JPS5822942B2 - 電力変換器 - Google Patents
電力変換器Info
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- JPS5822942B2 JPS5822942B2 JP5038378A JP5038378A JPS5822942B2 JP S5822942 B2 JPS5822942 B2 JP S5822942B2 JP 5038378 A JP5038378 A JP 5038378A JP 5038378 A JP5038378 A JP 5038378A JP S5822942 B2 JPS5822942 B2 JP S5822942B2
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- Japan
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- switch
- output
- closing period
- voltage
- output voltage
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、複数出力の安定化制御を効率良く行なうこ七
ができる電力変換器に関するものである。
ができる電力変換器に関するものである。
複数出力の従来の電力変換器は、例えば第1図に示すよ
うに、変千器T1の1次側のスイッチSW1を発振器O
8Cの出力周波数に対応して開閉し、出力数に対応した
2次巻線にそれぞれ整流制御回路RCC1,RCC2を
接続し、負荷R1゜R2に供給する出力電圧V。
うに、変千器T1の1次側のスイッチSW1を発振器O
8Cの出力周波数に対応して開閉し、出力数に対応した
2次巻線にそれぞれ整流制御回路RCC1,RCC2を
接続し、負荷R1゜R2に供給する出力電圧V。
1.■o2を整流制御回路RCC1、RCC2により安
定化するものであった。
定化するものであった。
なおりは直流電源、Dlはダイオードである。
又第2図に示すように、負荷R1に対しては整流制御回
路RCCにより出力電圧■。
路RCCにより出力電圧■。
1を安定化し、負荷R2に対しては出力型EV。
2を検出して検出信号を制御回路CCに加え、この制御
回路CCにより変圧器T2の1次側のスイッチSW2の
開閉時間を制御して安定化を図るものであった。
回路CCにより変圧器T2の1次側のスイッチSW2の
開閉時間を制御して安定化を図るものであった。
なおりは直流電源、D2〜D4はダイオード、Llはイ
ンダクタンス、C1はコンデンサである。
ンダクタンス、C1はコンデンサである。
前述の如〈従来の電力変換器に於いては、各出力対応の
整流制御回路又は出力電圧検出信号を帰還して1次側の
スイッチの開閉時間を制御する制御回路を必要とするも
のであった。
整流制御回路又は出力電圧検出信号を帰還して1次側の
スイッチの開閉時間を制御する制御回路を必要とするも
のであった。
本発明は、1個の制御回路でもって複数の出力電圧の安
定化を図り、経済的な電力変換器を提供することを目的
とするものである。
定化を図り、経済的な電力変換器を提供することを目的
とするものである。
以下実施例について詳細に説明する。
第3図a、bは本発明の原理説明用回路図であり、同図
aに示す構成の降圧形電力変換器は、コイルL2に流れ
る電流が連続であるとき、出力電圧V。
aに示す構成の降圧形電力変換器は、コイルL2に流れ
る電流が連続であるとき、出力電圧V。
はで表わされる。
但し、■1は直流電源電子、TはスイッチSW3の開閉
周期、TonはスイッチSW3の開成期間であり、又D
5はダイオード、C2はコンデンサ、R(1負荷である
。
周期、TonはスイッチSW3の開成期間であり、又D
5はダイオード、C2はコンデンサ、R(1負荷である
。
又第3図すに示す構成の昇降原形電力変換器は、コイル
1,3に流れる電流が連続の吉きは次の(2)式、不連
続のときは(3)式で出力型IHv。
