JPS5825704A - Ｆｍ復調器 - Google Patents
Ｆｍ復調器Info
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- JPS5825704A JPS5825704A JP57128844A JP12884482A JPS5825704A JP S5825704 A JPS5825704 A JP S5825704A JP 57128844 A JP57128844 A JP 57128844A JP 12884482 A JP12884482 A JP 12884482A JP S5825704 A JPS5825704 A JP S5825704A
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- Japan
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- circuit
- filter
- demodulator
- signal
- phase shift
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/22—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by means of active elements with more than two electrodes to which two signals are applied derived from the signal to be demodulated and having a phase difference related to the frequency deviation, e.g. phase detector
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/20—Adaptations for transmission via a GHz frequency band, e.g. via satellite
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
- H03D2200/0009—Emitter or source coupled transistor pairs or long tail pairs
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
- H03D2200/0019—Gilbert multipliers
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0082—Quadrature arrangements
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
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- Details Of Television Scanning (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、ＦＭ復ｉＩＩ器に関するものである。このＦ
Ｍ復調器は、乗算器回路と移相回路とを具え、この乗算
器回路の入力端子を前記移相回路の入力端子に接続し、
前記乗算回路の他の入力端子を前記移相回路の出力端子
に接続している。
Ｍ復調器は、乗算器回路と移相回路とを具え、この乗算
器回路の入力端子を前記移相回路の入力端子に接続し、
前記乗算回路の他の入力端子を前記移相回路の出力端子
に接続している。
ＦＭ信号は、ラジオまたはテレビジョン放送シ°ステム
において音声または画像を送信するためにしばしば用い
られる。テレビジョン放送では、送信周波数範囲はラジ
オ放送における送信周波数よりも広いので、特殊な問題
にぶつかる。特にサテライシ・・テレビシロンシステム
は、周波数がテレビジョン信号によって変調される画像
搬送波が利用されている。このテレビジョン信号は、画
像搬送波の周波数から５．６ＭＨｚおよび５．７５ＭＨ
２だけ離れたｆつの音声副搬送波を有することができる
。
において音声または画像を送信するためにしばしば用い
られる。テレビジョン放送では、送信周波数範囲はラジ
オ放送における送信周波数よりも広いので、特殊な問題
にぶつかる。特にサテライシ・・テレビシロンシステム
は、周波数がテレビジョン信号によって変調される画像
搬送波が利用されている。このテレビジョン信号は、画
像搬送波の周波数から５．６ＭＨｚおよび５．７５ＭＨ
２だけ離れたｆつの音声副搬送波を有することができる
。
このような周波数変調テレビジョン信号は、２７ＭＨｚ
の有効帯域幅をカバーしている。選ばれた中間周波数は
１８４ ＭＨｚであり、相対工！帯域幅は！？：１＄４
、すなわち２０％である（他方、ラジオ放送では１０．
７ＭＨｚで約２００ ＫＨ２であり、したがって２弧に
すぎない）。復調の直線性が不十分な場合憾は、特に５
．５ＭＨｚおよび５．１５ＭＨｚにおける２つの音声副
搬送波間で、相互変調積が発生する。これは復調映像信
号のスペクトルにおいて！ ６０ ＫＨ２での直線妨害
を生じさせる。さらに、３つの音声副搬送波と映像信号
の色副搬送波とのの場合、非常に厄介な波紋が画像に発
生する。満足すべき画像品質を得るためには、たとえば
１６％の相対工！帯域幅において、非直線性が０．４％
より小さいことが必要である。
の有効帯域幅をカバーしている。選ばれた中間周波数は
１８４ ＭＨｚであり、相対工！帯域幅は！？：１＄４
、すなわち２０％である（他方、ラジオ放送では１０．
７ＭＨｚで約２００ ＫＨ２であり、したがって２弧に
すぎない）。復調の直線性が不十分な場合憾は、特に５
