JPS583579A - トランジスタインバ−タ - Google Patents
トランジスタインバ−タInfo
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- JPS583579A JPS583579A JP56098742A JP9874281A JPS583579A JP S583579 A JPS583579 A JP S583579A JP 56098742 A JP56098742 A JP 56098742A JP 9874281 A JP9874281 A JP 9874281A JP S583579 A JPS583579 A JP S583579A
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- JP
- Japan
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- transistor
- current
- power source
- base current
- inverter
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/538—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration
- H02M7/5381—Parallel type
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は脈流電源を交流に変換して９例えば放電灯の
ような９荷に交ｆｆ電力を供給する自励盛のトランジス
タインバータに関するものである。
ような９荷に交ｆｆ電力を供給する自励盛のトランジス
タインバータに関するものである。
第１図は自励式トランジスタインバータを用いて放電灯
を高周波で点灯する従来装置を示す回路図で１図におい
て（１）は商用電源、（２）は電源（１）の全波整流回
路、（４）は平滑コンデンサ（３）を介して整流回路（
２）の出力端に接続された定電流自助式のプッシュプル
形トランジスタインバータで、下記のように構成されて
いる。
を高周波で点灯する従来装置を示す回路図で１図におい
て（１）は商用電源、（２）は電源（１）の全波整流回
路、（４）は平滑コンデンサ（３）を介して整流回路（
２）の出力端に接続された定電流自助式のプッシュプル
形トランジスタインバータで、下記のように構成されて
いる。
（４ａ） （４ｂ）はスイッチング動作をおこなう一対
のトランジスタ、 （５ａ） （５ｂ）は一対の第１の
ベース抵抗−（６ａ） （６ｂ）はインバータ（４）の
動作時にトランジスタ（４ａ） （４ｂ）に主たるベー
ス電流を供給する一対の第２のベース抵抗、（７）は整
流回路（２）の正極に接続された高調波チョークコイル
、（８）は出カドランスで、フェライトコア（８ａ）に
巻回された。１次巻線（８Ｎ） （８Ｎ） 、同調兼負
荷電流制御用コンデンサ（Ｑに接続された２次巻線（８
８）。
のトランジスタ、 （５ａ） （５ｂ）は一対の第１の
ベース抵抗−（６ａ） （６ｂ）はインバータ（４）の
動作時にトランジスタ（４ａ） （４ｂ）に主たるベー
ス電流を供給する一対の第２のベース抵抗、（７）は整
流回路（２）の正極に接続された高調波チョークコイル
、（８）は出カドランスで、フェライトコア（８ａ）に
巻回された。１次巻線（８Ｎ） （８Ｎ） 、同調兼負
荷電流制御用コンデンサ（Ｑに接続された２次巻線（８
８）。
励振用の第１の帰還巻線（８ｂ） 、及びトランジスタ
（４ａ） （４ｂ）の交硫出力の一部を帰還する第２の
帰還巻線（８Ｋ）により構成されている。また（Ｂ）は
ベース電源回路で１巻線（８幻１巻線（８１ｏに帰還さ
れた信号を整流するダイオード（９ｊ、及び高周波成分
のバイパスコンデンサＱ１により構成されており、抵抗
（６ａ） Ｇ６ｂ）とともにベース電流供給手段を形成
している。
（４ａ） （４ｂ）の交硫出力の一部を帰還する第２の
帰還巻線（８Ｋ）により構成されている。また（Ｂ）は
ベース電源回路で１巻線（８幻１巻線（８１ｏに帰還さ
れた信号を整流するダイオード（９ｊ、及び高周波成分
