JPS583580A - トランジスタインバ−タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明はりップルを有する直流電源を交流に変換して
２例えば放電灯のような負荷に交流電力を供給する自励
式のトランジスタインバータに関するものである。

第１図は自励式トランジスタインバータを用いて放電灯
を高周波で点灯する従来装置を示す回路図で１図におい
ては１は商用電源、（２）は電源（１）の全波整流回路
、（４）は平滑コンデンサ（３）を介して整流回路（２
１の出力端に接続された定電流自励式のプツシニブル形
トランジスタインバータで、下記のように構成されてい
る。

（４ａ）　（４ｂ）はスイッチング動作をおこなう一対
のトランジスタ、　（５ａ）　（５ｂ）は一対の第１の
ベース抵抗＝　（６ａ）　（ｓｂ）はインバータ（４）
の動作時にトランジスタ（４ａ）　（４ｂ）に主たるペ
ース電流を供給する一対の第２のベース抵抗、（７）は
整流回路（２）の正極に接続された高調波チョークコイ
ル、（８）は出カドランスで、フェライトコア（８ａ）
に巻回された。１次巻線（８Ｎ）　（８Ｎ）　、同調兼
負荷電流制御用のコンデンサ（０）に接続された２次巻
線（８８）。

励振用の第１の帰還巻１　（８Ｂ）　、及びトランジス
タ（４ａ）　（４ｂ）の交流出力の一部を帰還する第２
の帰還巻線（８Ｋ）により構成されている。また（Ｂ）
はペース電源回路で１巻線（８Ｋ）　、巻線（８Ｋ）に
帰還された信号を整流するダイオード（９）、及び高周
波成分ノバイパスコンデンサａａにより構成されており
、抵抗（６ａ）　（６ｂ）とともにベース電流供給手段
を形成している。

なお（Ｄ）はインバータ（４）の負荷である放電灯。

（Ｉ８）は交流電源（１）、整流回路（２）、及び平滑
コンデンサ（３）よりなるトランジスタ（４ａ）　（４
ｂ）の直流入力電源である。

このような構成で、コンデンサ（３１の容量が充分に大
きなものにおいて、インバータ（Ａ）に電源（ト））が
印加すると抵抗（５ｇ）　（５ｂ）を介してトランジス
タ（４ａ）　（４ｂ）のペースに電流が流れ、同時に。

励振用の第１の帰還巻線（８Ｂ）の作用により、トラン
ジスタ（４ａ）　（４ｂ）は交互にスイッチング動作を
開始する。その結果巻線（８幻には高周波電圧が誘起す
るが、その電圧はダイオード（９）によって整流され、
コンデンサαＧで高周波成分はバイパスされた結果ペー
ス電源回路（Ｂ）の出力電圧ははソ直流となる。

一方巻線（８Ｂ）には高周波電圧が誘起され、その電圧
がトランジスタ（４ａ）　（４ｂ）の電位を変化させる
ため、電源（Ｅ）から抵抗（５ａ）　（５ｂ）を介して
トランジスタ（４ａ）　（４ｂ）のペースに交互に流入
する電流よりも大きな矩形波状のペース電流が抵抗（６
ｍ）　（６ｂ）を介して電源（Ｂ）から供給され、イン
バータ（Ａ）の自励発振をより確実なものとする。

その結果放電灯（Ｄ）には充分高い高周波電圧が印加さ
れて点灯する。その状態においては巻線（８Ｓ）にはは
ソ一定振巾の高周波電圧が発生しており、一方チヨーク
コイル（７１０作用により、トランジスタ（４ａ）　（
４ｂ）のコレクタ・エミッタ間の電圧波形及びコレクタ
電流波形は夫々第２図の図（イ）及び図（ロ）に示した
ように上記高周波の周期で変化している。従ってインバ
ータ（Ａ）の入力電流としてははソ矩形波のコレクタ電
流が交互に流入するのではソ直流となる。

上記のような構成のものは１巻線（８Ｋ）　Ｋ誘起され
る電圧と、抵抗（６ａ）　（６ｂ）の抵抗値とを適宜に
選定することにより、トランジスタ（４ａ）　（４ｂ）
をそれらの矩形波状のコレクタ電流に見合った矩形波状
のペース電流により常時ドライブすることができ、スイ
ッチング損失を小さくできるので効率が良いという利点
がある。

しかしこのような構成のものは動作中コンデンサ（３）
に相当大きな充電電流が流入シフ、電源（１）側から見
た装置の力率が低いという欠点があった。

その欠点を改善するため最近ではコンデンサ（３）の容
量を小さくしたり、コンデンサ（３１を取外したりする
ことが試みられてきている。

第３図はコンデンサ（３）を取外した場合の各部の波形
を示す図で１図（イ）はインバータ（Ａ）の入力電圧波
形１図Ｏｏ）及び（ハ）は放電灯（Ｄ）の電流及び電圧
波形２図に）はインバータ（４）の入力電流波形である
。