．５ＭＨｚおよび５．１５ＭＨｚにおける２つの音声副
搬送波間で、相互変調積が発生する。これは復調映像信
号のスペクトルにおいて！ ６０ ＫＨ２での直線妨害
を生じさせる。さらに、３つの音声副搬送波と映像信号
の色副搬送波とのの場合、非常に厄介な波紋が画像に発
生する。満足すべき画像品質を得るためには、たとえば
１６％の相対工！帯域幅において、非直線性が０．４％
より小さいことが必要である。
既知の周波数復調器では、実際の中間周波信号は、移相
回路を通過した移相中間周波信号によって乗算される。
回路を通過した移相中間周波信号によって乗算される。
このような従来のＦＭ復調器はたとえば、刊行物′″Ｌ
ｅ ｒｅｃｅｐｔｅｕｒ ａ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｄ
６ ｆｒｅｌｑｕ８ｎ０６″ｂｙ Ｊｅａｎ ０ＥＲＦ
、 ｉｎ ｔｈｅ ＣＨＩＲＯＮ−ｐｕｂｌｉｃａｔｉ
Ｏｎｓ、 １２５〜１２７ページに記載されている。
ｅ ｒｅｃｅｐｔｅｕｒ ａ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｄ
６ ｆｒｅｌｑｕ８ｎ０６″ｂｙ Ｊｅａｎ ０ＥＲＦ
、 ｉｎ ｔｈｅ ＣＨＩＲＯＮ−ｐｕｂｌｉｃａｔｉ
Ｏｎｓ、 １２５〜１２７ページに記載されている。
非常に狭いＩＦ帯域幅に対しては、２個の結合共振回路
により形成され、中心周波数に同調された補助回路を任
意に有する移相回路は、計容し得る直線性を示す。広い
ＩＩＦ帯域幅に対しては、共振回路は減衰しなければな
らず、その結果、復調器の感度が減少す□る。しかもこ
の場合には、５％より大きい相対帯域幅内で所望の直線
性を得ることがほとんど不可能である。したがって、こ
の種°の回路は、これら回路が前述したようにテレビシ
ロンシステムに用いられる場合には、非常に不満足な結
果を有する。
により形成され、中心周波数に同調された補助回路を任
意に有する移相回路は、計容し得る直線性を示す。広い
ＩＩＦ帯域幅に対しては、共振回路は減衰しなければな
らず、その結果、復調器の感度が減少す□る。しかもこ
の場合には、５％より大きい相対帯域幅内で所望の直線
性を得ることがほとんど不可能である。したがって、こ
の種°の回路は、これら回路が前述したようにテレビシ
ロンシステムに用いられる場合には、非常に不満足な結
果を有する。
本発明の目的は、広帯域幅で非常に良好な直線性を有す
るＦ’ｌ復調器を提供することにある。
るＦ’ｌ復調器を提供することにある。
さらに、本発明の目的は、このような復調器の感度な増
大させることにある。
大させることにある。
本発明１Ｍ復調器は、前記移相回路が、帯域はしご形フ
ィルタの複数のセクションから少くとも１つのセクショ
ンを、多くとも前記帯域はしご形フィルタの全数のセク
ションよりも少ない数のセクションを有し、前記移相回
路の出力端子を、前記乗算器回路の対応する入力端子に
直接に接続したことを特徴とするものである。
ィルタの複数のセクションから少くとも１つのセクショ
ンを、多くとも前記帯域はしご形フィルタの全数のセク
ションよりも少ない数のセクションを有し、前記移相回
路の出力端子を、前記乗算器回路の対応する入力端子に
直接に接続したことを特徴とするものである。
本発明は、短く且つ一定の群遅延時間を有するある種の
はしご形フィルタを、このような復調回路に、フィルタ
としてではなく移相回路として機能させて用いることが
できるという認識に基づいている。利用されないセクシ
ョンによる信号反射を、通過帯域内で移相変化の直線性
を改善させる゛ために用いることができる。
はしご形フィルタを、このような復調回路に、フィルタ
としてではなく移相回路として機能させて用いることが
できるという認識に基づいている。利用されないセクシ
ョンによる信号反射を、通過帯域内で移相変化の直線性
を改善させる゛ために用いることができる。
本発明ＦＭ変調器によれば、かなりの通過帯域において
復調の優れた直線性を得ることができる。
復調の優れた直線性を得ることができる。
ガウスフィルタ（Ｇａｕｓｓｉａｎ ｆｉｌｔｅｒ ）
クラスノ帯域はしご形フィルタを用いるのが好適である
。この種のフィルタは、インパルス応答がかなり急激な
転移リプルを示さず、再生が最適である絆時に対称なフ
ィルタとして定義される。インパルス応答に関して所望
の特性を有するフィルタに対しては位相特性は直線的で
なければならない。したがって、本発明ＦＭｕＩＩｌｉ
器は、もちろん、乗算器もまた直線的であるという状態
のもとで、優れた直線性が得られる。
クラスノ帯域はしご形フィルタを用いるのが好適である
。この種のフィルタは、インパルス応答がかなり急激な
転移リプルを示さず、再生が最適である絆時に対称なフ
ィルタとして定義される。インパルス応答に関して所望
の特性を有するフィルタに対しては位相特性は直線的で
なければならない。したがって、本発明ＦＭｕＩＩｌｉ
器は、もちろん、乗算器もまた直線的であるという状態
のもとで、優れた直線性が得られる。
さらに、乗算器からも到来する復調信号は、はぼ方形波
状の信号の正および負の優位と零レベルとの間の積分す
なわち領域差に依存している。リプルが発生するならば
、零レベルと正の偏位との間の領域は、このリプルが両
方の極性に対して同じ大きさでないので、零レベルと負
の偏位とノ間の領域に等しくない。したがって、このリ
プルは領域差を生じさせ、このことは復調の直線性にネ
ガティブな影響を与える。特に興味のある改善によれば
、群遅延時間に一様な波形を有する種類のガウス帯域フ
ィルタを用いる。このことは、同じ数のフィルタセクシ
ョンでは一層広い通過帯域を実現できるという利点を有
している。この場合、周波数依存位相変化が通過帯域内
に発′生し、重置＠ＦＭ復調が得られる。
状の信号の正および負の優位と零レベルとの間の積分す