のバイパスコンデンサＱ１により構成されており、抵抗
（６ａ） Ｇ６ｂ）とともにベース電流供給手段を形成
している。
なお（Ｄ）はインバータ（４）の負荷である放電灯。
（Ｉ８）は交流電源（１）、整流回路（２）、及び平滑
コンデンサ（３）よりなるトランジスタ（４ａ） （４
ｂ）の入力電源である。
コンデンサ（３）よりなるトランジスタ（４ａ） （４
ｂ）の入力電源である。
このような構成で、コンデンサ（３）の容量が充分に大
きなものにおいて、インバータ（４）の電源［有］）が
印加すると抵抗（５ａ） （５ｂ）を介してトランジス
タ（４ａ） （４ｂ）のベースに電流が流れ、同時に。
きなものにおいて、インバータ（４）の電源［有］）が
印加すると抵抗（５ａ） （５ｂ）を介してトランジス
タ（４ａ） （４ｂ）のベースに電流が流れ、同時に。
励振用の第１の帰還４巻線（８Ｂ）の作用により、トラ
ンジスタ（４ａ） （４ｂ）Ｆｉ交互にスイッチング動
作を開始する。その結果巻線（８ＩＯには高周波電圧が
誘起するが、その電圧はダイオード（９）にょって整流
され、コンデンサ［相］で高周波成分はバイパスされた
結果ベース電源回路０１３）の出力電圧ははソ直流とな
る。
ンジスタ（４ａ） （４ｂ）Ｆｉ交互にスイッチング動
作を開始する。その結果巻線（８ＩＯには高周波電圧が
誘起するが、その電圧はダイオード（９）にょって整流
され、コンデンサ［相］で高周波成分はバイパスされた
結果ベース電源回路０１３）の出力電圧ははソ直流とな
る。
一方巻線（８Ｂ）には高周波電圧が誘起され、その電圧
がトランジスタ（４ａ） （４ｂ）の電位を変化させる
ため、電源（Ｉ８）から抵抗（５ａ） （５ｂ）を介し
てトランジスタ（４ｍ） （４ｂ）のベースに交互に流
入する電流よよも大きな矩形波状のベース電流が抵抗（
６ａ）（６ｂ）を介して電源ＣＢ）から供給され、イン
バータ囚の自励発振をより確実なものとする。
がトランジスタ（４ａ） （４ｂ）の電位を変化させる
ため、電源（Ｉ８）から抵抗（５ａ） （５ｂ）を介し
てトランジスタ（４ｍ） （４ｂ）のベースに交互に流
入する電流よよも大きな矩形波状のベース電流が抵抗（
６ａ）（６ｂ）を介して電源ＣＢ）から供給され、イン
バータ囚の自励発振をより確実なものとする。
その結果放電灯（Ｄ）には充分高い高周波電圧が印加さ
れて点灯する。その状態においては巻線（８Ｓ）にはは
ソ一定振巾の高周波電圧が発生しており、一方チヨーク
コイル（７１の作用により、トランジスタ（４ａ） （
４ｂ）のコレクタ・エミッタ間の電圧波形及びコレクタ
電流波形は夫々第２図の図（イ）及び図（ロ）に示した
ように上記高周波の周期で変化している。従ってインバ
ータ（Ａ）の入力電流としてははソ矩形波のコレクタ電
流が交互に流入するのではソ直流となる。
れて点灯する。その状態においては巻線（８Ｓ）にはは
ソ一定振巾の高周波電圧が発生しており、一方チヨーク
コイル（７１の作用により、トランジスタ（４ａ） （
４ｂ）のコレクタ・エミッタ間の電圧波形及びコレクタ
電流波形は夫々第２図の図（イ）及び図（ロ）に示した
ように上記高周波の周期で変化している。従ってインバ
ータ（Ａ）の入力電流としてははソ矩形波のコレクタ電
流が交互に流入するのではソ直流となる。
、上記のような構成のものは９巻線（８幻に誘起される
電圧と、抵抗（６ａ） （６ｂ）の抵抗値とを適宜に選
定することにより、トランジスタ（４ａ） （４ｂ）を
それらの矩形波状のコレクタ電流に見合った矩形波状の
ベース電流により常時ドライブすることができ、スイッ
チング損失を小さくできるので効率が良いという利点が
ある。
電圧と、抵抗（６ａ） （６ｂ）の抵抗値とを適宜に選
定することにより、トランジスタ（４ａ） （４ｂ）を
それらの矩形波状のコレクタ電流に見合った矩形波状の
ベース電流により常時ドライブすることができ、スイッ
チング損失を小さくできるので効率が良いという利点が
ある。
しかしこのような構成のものは動作中コンデンサ［３１
に相当大きな充電電流が流入し、′ｉＬ源（１）側から
見た装置の力率が低いという欠点があった。
に相当大きな充電電流が流入し、′ｉＬ源（１）側から
見た装置の力率が低いという欠点があった。
その欠点を改善するため最近ではコンデンサ（３）の容