図に見られるようにインバータ（Ａ）の入力電圧瞬時値
が零である位相θ０を有する場合或いは瞬時値が零に近
い値を取るときには９図（ロ）のように電流波形には休
止期間Ｔが生じ、その期間Ｔの間は図に）に示したよう
に発振を持続するだけの僅かな電流しかインバータ（４
）Ｋは流入しない。

この入力電流はほとんど高周波的に交互に流入するトラ
ンジスタ（４ａ）　（４ｂ）のコレクタ電流の和である
ので、コレクタ電流の包絡線の波形も図（ロ）の波形と
同様であると考えてよい。

一方ペース電源（Ｂ）のコンデンサＱｌ）が高周波成分
を充分バイパスするような容量のものであると、抵抗（
６ａ）　（６ｂ）を介してトランジスタ（４ａ）　（４
ｂ）に供給されるペース電流は２期間Ｔにおいても相当
大きな値となり、トランジスタ（４ａ）　（４ｂ）がオ
ーバードライブの状態となってインバータ（４）の効率
全低下させるという欠点があった。なおこの欠点は位相
θＯ近傍において電流体止期間Ｔの生ずる放電灯（錫の
よう女負荷において特に甚だしいが、他の負荷の場合に
も生ずるものである。

この発明は上記欠点を改善することを目的とするもので
ある。

第４図はこの発明の一実施例を示す回路図で。

前回と同一符号は同一または相邑部分を示す。

図において（Ｆ）は平滑コンデンサ（３１のない、リッ
プルを有する直流入力電源、（Ｇ）は制御手段で。

ベース電源（Ｂ）と抵抗（６ａ）　（６ｂ）との間のベ
ース電流供給電路に設けられた制御用トランジスタｏｎ
。

トランジスタｑ１１の出力端に設けたコンデンサ（１本
山カドランス１Ｂ＋の２次巻線（８Ｓ）と負荷である放
電灯り）とを接続する電路に設けられた変流器０゜変流
器（至）の出力を全波整流し、その正極はトランジスタ
１１１１のベースに、負極は電源（Ｂ）の負極に接続さ
れた全波整流器Ｉ、出力抵抗（至）、及びバイパスコン
デンサＱｌにより構成されている。

このような構成のものにおいては入力電源（Ｆ）は第５
図（イ）に示したように、電圧零の位相θＯを有し、放
電灯ＣＤ）の電流、電圧、及びトランジスタ（４ａ）　
（４ｂ）のコレクタ電流の包結線の各波形は第３図の図
（ロ）（ハ）及びに）に示したものと同様になる。

また第１図のように制御手段に）がなく、コンデンサ■
の容量が充分大きいものとすると、ベース電源（Ｂ）か
らトランジスタ（４ａ）　（４ｂ）に交互流入するペー
ス電流の和は第５図の図（ロ）の実線に示したようには
ｙ直流となる。従って前記のように期間Ｔｒおいてトラ
ンジスタ（４ｇ）　（４ｂ）はオーバドライブとなって
スイッチングロスが増大するばかりか２位相θ０にお−
で一瞬発振、＞Ｆ停止して巻線（８Ｂ）の励振電圧がな
くなるにもか＼わらずトランジスタ（４ａ）　（４ｂ）
にはベース電流が供給され、トランジスタ（４ａ）　（
４ｂ）が同時に導通して、インバータ（４）は破壊され
る。

またコンデンサＯＧの容量を小さくすると、々−ス電源
（８）から供給されるペース電流の和は第５図図（ロ）
の点線で示したような脈流になり、第３図図に）に示し
たコレクタ電流の包絡線が平坦に部分においてトランジ
スタ（４ａ）　（４ｂ）はオーバードライブの状態とな
り、インバータ（４）の効率を低下させる。

しかし第４図のような制御手段（Ｇ）を設けたものにお
いては、変流器（至）の出力波形は第３図の図（ロ）の
ものと同様になり、この信号を整流器ａ１で整流し、コ
ンデンサ（至）によ抄高周波成分をバイパスした出力電
圧信号は第５図の図（ハ）のようになる、従って巻線（
８Ｋ）の出力電圧や制御手段（（２）の出力信号値を適
宜に設定することにより。

トランジスタ＜４ａ＞　ｃ４ｂ）ｈコレクタ電流の包絡
線の平坦部に対する期間ではトランジスｐａυを飽和状
態とすることができ、その場合は制御手段（ロ）の出力
電圧信号は第５図の図に）のようになる。

なお図に）のベース電流零の期間に抵抗（５ａ）　（５
ｂ）を介してペース電流が流れるので、インバータ（４
）は実質的に発振を継続する。

上記のようなものにおいては、トランジスタ（４ａ）　
（４ｂ）はそのコレクタ電流によく見合ったペース電流
でドライブされることになり、前記インバータ囚の破壊
が防止できるばかりでなく。