なわち領域差に依存している。リプルが発生するならば
、零レベルと正の偏位との間の領域は、このリプルが両
方の極性に対して同じ大きさでないので、零レベルと負
の偏位とノ間の領域に等しくない。したがって、このリ
プルは領域差を生じさせ、このことは復調の直線性にネ
ガティブな影響を与える。特に興味のある改善によれば
、群遅延時間に一様な波形を有する種類のガウス帯域フ
ィルタを用いる。このことは、同じ数のフィルタセクシ
ョンでは一層広い通過帯域を実現できるという利点を有
している。この場合、周波数依存位相変化が通過帯域内
に発′生し、重置＠ＦＭ復調が得られる。
特別の実施例は、４つのはしごセクションを具えており
、移相された信号の出力端子を、第１セクシロンの後に
設ける。この実施例は、良好かつ容易に調整しつる直線
性を与える。
、移相された信号の出力端子を、第１セクシロンの後に
設ける。この実施例は、良好かつ容易に調整しつる直線
性を与える。
他の好適な実施例によれば、フィルタの１つのセクシ目
ンが、並列５０回路を経て相互に接続された２個の並列
コンデンサをはしご形状に具えている。要素に対して適
切な値を選ぶならば、この簡単な構造は所望の移相曲線
を有することとなる。
ンが、並列５０回路を経て相互に接続された２個の並列
コンデンサをはしご形状に具えている。要素に対して適
切な値を選ぶならば、この簡単な構造は所望の移相曲線
を有することとなる。
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
第１図は、本発明ＦＭ復調器の回路図を示す。
第１図に示すように、本発５明ＦＭ復調器は、乗算器回
路１８と帯域はしご形フィルタとして働く回路１２とを
具えている。乗算器回路１８の入力端子１７を移相回路
１２の入力端子１８に接続し、乗算器回路１８の他の入
力端子１９を移相回路１２の出力端子ｌＯに接続する。
路１８と帯域はしご形フィルタとして働く回路１２とを
具えている。乗算器回路１８の入力端子１７を移相回路
１２の入力端子１８に接続し、乗算器回路１８の他の入
力端子１９を移相回路１２の出力端子ｌＯに接続する。
振幅制限器１１の端子１５に供給されるＦＭ信号の復調
は、次のようにして得られる。すなわち振幅制限器１１
でこのＦＭ信号の振幅を制限した後、この信号を移相回
路１２に通過させ、乗算器回路１８によって移相回路１
２の出力端子１０の信号で入力端子１８の信号を乗算す
る。その後に乗算器回路１８の出力信号を、低域フィル
タ１４においてろ波して出力端子１６に得られる。振幅
制限器１１とフィルタ１４とは、当業者には既知である
。
は、次のようにして得られる。すなわち振幅制限器１１
でこのＦＭ信号の振幅を制限した後、この信号を移相回
路１２に通過させ、乗算器回路１８によって移相回路１
２の出力端子１０の信号で入力端子１８の信号を乗算す
る。その後に乗算器回路１８の出力信号を、低域フィル
タ１４においてろ波して出力端子１６に得られる。振幅
制限器１１とフィルタ１４とは、当業者には既知である
。
第２図は、乗算器回路１８の動作を示す。基準信号２１
または２８は、移相回路１２の出力端子ｌＯに存在し、
基準信号２０は、乗算器回路１８の入力端子１７と移相
回路１２の入力端子１８に存在する。乗算器回路１８は
、信号２ｏによって制御される切換スイッチとして働く
。すなわち、この信号２０の極性にしたがって、信号２
１が反転されたり反転されなかったりする。信号２２は
、この乗算器回路１８の出力端子に発生する。
または２８は、移相回路１２の出力端子ｌＯに存在し、
基準信号２０は、乗算器回路１８の入力端子１７と移相
回路１２の入力端子１８に存在する。乗算器回路１８は
、信号２ｏによって制御される切換スイッチとして働く
。すなわち、この信号２０の極性にしたがって、信号２
１が反転されたり反転されなかったりする。信号２２は
、この乗算器回路１８の出力端子に発生する。
積分響とじて働く低域フィルタ１４（第１図）を信号２
２が通過すると、信号２２は直流信号８９に変換される
。この直流信号の振幅は、斜線な施した領域２６および
２７間の差に比例する。
２が通過すると、信号２２は直流信号８９に変換される
。この直流信号の振幅は、斜線な施した領域２６および
２７間の差に比例する。
信号２２が適切に制限されると、これら領域は方形波の
パルス幅に比例し、直流信号８９の振幅は０〜πラジア
ンの移相の値に対して信号２０と２１との間移相に対し
て直線的に変化する。この信号の周波数に直線的に依存
する移相によって、直線周波数変調が可能となる。この
直線周波数変調は、従来技術に基づく結合共振回路によ
って行われる移相では不可能である。しかし、パルスが
妨害されるのを防止するために、レーダパルスを処理す
るために普通に用いられる帯域はしご形フィルタを設け
る。これらフィルタの群遅延時間は、一定の周波数範囲
内で一定である。一定の群遅延時間は、周波数に対して
直線的に変化する移相を意味している。
パルス幅に比例し、直流信号８９の振幅は０〜πラジア
ンの移相の値に対して信号２０と２１との間移相に対し
て直線的に変化する。この信号の周波数に直線的に依存
する移相によって、直線周波数変調が可能となる。この
直線周波数変調は、従来技術に基づく結合共振回路によ
って行われる移相では不可能である。しかし、パルスが
妨害されるのを防止するために、レーダパルスを処理す
るために普通に用いられる帯域はしご形フィルタを設け
る。これらフィルタの群遅延時間は、一定の周波数範囲
内で一定である。一定の群遅延時間は、周波数に対して
直線的に変化する移相を意味している。
このような帯域はしご形フィルタによって、復調すべき
周波、数の調波が減衰され、あるいは準抑制される。振
幅制限器１１の出力端子の正確な方形波が、２８で示す
ように、このようなフィルタの出力端子にはとんど正弦