量を小さくしたり、コンデンサ（３１を取外したりする
ことが試みられてきている。
量を小さくしたり、コンデンサ（３１を取外したりする
ことが試みられてきている。
第３図はコンデンサ（３）を取外した場合の各部の波形
を示す図で１図（イ）はインバータ囚の入力電圧波形１
図（ロ）及び（ハ）は放電灯（Ｄ）の電流及び電圧波形
１図に）はインバータ（ＡＩの入力電流波形である。
を示す図で１図（イ）はインバータ囚の入力電圧波形１
図（ロ）及び（ハ）は放電灯（Ｄ）の電流及び電圧波形
１図に）はインバータ（ＡＩの入力電流波形である。
図に見られるようにインバータ（４）の入力電圧瞬時値
が零である位相θ０を有する場合或いは瞬時値が零に近
い値を取るときには１図←）のように電流波形には休止
期間Ｔが生じ、その期間Ｔの間は図に）に示したように
発振を持続するだけの僅かな電流しかインバータ囚には
流入しない。
が零である位相θ０を有する場合或いは瞬時値が零に近
い値を取るときには１図←）のように電流波形には休止
期間Ｔが生じ、その期間Ｔの間は図に）に示したように
発振を持続するだけの僅かな電流しかインバータ囚には
流入しない。
この入力電流はほとんど高周波的に交互に流入するトラ
ンジスタ（４ａ） （４ｂ）のコレクタ電流の和である
ので、コレクタ電流の包絡線の波形も図に）の波形と同
様であると考えてよい。
ンジスタ（４ａ） （４ｂ）のコレクタ電流の和である
ので、コレクタ電流の包絡線の波形も図に）の波形と同
様であると考えてよい。
一方ペース電源（Ｂ）のコンデンサ＋ｌ［Ｉが高周波成
分を充分バイパスするような容量のものであると、抵抗
（６ａ） （６ｂ）を介してトランジスタ（４ａ） （
４ｂ）に供給されるベース電流は２期間Ｔにおいても相
当大きな値となり、トランジス（４ｍ） （４ｂ）がオ
ーバードライブの状態となってインバータ（５）の効率
を低下させるという欠点があった。なおこの欠点は位相
θ０近傍において電流体止期間Ｔの生ずる放電灯（ロ）
のような負荷において特に甚だしいが、他の負荷の場合
にも生ずるものである。
分を充分バイパスするような容量のものであると、抵抗
（６ａ） （６ｂ）を介してトランジスタ（４ａ） （
４ｂ）に供給されるベース電流は２期間Ｔにおいても相
当大きな値となり、トランジス（４ｍ） （４ｂ）がオ
ーバードライブの状態となってインバータ（５）の効率
を低下させるという欠点があった。なおこの欠点は位相
θ０近傍において電流体止期間Ｔの生ずる放電灯（ロ）
のような負荷において特に甚だしいが、他の負荷の場合
にも生ずるものである。
この発明は上記欠点を改善することを目的とするもので
ある。
ある。
＄４図はこの発明の一実施例を示す回路図で。
前回と同一符号は同一または相当部分を示す。
図において（Ｆ）はインバータ（４）すなわとトランジ
スタ（４ａ） （４ｂ）の入力電源で、第１図のものと
異なり、平滑コンデンサ（３１を有しないものである。
スタ（４ａ） （４ｂ）の入力電源で、第１図のものと
異なり、平滑コンデンサ（３１を有しないものである。
また（・は制御手段で、ベース電源（Ｂ）の出力端と抵
抗（６ａ） （６ｂ）との間のペース電流供給電路に設
けられた制御用トランジスタα１１． ）ランジスタ
ｌＩＤの出力端に設けたコンデンサ＠、トランジスタＯ
１ｌのベース抵抗■及び電源（Ｆ）の正極とトランジス
タ（Ｉｌｌのペースとを接続した分圧抵抗α尋により構
成されている。
抗（６ａ） （６ｂ）との間のペース電流供給電路に設
けられた制御用トランジスタα１１． ）ランジスタ
ｌＩＤの出力端に設けたコンデンサ＠、トランジスタＯ
１ｌのベース抵抗■及び電源（Ｆ）の正極とトランジス
タ（Ｉｌｌのペースとを接続した分圧抵抗α尋により構
成されている。
このような構成のものにおいては入力電源（Ｆ）は第５
図の図（イ）に示したような、電圧零の位相θ０を有す
る脈流電源で、放電灯Φ）の電流、電圧及びトランジス
タ（４ａ） （４ｂ）のコレクタ電流の包絡線の各波形
は第３図の図（ロ）（ハ）及びに）に示したものと同様
になる。
図の図（イ）に示したような、電圧零の位相θ０を有す
る脈流電源で、放電灯Φ）の電流、電圧及びトランジス
タ（４ａ） （４ｂ）のコレクタ電流の包絡線の各波形