トランジスタ（４ａ）　（４ｂ）のスイッチングロスを
低下させることができ、インバータ（Ａ）の効率が向上
するという効果が得られる。

しかし上記のように抵抗（５ａ）　（５ｂ）からは発振
を開始、持続するだけの小さなペース電流のみを供給す
るようにすると、放電灯（Ｄ）を始動するのに充分な電
圧が２次巻線（ＢＳ）に得られないことがある。そのよ
うな場合には１例えば第６図に示したように、整流器α
−の正極とトランジスタ（Ｉｌｌのベースとの間に夕”
イオード面を挿入するとともに、ダイオード＋１７１に
対向するように接続したダイオード（２）を設け１分圧
抵抗ａｓａａｒより。

ダイオード０秒を介して分圧した電源（Ｆ）の電圧がト
ランジスタｕ１１のベース・エミッタ間に印加されるよ
うにすればよい。

すなわち放電灯（Ｄ）の始動時にはトランジスタ（ＩＩ
は抵抗■の端子電圧で動作して制御装置（Ｇ）の出力電
圧信号は第５図の図（ホ）に示したような波形となり、
この場合も電源の）からベース電流が供給されるが、イ
ンバータ（４）が破壊されることはないし、トランジス
タ（４ａ）　（４ｂ）のスイッチングロスも小さなもの
となる。放電灯＜Ｄ）の始動稜はダイオードａＳを介し
てトランジスタＬ１１１に与えられる信号よりもダイオ
ードミツ１’ｌ介して与えられる信号の方が大きくなる
ようにしておくと９点灯中はトランジスタ（４ａ）　（
４ｂ）は第５図図に）のような信号でドライブされ、ス
イッチングロスは始動時よりも更に低下する。なお点灯
時には抵抗（至）■よりなる分圧回路を連断ずれば更に
インバータ（〜の効率が向上することは勿論である。

また放電灯（Ｄ）が予熱電極を有するけい光ランプのよ
うな場合には１例えば抵抗■と並列にコンデンサを接続
し、予熱完了後に電源（Ｂ）からペース電流を供給して
ランプ（９）を始動させるようにするとラング寿命が延
長される。

上記実施例はすべて定電流式ブツシュグル形トランジス
タインバータ（Ａ）に関するものであったが２例えば−
万代の自励形トランジスタインバータのような他のイン
バータに適用しても同様な効果が得られるし、負荷も放
電灯（Ｄ）に限られるものではない。

この発明は以上説明したとおり、電源のリップルによる
トランジスタのコレクタ醒流の低下時に、負荷電流に応
じた信号によってベース電流供給手段によるペース電流
を低下させることにより、上記トランジスタのスイッチ
ングロスが低下し、インバータの、効率が向上するとい
う効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来装置の回路図、第２図、第３図はその説明
図、第４図はこの発明の一実施例を示す回路図、第５図
はその説明図、第６図は異なる実施例を示す回路図であ
る。 図において（４ａ）　（４ｂ）はトランジスタ、　（６
ａ）　（６ｂ）（Ｂ）はベース電流供給手段、（７１は
高調波チョークコイル、（８１は出カドランス、　（８
Ｂ）は出カドランス、　（８Ｂ）は帰還手段、　（ｓＮ
）は１次巻線、　Ｑｌｌは制御用トランジスタ、　（Ａ
）はトランジスタインノく一タ、（Ｄ）は負荷、　（Ｆ
）は直流入力電源、（Ｇ）は制御手段である。 なお各図中同一符号は同一または相当部分を示す。 代理人　葛　野　信　−

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）負荷を付勢する出カドランス、この出カドランス
   の１次巻線とリップルを有する直流入力電源との間に設
   けられたトランジスタ、当該トランジスタを励振する帰
   還手段、及び上記トランジスタの交流出力の一部を帰還
   、整流して上記トランジスタにベース電流を供給するベ
   ース電流供給手段を備えたものにおいて、上記リップル
   による上記トランジスタのコレクタ電流の低下時に、上
   記負荷の負荷電流に応じた信号により、上記ベース電流
   供給手段によるベース電流を低下せしめる制御手段を設
   けたことを特徴とするトランジスタインバータ。 （２１プツシニブル回路を形成した一対のトランジスタ
   に、高調波チョークコイルを介して直流入力電源が接続
   されたものにおいて、上記直流入力電源の最大電圧瞬時
   値位相の前後で。 ベース電流がはソ一定値になるように制御手段を構成し
   たことを特徴とする特許請求の範囲第１１１項記載のト
   ランジスタインバータ。 （３）　　直流入力電源が電圧零の位相を有することを
   特徴とする特許請求の範囲第（１）項または第（２）項
   記載のトランジスタインバータ。 （４）制御手段がベース電流供給手段のペース電流供給
   電路に設けた制御用トランジスタを有するものであるこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第（１）項乃至第（５）
   項の倒れかに記載のトランジスタインバータ。