波形状で発生する。このようなフィルタからの出力信号
が基準信号によって最適に乗算される場合、乗算器回路
１８によって発生される信号は、２４で示すような波形
を有する。このとき低域フィルタ１４によって積分され
た信号は、斜線領域２８と２９との間の差に比例し、し
たがってπ／２ラジアンの移相に対して零値で移相０お
よびπラジアンに対して最小値および最大値で移相に対
してそれぞれ正弦的に変化する。実際には、乗算器回路
１８は飽和しきい値を有し、このとき発生される信号は
、実際には２４で示す波形よりも２５で示す波形を有し
ている。
周波、数の調波が減衰され、あるいは準抑制される。振
幅制限器１１の出力端子の正確な方形波が、２８で示す
ように、このようなフィルタの出力端子にはとんど正弦
波形状で発生する。このようなフィルタからの出力信号
が基準信号によって最適に乗算される場合、乗算器回路
１８によって発生される信号は、２４で示すような波形
を有する。このとき低域フィルタ１４によって積分され
た信号は、斜線領域２８と２９との間の差に比例し、し
たがってπ／２ラジアンの移相に対して零値で移相０お
よびπラジアンに対して最小値および最大値で移相に対
してそれぞれ正弦的に変化する。実際には、乗算器回路
１８は飽和しきい値を有し、このとき発生される信号は
、実際には２４で示す波形よりも２５で示す波形を有し
ている。
その結果、乗算器回路１８の移相依存出力電圧の°変化
は、信号２１および２８によってそれぞれ発生される変
化２２および２４に等しく、信号２１によって生じた変
化２２に非常に接近する。このようにして、正弦波的変
化によって非常に小さな程度にひずむ直線的変化が得ら
れる。
は、信号２１および２８によってそれぞれ発生される変
化２２および２４に等しく、信号２１によって生じた変
化２２に非常に接近する。このようにして、正弦波的変
化によって非常に小さな程度にひずむ直線的変化が得ら
れる。
第８図は、ガウス形の帯域はしご形フィルタの位相−周
波数曲線を示す。パラメータΩを、水平軸上にプロット
する。Ωは、次式によって定められる。
波数曲線を示す。パラメータΩを、水平軸上にプロット
する。Ωは、次式によって定められる。
ここに、
Ｗ：！霧ｆ
ｆは、処理すべき信号のパルス数、
ｗ１□および’Ｂｊは、８（ｉＢとなる信号減衰を制・
限する８ｄＢ帯域の両制限におけるパルス周波数の２「
倍を示し、 Ｗｏは、’Ｂｌと’ＢＳとの幾何平均である。（Ｗ。
限する８ｄＢ帯域の両制限におけるパルス周波数の２「
倍を示し、 Ｗｏは、’Ｂｌと’ＢＳとの幾何平均である。（Ｗ。
−ｆ弓「ｊ庁−）・
したがって、この標準化パ多メータΩは、ｙｘＷｏに対
して零であり、ｗ＝ｙ□に対してｌであり、Ｗ ＝Ｗ
Ｂ １に対して−１である。Ω＝０の周辺での曲線は対
称であり、右側半分の本を示す。曲線８０は、極を示す
セクションにおける理想的かつ正確な直線変化を示す。
して零であり、ｗ＝ｙ□に対してｌであり、Ｗ ＝Ｗ
Ｂ １に対して−１である。Ω＝０の周辺での曲線は対
称であり、右側半分の本を示す。曲線８０は、極を示す
セクションにおける理想的かつ正確な直線変化を示す。
しかし、理論的には、帯域はしご形→イルタを、無限数
のセクションでガウス形フィルタとできるのみである。
のセクションでガウス形フィルタとできるのみである。
曲線８１は１個のセクションを有するフィルタに対する
理想的な位相変化を示す゛。その曲線は、乗算器回路１
８によって発生される正弦波成分を補償するために適切
な方向にあるが、曲線３０に対する偏位Ｃは非常に大き
い。
理想的な位相変化を示す゛。その曲線は、乗算器回路１
８によって発生される正弦波成分を補償するために適切
な方向にあるが、曲線３０に対する偏位Ｃは非常に大き
い。
曲線８２および８８は、８つのセクションを有する帯域
はしご形フィルタに対する同じ変化を示す。曲線８１！
は理想的な変化を示し、曲１ｌＪａａは群遅延時間内に
一様な波形を有する前述の帯域はしご形フィルタが用い
られる特別の場合の実際の変化を示す。理想的な曲線と
比べると、曲ｍ８８は、極性を変化させる偏位Ｉを示し
ている。曲線δδは、曲線８１よりも一層接近する新値
の曲線８！に゛近づく。一定の群遅延時間（“最大に平
坦な群遅延″）を有する帯域はしご形フィルタまたはベ
ッセル（ＢＫ８Ｓ鵞Ｌ）フィルタの位相変化を、曲線８
４によって示す。理想的な曲！Ｉ８２に対する曲線８４
の偏位Ｃは、変化または極性を示さない。
はしご形フィルタに対する同じ変化を示す。曲線８１！
は理想的な変化を示し、曲１ｌＪａａは群遅延時間内に
一様な波形を有する前述の帯域はしご形フィルタが用い
られる特別の場合の実際の変化を示す。理想的な曲線と
比べると、曲ｍ８８は、極性を変化させる偏位Ｉを示し
ている。曲線δδは、曲線８１よりも一層接近する新値
の曲線８！に゛近づく。一定の群遅延時間（“最大に平
坦な群遅延″）を有する帯域はしご形フィルタまたはベ
ッセル（ＢＫ８Ｓ鵞Ｌ）フィルタの位相変化を、曲線８
４によって示す。理想的な曲！Ｉ８２に対する曲線８４
の偏位Ｃは、変化または極性を示さない。
しかし、有効通過帯域は、位相が曲＠８８に従って変化
するフィルタの通過帯域はど広くない（これは、標準化
単位Ωのために図から明らかではなイ）。コレラノ曲線
ハ、１９６７年ＧＣＷＩＩ、ＩｅＹ＆５ＯＮＢにより発
行されたｚｖｅｒｅｖによる刊行物” Ｈａｎｄｂｏｏ
ｋ ｏｆ ｆｉｌｔｅｒ ５ｙｎｔｈｅｓ＋ｉｓ”の９
８ページおよび９Ｂページに示されている標準群遅延曲
線から取り出すことができる。
するフィルタの通過帯域はど広くない（これは、標準化
単位Ωのために図から明らかではなイ）。コレラノ曲線
ハ、１９６７年ＧＣＷＩＩ、ＩｅＹ＆５ＯＮＢにより発
行されたｚｖｅｒｅｖによる刊行物” Ｈａｎｄｂｏｏ
ｋ ｏｆ ｆｉｌｔｅｒ ５ｙｎｔｈｅｓ＋ｉｓ”の９
８ページおよび９Ｂページに示されている標準群遅延曲
