使用する用途の
帯域制限の規格に合致するように順次択一にスイッチン
グさせるｎ個の利得制御信号として出力される波形整形
回路を設けれはよい。

もちろん順次択一にスイッチングするのであるから、位
相の変動しない時間領域ではｎ相の搬送波のうち唯１つ
の搬送波が選択されている。

また、分周比およぴ逓倍比は、両者が同一でありさえす
れは、どのような比率でも良い。

また、同一でなくても、逓倍比は分周比よりも小さけれ
ば良い。

例えばＯ−πの２相の搬送波を発生させ４分周し、振幅
合成後２逓倍すれは、Ｏ−Ｉの２相ＰＳＫ変調器となる
。

ただし、得らイユる周波数は搬送波のｙ２になる。

以上述べた振幅合成器１２で合成された出力を逓倍器１
３で２逓倍して出力端子３から出力させるので、ほぼ直
線状に位相の変化する出力が得られる。

第７図にその出力の位相特性を示す。

図で横軸は時間でＴ。は変調信号入力のパルスの繰返し
時間、τは対称台形波形により定まる全変位時間即ち全
位相推移時間、縦軸は位相を示す。

以上説明したように、本実施例では位相特性が対称で、
連続して位相変化する２相ＰＳＫ変調が実現できる。

それは従来のように位相同期ループで構成せず、対称台
形波形を搬送波利得制御信号として搬送波利得被制御回
路１１に与え制御しているので、殆ど直線的な位相変化
特性を得られるからであり、かつ搬送波利得制御信号（
本実施例では対称台形波形）は波形整形回路１４で容易
にその波形の傾きを変えることができるからである。

本実施例では基準周波数発振器１の出力位相を推移させ
て０−π位相を作り出しているが、Ｏπ位相は２個（一
般にはｎ個）の同期発振器を用いて発振させても勿論実
現できる。

また搬送波利得制御信号は必ずしも対称台形波でなくと
も対称三角形に近いものでも、或は台形の傾斜部分が多
少非直線的なものでもよい。

さらに２相でなくそれ以上の相数の場合、ｎ個の搬送波
利得被制御回路１１のスイッチングを順次行なわせるよ
うな搬送波利得制御信号を波形整形回路１４で作成させ
ることは無論であり、これは周知の積分回路と移相回路
の組合せ等で容易に実現できる。

以上説明したように本発明ではＰＳＫ変調方式として従
来のように位相同期ループを使用せず、変調入力信号を
対称台形波形に整形して制御しているので、位相の変化
が連続でかつ直線的であり、しかもその変化の傾きを任
意に設定できるため、本発明のＰＳＫ変調方式による出
力は与えられた無線周波の帯域に対してスペクトラムの
拡がりを最小にすることができる。

従って無線周波数の有効利用が図られるので帯域制限の
きびしい衛星通信等のＰＳＫ変調器として使用するのに
有効である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のＰＳＫ変調方式を説明するためのブロッ
ク図、第２図は第１図のＰＳＫ変調方式の特性図、第３
図は本発明のＰＳＫ変調方式を説明するためのブロック
図、第４図は本発明の実施例のブロック図、第５図、第
６図、第７図は第４図の実施例の特性図である。 １・・・・・・基準周波数発振器、２・・・・・・変調
信号入力端子、３・・・・・・出力端子、８・・・・・
・分周器、１０・・・・・・搬送波発振部、１１・・・
・・・搬送波利得被制御回路、１２・・・・・・振幅合
成器、１３・・・・・・逓倍器、１４・・・・・・波形
整形回路、１５・・・・・・分配器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 搬送波発振部から任意の相数であるｎ相に推移され
   た位相を各移相毎に搬送波としてｎ個出力し、該搬送波
   をそれぞれｎ個の分周器に与えてｍ分周し、その出力を
   ＡＭ変調を行なうスイッチング機能を有するｎ個の搬送
   波利得制御回路にそれぞれ入力させる一方、変調信号入
   力はその入力信号を少くとも対称形で立ち上り、立ち下
   り部が傾斜状の波形に整形するとともに前記ｎ個の搬送
   波利得被制御回路のスイッチング機能を順次択一にスイ
   ッチングさせるｎ個の搬送波利得制御信号として出力さ
   せる波形整形回路を経て出力させて前記ｎ個の搬送波利
   得被制御回路にそれぞれ与え、該搬送波利得被制御回路
   で前記分周器を経た搬送波をＡＭ変調させ、そのｎ個の
   ＡＭ変調出力を振幅合成器で合成してその合成した出力
   を逓倍器に与えてｍ逓倍して出力させることを特徴とし
   たＰＳＫ変調方式。 ２ 波形整形回路として対称台形波形を作る積分回路を
   用いた特許請求の範囲第１項記載のＰＳＫ変調方式。