は第３図の図（ロ）（ハ）及びに）に示したものと同様
になる。
いま第１図のように制御手段（６）がなく、コンデンサ
（１（Ｉの容量が充分大きいものとすると、ベース電源
（Ｂ）からトランジスタ（４ａ） （４ｂ）に交互に流
入するベース電流の和は第５図の図（ロ）の実線に示し
たようにはソ直流となる。従って前記のように期間Ｔに
おいてトランジスｌ （４ａ） （４ｂ）はオーバドラ
イブとなってスイッチングロスが増大するばかりか２位
相θ０において一瞬発振が停止して巻＃（ＳＢ）の励振
電圧がなくなるにもか−わらずトランジスタ（４ａ）
（４ｂ）にはベース電流が供給され、トランジスタ（４
ａ） （４ｂ）が同時に導通して、インバータ（４）は
破壊される。
（１（Ｉの容量が充分大きいものとすると、ベース電源
（Ｂ）からトランジスタ（４ａ） （４ｂ）に交互に流
入するベース電流の和は第５図の図（ロ）の実線に示し
たようにはソ直流となる。従って前記のように期間Ｔに
おいてトランジスｌ （４ａ） （４ｂ）はオーバドラ
イブとなってスイッチングロスが増大するばかりか２位
相θ０において一瞬発振が停止して巻＃（ＳＢ）の励振
電圧がなくなるにもか−わらずトランジスタ（４ａ）
（４ｂ）にはベース電流が供給され、トランジスタ（４
ａ） （４ｂ）が同時に導通して、インバータ（４）は
破壊される。
またコンデンサ■の容量を小さくすると、ベース電源（
Ｂ）から供給されるベース電流の和は第５図図（ロ）の
点線で示したような脈流になり、第３図図に）に示した
コレクタ電電の包結線が平坦な部分Ｋにおいてトランジ
スタ（４ａ） （４ｂ）はオーバードライブの状態とな
り、インバータ（４）の効率を低下させる。
Ｂ）から供給されるベース電流の和は第５図図（ロ）の
点線で示したような脈流になり、第３図図に）に示した
コレクタ電電の包結線が平坦な部分Ｋにおいてトランジ
スタ（４ａ） （４ｂ）はオーバードライブの状態とな
り、インバータ（４）の効率を低下させる。
しかし第一４図のような制御手段（Ｑを設けたものにお
いては、トランジスタαＤのベース電流は電源（Ｆ）の
脈流に応じて変化し、電源（Ｆ）の電圧零の位相θ０近
傍ではトランジスタＱＤのベース電流は小さく、最大電
圧瞬時値位相θｌ近傍では上記ベース電流は大きくなる
ので、を源（Ｂ）（Ｄ出力電圧及び抵抗■の＠全適宜に
設定することによりトランジスタαυを期間Ｔにおいて
は不！！ｉ！和の状態に、またトランジスタ（４ａ）
（４ｂ）のコレクタ電流の包絡線が平坦な期間において
は飽和の状態にすることができ、その結果トランジスタ
叩の出力電圧波形は第５図の図（ハ）に示したようにな
る。従ってトランジスタ（４ａ） （４ｂ）はそのコレ
クタ電流に見合ったベース電流でドライブされることに
なり、前記インバータ（Ａ）の破壊が防止できるばかり
か、トランジスタ（４ａ） （４ｂ）のスイッチングロ
スを低下させることができ、インバータ囚の効率が向上
するという効果が得られる。
いては、トランジスタαＤのベース電流は電源（Ｆ）の
脈流に応じて変化し、電源（Ｆ）の電圧零の位相θ０近
傍ではトランジスタＱＤのベース電流は小さく、最大電
圧瞬時値位相θｌ近傍では上記ベース電流は大きくなる
ので、を源（Ｂ）（Ｄ出力電圧及び抵抗■の＠全適宜に
設定することによりトランジスタαυを期間Ｔにおいて
は不！！ｉ！和の状態に、またトランジスタ（４ａ）
（４ｂ）のコレクタ電流の包絡線が平坦な期間において
は飽和の状態にすることができ、その結果トランジスタ
叩の出力電圧波形は第５図の図（ハ）に示したようにな
る。従ってトランジスタ（４ａ） （４ｂ）はそのコレ
クタ電流に見合ったベース電流でドライブされることに
なり、前記インバータ（Ａ）の破壊が防止できるばかり
か、トランジスタ（４ａ） （４ｂ）のスイッチングロ
スを低下させることができ、インバータ囚の効率が向上
するという効果が得られる。
上記実施例は制御手段（（２）を電源Ｃ）の電圧の脈流
に応じて動作させたものであったが、インバータ（４）
すなわちトランジスタ（４ａ） （４ｂ）の入力電流に
応じて動作させてもよい。例えば、インバ−タ（４）の
入力電路に設けた変流器の出力を全波整流すると第３図