線から取り出すことができる。
前述したように、非常に多数のフィルタセクションを用
いる場合には、正確な直線位相変化を得ることができる
のみである。乗算器回路１８の出力信号の正弦波ひずみ
の発生を、乗算器回路１８の入力端子に方形波信号を供
給する、すなわち移相回路１２と乗算器回路１８との間
に振幅制限器−増幅器を設けることによって防止するこ
とができる。したがって、非常に多数のセクションを有
する帯域はしご形フィルタにより、最適の振幅制限器−
増幅器を与えることによって、前記問題を解決すること
ができる。しかし、このような解決方法は、非常に複雑
である。さらに、振幅制限器−増幅器を用いることなし
に非常に良好な補正を与える周波数依存位相変化は、４
つのセクションのうちの８つのセクションによって形成
されるフィルタの第１セクシヨンの後に信号をタップオ
フ（ｔａｐ ｏｆｆ ）することによって達成される。
いる場合には、正確な直線位相変化を得ることができる
のみである。乗算器回路１８の出力信号の正弦波ひずみ
の発生を、乗算器回路１８の入力端子に方形波信号を供
給する、すなわち移相回路１２と乗算器回路１８との間
に振幅制限器−増幅器を設けることによって防止するこ
とができる。したがって、非常に多数のセクションを有
する帯域はしご形フィルタにより、最適の振幅制限器−
増幅器を与えることによって、前記問題を解決すること
ができる。しかし、このような解決方法は、非常に複雑
である。さらに、振幅制限器−増幅器を用いることなし
に非常に良好な補正を与える周波数依存位相変化は、４
つのセクションのうちの８つのセクションによって形成
されるフィルタの第１セクシヨンの後に信号をタップオ
フ（ｔａｐ ｏｆｆ ）することによって達成される。
したがって曲＠８０と８１との間の中間曲線の形を有す
る位相変化が得られる。８つのセクションの代りに４つ
の区分を使用すると、より正確な位相変化調整が得られ
る。４個のセクションを用いる場合には、第８セクシヨ
ンの後で信号をタップオフし満足すべき結果を得ること
もできる。
る位相変化が得られる。８つのセクションの代りに４つ
の区分を使用すると、より正確な位相変化調整が得られ
る。４個のセクションを用いる場合には、第８セクシヨ
ンの後で信号をタップオフし満足すべき結果を得ること
もできる。
したがって、移相回路に、帯域はしご形フィルタの複数
個のセクションから少くとも１つのセクションを利用し
、移相回路として動作するこの帯ら２個の要素間に振幅
制限器−増幅器を設けないことを意味するものと理解す
べきである。・帯域はしご形フィルタの複数個のセクシ
ョンから少くとも１つのセクシ日ンによって、周波数復
調器の移相回路を形成する。この移相回路の出方端子と
乗算器回路の入力端子との間の接続は直接である。
個のセクションから少くとも１つのセクションを利用し
、移相回路として動作するこの帯ら２個の要素間に振幅
制限器−増幅器を設けないことを意味するものと理解す
べきである。・帯域はしご形フィルタの複数個のセクシ
ョンから少くとも１つのセクシ日ンによって、周波数復
調器の移相回路を形成する。この移相回路の出方端子と
乗算器回路の入力端子との間の接続は直接である。
前記帯域はしご形フィルタは、群遅延時間内に一様な波
形を有し、移相がほぼ直線的である大きな通過帯域を与
えるガウス形である。このような帯域はしご形フィルタ
は、非常に低度のひずみを生じ、このことは乗算器回路
のひずみを補償する。
形を有し、移相がほぼ直線的である大きな通過帯域を与
えるガウス形である。このような帯域はしご形フィルタ
は、非常に低度のひずみを生じ、このことは乗算器回路
のひずみを補償する。
第４図は、このような帯域はしご形フィルタの構造を示
す。このフィルタは、４つのセクションを有し、移相出
力信号は、要素４０．４４．４８＆によって形成される
第１セクシヨンの後の端子８に発生する。第８セクシヨ
ンの後の端子９の信号を、出力信号として用いることも
できる。どの信号を用いるかは、振幅制限器１１の出力
端子の信号形状と乗算器回路１８の動作とに基づく。
す。このフィルタは、４つのセクションを有し、移相出
力信号は、要素４０．４４．４８＆によって形成される
第１セクシヨンの後の端子８に発生する。第８セクシヨ
ンの後の端子９の信号を、出力信号として用いることも
できる。どの信号を用いるかは、振幅制限器１１の出力
端子の信号形状と乗算器回路１８の動作とに基づく。
各セクションは、直列に配置したコンデンサ４ ’ ＊
４１ ｅ ４２ ｔ ４８の２つの並列回路と、イン
ダク＃ンＸ４Ｂ＆、４８ｂ、４８０，４８ｄおよびコン
デンサ４４ｔ４５．４６，４７によってそれぞれ形成さ
れた並列ＬＯ回路とによって形成される。
４１ ｅ ４２ ｔ ４８の２つの並列回路と、イン
ダク＃ンＸ４Ｂ＆、４８ｂ、４８０，４８ｄおよびコン
デンサ４４ｔ４５．４６，４７によってそれぞれ形成さ
れた並列ＬＯ回路とによって形成される。
これら並列回路は、前記各組のコンデンサ間にそれぞれ
並列に接続される。移相回路が形成されるセクションの
数、すなわち１つまたは８つのセクションは、フィルタ
の全セクション数（４つのセクション）よりも小さい。
並列に接続される。移相回路が形成されるセクションの
数、すなわち１つまたは８つのセクションは、フィルタ
の全セクション数（４つのセクション）よりも小さい。
信号が端子８で取出されるならば、要素４８，４８ｄ、
４？すなわち第４セクシヨンを省くこともできる。Ｚｖ
ｅｒ６ｙによる前記刊行物の９７ページには、フィルタ
の要素を計算できる値を有する表が示されている。この
計算ではｓ Ｏ−５°の位相誤差が選ばれ、インダクタ
ンスに対しては７０の無負荷過電圧が選ばれる。要素に
以下の値を選ぶと良好な結果が得られる。
４？すなわち第４セクシヨンを省くこともできる。Ｚｖ