の図に）に示した波形とにとＡ７ど相似の波形の信号が
得られるので、抵抗鵠を用いず、上記信号をトランジス
タ（１１１のベース抵抗０の両端に印加すると、トラン
ジスタ（４ａ） （４ｂ）はそれらのコレクタ電流と全
く見合ったベース電流でドライブされ、インバータ（４
）が破壊されないことは勿論、前記実施例よりも更にイ
ンバータ（Ａ）の効率を向上させることができる。
に応じて動作させたものであったが、インバータ（４）
すなわちトランジスタ（４ａ） （４ｂ）の入力電流に
応じて動作させてもよい。例えば、インバ−タ（４）の
入力電路に設けた変流器の出力を全波整流すると第３図
の図に）に示した波形とにとＡ７ど相似の波形の信号が
得られるので、抵抗鵠を用いず、上記信号をトランジス
タ（１１１のベース抵抗０の両端に印加すると、トラン
ジスタ（４ａ） （４ｂ）はそれらのコレクタ電流と全
く見合ったベース電流でドライブされ、インバータ（４
）が破壊されないことは勿論、前記実施例よりも更にイ
ンバータ（Ａ）の効率を向上させることができる。
上記実施例けすべて定電流式プッシュプル形トランジス
タインバータ囚に関するものであったが２例えば一方式
の自動形トランジスタインバータのような他のインバー
タに適用しても同様々効果が得られるし、負荷も放電灯
（９）に限られるものではない。
タインバータ囚に関するものであったが２例えば一方式
の自動形トランジスタインバータのような他のインバー
タに適用しても同様々効果が得られるし、負荷も放電灯
（９）に限られるものではない。
仁の発明は以上説明したとおり、電源の脈流によるトラ
ンジスタのコレクタ電流の低下時に。
ンジスタのコレクタ電流の低下時に。
インバータの入力、に応ピてベース電流供給手段による
ベース電流を低下させることによ抄、上記トランジスタ
のスイッチングロスが低下し。
ベース電流を低下させることによ抄、上記トランジスタ
のスイッチングロスが低下し。
インバータの効率が向上するという効果が得られる。
第１図は従来装置の回路図、第２図、第３図はその説明
図、第４図はこの発明の一実施例を示す回路図、第５図
はその説明図である。 図において（４ａＸ４ｂ）はトランジスタ、 （６ａ）
（６ｂ）（Ｂ）はベース電流供給手段、１７）は高調
波チロ−クコイル、 （８Ｂ）は励振用帰還巻線、αＤ
は制御用トランジスタ、（Ａ）はインバータ、（ｙ）は
入力電源である。 なお各図中同一符号は同一または相当部分を示す。 代理人 葛 野 信 −
図、第４図はこの発明の一実施例を示す回路図、第５図
はその説明図である。 図において（４ａＸ４ｂ）はトランジスタ、 （６ａ）
（６ｂ）（Ｂ）はベース電流供給手段、１７）は高調
波チロ−クコイル、 （８Ｂ）は励振用帰還巻線、αＤ
は制御用トランジスタ、（Ａ）はインバータ、（ｙ）は
入力電源である。 なお各図中同一符号は同一または相当部分を示す。 代理人 葛 野 信 −
Claims (6)
- （１）脈流電源を入力電源とするトランジスタ。 及び当該トランジスタの交流出力の一部を帰還し、整流
して上記トランジスタにベース電流を供給するベース電
流供給手段を備え、自励発振するものにおいて、上記入
力電源の脈流による上記トランジスタのコレクタ電流の
脈流低下時に、上記トランジスタの入力に応じて上記ベ
ース電流供給手段によるベース電流を低下せしめる制御
手段を設けたことを特徴とするトランジスタインバータ
。 - （２） プッシェプル回路を形成した一対のトランジ
スタに、高調波チ冒−クコイルを介して入力電源が接続
された音０怪奮←４．上記入力電源の蛾大電圧瞬時値位
相の前後で、ベース電流供給手段によるベース電流がは
ｙ一定値になるように制御手段を構成したことを特徴と
する特許請求の範囲第（１）項記載のトランジスタイン
バータ。 - （３）脈流電源が交流電源を全波整流したもので。 電圧零の位相を有するものであることを特徴とする特許
請求の範囲第１１）項または第（２１項記載のトランジ
スタインバータ。 - （４）制御手段が入力電源の電圧に応じて動作するもの
であることを特徴とする特許請求の範囲第（１１項乃至
第（３１項の倒れかに記載のトランジスタインバータ。 - （５）制御手段がトランジスタの入力電流に応じて動作