ｅｒ６ｙによる前記刊行物の９７ページには、フィルタ
の要素を計算できる値を有する表が示されている。この
計算ではｓ Ｏ−５°の位相誤差が選ばれ、インダクタ
ンスに対しては７０の無負荷過電圧が選ばれる。要素に
以下の値を選ぶと良好な結果が得られる。
インダクタンス４８ ： ２００ｎＨ周辺で制御可コン
デンサ４（１：２．’ｌｐｙ コンデンサ４１ ： ６．８ ｐＦ コンデンサ４１ ： ８．９ ｐ？ コンデンサ４８ ： ！、）ｐＦ コンデンサ４４ ： ８．８ ｐ？ コンデンサ４５ ： １！、！ ｐＦ コンデンサ４６ ： ８．８ ｐ？ コンデンサ４フ： ４．７ ｐＩＦ 減衰抵抗 ：１．５にΩ 出力信号を第８セクシヨンの後の端子９から取出す場合
、通過帯域を増大させるためには、減衰抵抗の値を増大
し、インダクタンスの大きさを変えなければならない。
デンサ４（１：２．’ｌｐｙ コンデンサ４１ ： ６．８ ｐＦ コンデンサ４１ ： ８．９ ｐ？ コンデンサ４８ ： ！、）ｐＦ コンデンサ４４ ： ８．８ ｐ？ コンデンサ４５ ： １！、！ ｐＦ コンデンサ４６ ： ８．８ ｐ？ コンデンサ４フ： ４．７ ｐＩＦ 減衰抵抗 ：１．５にΩ 出力信号を第８セクシヨンの後の端子９から取出す場合
、通過帯域を増大させるためには、減衰抵抗の値を増大
し、インダクタンスの大きさを変えなければならない。
移相回路の並列要素を大地に接続する代りに、対称構造
を選択する。これは、能動差動（ｄｉｆｆｅ−ｒｅｎｔ
ｉａｌ ）対称回路への接続を形成することを可能にす
る。用いられる乗算器回路は、通常”ギルバー ） （
Ｇ１１ｂｅｒｔ ）乗算器”と称される種類のものであ
る。このような回路および位相検出器としてのその使用
は、１９？フ年にＷＩＩ、ＩＹ ＆ ８０１８によって
発行されたＧＲムＹおよびＭＫＹＫＲによる刊行物”ム
ｎａｌｙｓｉｓ ＆ Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆムｎａｌｏｇ
Ｉｎｔｌ！Ｉｇｒａｔｅｌｄ０１ｒＯｕｉｔｌｌ”の
５６８〜５６６ページおよび５７０〜５７５ページに述
べられている。
を選択する。これは、能動差動（ｄｉｆｆｅ−ｒｅｎｔ
ｉａｌ ）対称回路への接続を形成することを可能にす
る。用いられる乗算器回路は、通常”ギルバー ） （
Ｇ１１ｂｅｒｔ ）乗算器”と称される種類のものであ
る。このような回路および位相検出器としてのその使用
は、１９？フ年にＷＩＩ、ＩＹ ＆ ８０１８によって
発行されたＧＲムＹおよびＭＫＹＫＲによる刊行物”ム
ｎａｌｙｓｉｓ ＆ Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆムｎａｌｏｇ
Ｉｎｔｌ！Ｉｇｒａｔｅｌｄ０１ｒＯｕｉｔｌｌ”の
５６８〜５６６ページおよび５７０〜５７５ページに述
べられている。
第５鹸は、特別の実施例を示す。ギルバート乗算器を形
成する要素は、差動対に配置されたトランジスタＴ８−
Ｔ４．Ｔ５−Ｔ６ 、ＴフーＴ８である。
成する要素は、差動対に配置されたトランジスタＴ８−
Ｔ４．Ｔ５−Ｔ６ 、ＴフーＴ８である。
組合わせＴ９−Ｒ９およびＴｌ０−ＲＩＯは、供給電圧
〜ための端子５５に接続された抵抗回路網Ｒ１８−１１
４によって制御される電流源を形成する。
〜ための端子５５に接続された抵抗回路網Ｒ１８−１１
４によって制御される電流源を形成する。
ダイオードＤ１８を、温度安定化のために用いる。
エミッタホｐワ構造にあるトランジスタＴＩＮおよびＴ
１２は、電流源Ｔ９およびＴＩＯから給電され、第４図
の対称端子８（または９）から到来する信号が供給され
る差動入力端子６４および５８に対して高入力インピー
ダンスを示す。第１図の振幅制限器から受信した対称信
号を、端子ｌｓ２と５８に、および第４図の入力端子フ
に供給する。
１２は、電流源Ｔ９およびＴＩＯから給電され、第４図
の対称端子８（または９）から到来する信号が供給され
る差動入力端子６４および５８に対して高入力インピー
ダンスを示す。第１図の振幅制限器から受信した対称信
号を、端子ｌｓ２と５８に、および第４図の入力端子フ
に供給する。
抵抗Ｒ８およびＲ４は、）ランジスタＴ８お上びＴ４の
エミッタリードに含まれている。組合わせＲ１−Ｒ１！
−Ｔ２−ＤＩは、端子５１が基準電圧源に接続されるな
らば、温度安定化電流源を形成する。
エミッタリードに含まれている。組合わせＲ１−Ｒ１！
−Ｔ２−ＤＩは、端子５１が基準電圧源に接続されるな
らば、温度安定化電流源を形成する。
抵抗の値は、以下の通りである。
Ｒ９、ＲＩＯ： １００Ω
Ｒ１δ ’ １１０００Ω
Ｒ１４： ＺｏｏΩ
Ｒδ、Ｒ４１５０Ω
Ｒ１，Ｒ２： １５０Ω
図示の実施例を、集積回路技術たとえば“Ｒ，Ｔ。
０、 ＩＬＡ ＬＡＤＩＯＴＥＯＨＮＩＱＵＥ −００
ＭＰＥＬ］ｉ：Ｏ”の” ５ｕｂｉｌｏ”技術として示
される技術で好適に製造することができる。この場合、
トランジスタのエミッタは、８μｍの一様な寸法を有す
る。
ＭＰＥＬ］ｉ：Ｏ”の” ５ｕｂｉｌｏ”技術として示
される技術で好適に製造することができる。この場合、
トランジスタのエミッタは、８μｍの一様な寸法を有す
る。
第６図は、得られた結果を示す。直線性偏位を垂直軸に
プロットし、周波数を水平軸にプロットする。各水平線
間の間隔は、１％の直線性偏位を示し、曲線によって分
けられる水平線は２ ＭＨｚの間がある。曲線の波形が
０．４％を越えない区域は約２４ ＭＨｚ 、すなわち
相対通過帯域の１８％である。したがって、目的とする
課題が達成される。
プロットし、周波数を水平軸にプロットする。各水平線
間の間隔は、１％の直線性偏位を示し、曲線によって分
けられる水平線は２ ＭＨｚの間がある。曲線の波形が
０．４％を越えない区域は約２４ ＭＨｚ 、すなわち
相対通過帯域の１８％である。したがって、目的とする
課題が達成される。
波形の満足すべき調整は、インダクタンスのコアを交互
に且つ４８ａ、４８（ｉ、４８ａ（再びＬ４ｓｂ。
に且つ４８ａ、４８（ｉ、４８ａ（再びＬ４ｓｂ。
４８０の順序で調整することによって得られる。
正確な調整は、非常に容易に得られる。その他の実施例
も可能であり、特に帯域はしご形フィルタに関しては、
本発明の範囲から逸脱することなく所望の位相特性を有
するいくつかの異なる構造が考えられる。
も可能であり、特に帯域はしご形フィルタに関しては、
本発明の範囲から逸脱することなく所望の位相特性を有
するいくつかの異なる構造が考えられる。
第１図は本発明ＦＭ復調器の回路図、
第２図は本発明ＦＭ復調器において復調プロセスの間に
発生する多数の信号時間依存変化を示す図、第８図はガ
ウス形のフィルタにより得られる周波数と移相との関係
を示す図、 第４図は本発明ＦＭ復調器に用いる帯域フィルタの回路
図、 第５図は本発明ＦＭ復調器に用いる乗算器回路の回路図
、 第６図は本発明ＦＭ復調器によって得られる結果を示す
図である。 １１・・・振幅制限器 １２・・・帯域はしご形フィルタ １８・・・乗算器回路 １４・・・低域フィルタ フルー−イランベン７アブリケン
発生する多数の信号時間依存変化を示す図、第８図はガ
ウス形のフィルタにより得られる周波数と移相との関係
を示す図、 第４図は本発明ＦＭ復調器に用いる帯域フィルタの回路
図、 第５図は本発明ＦＭ復調器に用いる乗算器回路の回路図
、 第６図は本発明ＦＭ復調器によって得られる結果を示す
図である。 １１・・・振幅制限器 １２・・・帯域はしご形フィルタ １８・・・乗算器回路 １４・・・低域フィルタ フルー−イランベン７アブリケン
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 乗算器回路と移相回路とを具え、この乗算器回路の
入力端子を前記移相回路の入力端子に接続し、前記乗算
器回路の他ｐ入力端子を前記移相回路の出力端子に接続
したＦＭ復調器において、前記移相回路が帯域はしご形
フィルタの複数のセクションから少くとも１つのセクシ
ョンを、多くとも前記帯域はしご形フィルタの全数のセ
クションよりも少ない数のセクションを有し、前記移相
回路の出力端子を、前記乗算器回路の対応する入力端子
に直接に接続したことを特徴とするＦＭ復調器。 東 特許請求の範囲第１項に記載のＦＭｉｌｉｌ器にお
いて、前記帯域はしご形フィルタをガウス形フィルタと
したことを特徴とするＦＭ復調器。 亀 特許請求の範囲第２項に記載のＦＭ復調器において
、前記帯域はしご形フィルタな群遅延時間の一様な波形
を有する種類としたことを特徴とするＦＭ復調器。 ４ 特許請求の範囲第１項に記載のＦＭ復―器において
、前記帯域はしご形フィルタが４つのはしごセクション
を具え、移相された信号の出力端子を第１セクシ田ンの
後に設けたことを特徴とするＦＭ復調器。 ４ 特許請求の範朋第１項から第４項のいずれかに記載
のＦＭ復調器において、各フィルタセクシ薯ンが、直列
に配置された１対のコンデンサと、このコンデンサ対の
コンデンサを相互接続する並列接続Ｌ（３回路網とを具
えることを特徴とするＦＭ復調器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8114453A FR2510324A1 (fr) | 1981-07-24 | 1981-07-24 | Procede de demodulation d'un signal module en frequence, et demodulateur selon ce procede |
| FR8114453 | 1981-07-24 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5825704A true JPS5825704A (ja) | 1983-02-16 |
Family
ID=9260856
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57128844A Pending JPS5825704A (ja) | 1981-07-24 | 1982-07-23 | Ｆｍ復調器 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4535296A (ja) |
| EP (1) | EP0071294B1 (ja) |
| JP (1) | JPS5825704A (ja) |
| AT (1) | ATE14056T1 (ja) |
| CA (1) | CA1194150A (ja) |
| DE (1) | DE3264416D1 (ja) |
| FR (1) | FR2510324A1 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2808927B2 (ja) * | 1991-05-31 | 1998-10-08 | 日本電気株式会社 | 周波数ディスクリミネータ |
| GB2279526A (en) * | 1993-06-02 | 1995-01-04 | Vtech Communications Ltd | Quadrature FM detector |
| AU683730B2 (en) * | 1994-04-04 | 1997-11-20 | Google Technology Holdings LLC | A wide bandwidth discriminator for use in a radio receiver |
| US6025762A (en) * | 1999-01-11 | 2000-02-15 | Cts Corporation | Delay line incorporating a surface acoustic wave ladder filter and method of providing same |