するものであることを特徴とする特許請求の範囲第（１
１項乃至第（３）項の何れかに記載のトランジスタイン
バータ。 - （６）制御手段がベース電流供給手段のベース電流供給
電路に設けた制御用トランジスタを有するものであるこ
とを特徴とする特許請求の範囲第（１１項乃至第（５）
項の何れかに記載のトランジスタインバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56098742A JPS583579A (ja) | 1981-06-25 | 1981-06-25 | トランジスタインバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56098742A JPS583579A (ja) | 1981-06-25 | 1981-06-25 | トランジスタインバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS583579A true JPS583579A (ja) | 1983-01-10 |
| JPS6361878B2 JPS6361878B2 (ja) | 1988-11-30 |
Family
ID=14227928
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56098742A Granted JPS583579A (ja) | 1981-06-25 | 1981-06-25 | トランジスタインバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS583579A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57134560A (en) * | 1981-02-12 | 1982-08-19 | Agency Of Ind Science & Technol | Ion source device |
| JPS58190283A (ja) * | 1982-04-30 | 1983-11-07 | Iwasaki Electric Co Ltd | トランジスタインバ−タ駆動回路 |
| JPH027791U (ja) * | 1988-06-21 | 1990-01-18 | ||
| US5399865A (en) * | 1992-06-18 | 1995-03-21 | Hitachi, Ltd. | Liquid metal ion source with high temperature cleaning apparatus for cleaning the emitter and reservoir |
-
1981
- 1981-06-25 JP JP56098742A patent/JPS583579A/ja active Granted
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|---|---|---|---|---|
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| JPS58190283A (ja) * | 1982-04-30 | 1983-11-07 | Iwasaki Electric Co Ltd | トランジスタインバ−タ駆動回路 |
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| US5399865A (en) * | 1992-06-18 | 1995-03-21 | Hitachi, Ltd. | Liquid metal ion source with high temperature cleaning apparatus for cleaning the emitter and reservoir |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6361878B2 (ja) | 1988-11-30 |
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