| GB2369189C (en) * | 2000-02-18 | 2008-06-24 | Sensei Ltd | Method of measuring the battery level in a mobile telephone |
| WO2009122365A2 (en) * | 2008-04-04 | 2009-10-08 | Nxp B.V. | Ultra wide band demodulator |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5357725A (en) * | 1976-11-04 | 1978-05-25 | Nippon Dengyo Kosaku Kk | High frequency inductive m band pass filter |
| JPS5519084A (en) * | 1978-07-28 | 1980-02-09 | Marudai Sanei Sangyo Kk | Rice straw receiving device builttin both combineddharvester and receiving bag by belt conveyor constituted with belt having metal bars as medium |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2229640A (en) * | 1932-06-20 | 1941-01-28 | Rca Corp | Signal receiver |
| US2461321A (en) * | 1943-06-24 | 1949-02-08 | Ernst A Guillemin | Production of electric pulses |
| GB1028060A (en) * | 1963-12-13 | 1966-05-04 | Bendix Corp | Frequency discriminator |
| DE2413917C2 (de) * | 1974-03-22 | 1984-08-02 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Demodulatorschaltung für frequenzmodulierte Hilfsträger bei Farbfernsehsignalen |
| JPS5233460A (en) * | 1975-09-10 | 1977-03-14 | Sony Corp | Fm demodulator |
| JPS5742206A (en) * | 1980-08-27 | 1982-03-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Quadrature detector |
-
1981
- 1981-07-24 FR FR8114453A patent/FR2510324A1/fr not_active Withdrawn
-
1982
- 1982-07-12 US US06/397,254 patent/US4535296A/en not_active Expired - Fee Related
- 1982-07-16 EP EP82200909A patent/EP0071294B1/fr not_active Expired
- 1982-07-16 DE DE8282200909T patent/DE3264416D1/de not_active Expired
- 1982-07-16 AT AT82200909T patent/ATE14056T1/de not_active IP Right Cessation
- 1982-07-22 CA CA000407846A patent/CA1194150A/en not_active Expired
- 1982-07-23 JP JP57128844A patent/JPS5825704A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5357725A (en) * | 1976-11-04 | 1978-05-25 | Nippon Dengyo Kosaku Kk | High frequency inductive m band pass filter |
| JPS5519084A (en) * | 1978-07-28 | 1980-02-09 | Marudai Sanei Sangyo Kk | Rice straw receiving device builttin both combineddharvester and receiving bag by belt conveyor constituted with belt having metal bars as medium |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| ATE14056T1 (de) | 1985-07-15 |
| FR2510324A1 (fr) | 1983-01-28 |
| EP0071294A1 (fr) | 1983-02-09 |
| DE3264416D1 (en) | 1985-08-01 |
| US4535296A (en) | 1985-08-13 |
| CA1194150A (en) | 1985-09-24 |
| EP0071294B1 (fr) | 1985-06-26 |
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