1,3に流れる電流が連続の吉きは次の(2)式、不連
続のときは(3)式で出力型IHv。
が表わされる。但し、■oは出力電流、■1は直流電源
電圧、TはスイッチSW4の開閉周期、Tonはスイッ
チSW4の閉成期間、LはコイルL3のインダクタンス
であり、又D6はダイオード、C3はコンデンサ、Rは
負荷である。
電圧、TはスイッチSW4の開閉周期、Tonはスイッ
チSW4の閉成期間、LはコイルL3のインダクタンス
であり、又D6はダイオード、C3はコンデンサ、Rは
負荷である。
負荷Hに流れる電流■。
がで表われる値より小さい場合にコイルL3に流れる電
流は不連続となり、その場合の出力型EV。
流は不連続となり、その場合の出力型EV。
は(Ton/T)2Tに比例するものとなる。
前述の第3図a、bに示す降圧形と、コイルに流れる電
流が不連続となる領域で使用する昇降圧形とを組合せる
ことにより、1個のスイッチで各出力電圧の安定化を図
るものである。
流が不連続となる領域で使用する昇降圧形とを組合せる
ことにより、1個のスイッチで各出力電圧の安定化を図
るものである。
第4図は本発明の一実施例の回路図であり、T3は変圧
器、1次巻線N1及び2次巻線N2゜N3を有し、巻数
比はnl: n2 : n3である。
器、1次巻線N1及び2次巻線N2゜N3を有し、巻数
比はnl: n2 : n3である。
又D7〜D9はダイオード、L4はチョークコイル、C
49C5はコンデンサ、R1,R2は負荷、CCは制御
回路、AMPl 、AMP2は差動増幅器、■FCは電
子周波数変換器、PWMはパルス幅変調器、DR■は駆
動回路、SW5はスイッチ、Bは直流電源である。
49C5はコンデンサ、R1,R2は負荷、CCは制御
回路、AMPl 、AMP2は差動増幅器、■FCは電
子周波数変換器、PWMはパルス幅変調器、DR■は駆
動回路、SW5はスイッチ、Bは直流電源である。
スイッチSW5は制御回路CCによって開閉制御される
もので、スイッチSW5が閉じているさき、負荷R1へ
1次側からの電力を供給し、且つ変圧器T3に励磁エネ
ルギを蓄積し、スイッチSW5が開いたときに変圧器T
3に蓄積されたエネルギを負荷R2へ供給するものであ
る。
もので、スイッチSW5が閉じているさき、負荷R1へ
1次側からの電力を供給し、且つ変圧器T3に励磁エネ
ルギを蓄積し、スイッチSW5が開いたときに変圧器T
3に蓄積されたエネルギを負荷R2へ供給するものであ
る。
スイッチSW5が閉じると、電圧■□の直流電源Bから
変圧器T3の1次巻線N1に電流11が流れ、2次巻線
N2にはダイオードDIが導通ずる方向の電圧が誘起さ
れて電流1□が流れ、出力型…VOtが負荷R1に加え
られる。
変圧器T3の1次巻線N1に電流11が流れ、2次巻線
N2にはダイオードDIが導通ずる方向の電圧が誘起さ
れて電流1□が流れ、出力型…VOtが負荷R1に加え
られる。
又2次巻線N3にはダイオードD9の非導通方向の電子
が誘起されるので電流は流れない。
が誘起されるので電流は流れない。
このとき変圧器T3に蓄積されるエネルギPは
となる。
又変圧器T3の1次巻線N1に流れる電流11 は、
’ 1 ”” ’ u+ 112 ・・
・・・・・・・(6)である。
・・・・・・・(6)である。
但し、tは時間、■o1は負荷R1へ流れる出力電流、
L4はチョークコイルL4のインダクタンス、Lpは変
圧器T3の1次巻線N1のインダクタンス、n1n2は
変圧器T3の1次巻線N1及び2次巻線N2のそれぞれ
巻数である。
L4はチョークコイルL4のインダクタンス、Lpは変
圧器T3の1次巻線N1のインダクタンス、n1n2は
変圧器T3の1次巻線N1及び2次巻線N2のそれぞれ
巻数である。
次にスイッチSW5が開放されると、ダイオードD9に
は2次巻線N3による順方向の電圧が加えられて電流i
3が流れ、変圧器T3に蓄積されたエネルギが放出され
る。
は2次巻線N3による順方向の電圧が加えられて電流i
3が流れ、変圧器T3に蓄積されたエネルギが放出され
る。
この間2次巻線N2にはダイオードDIの非導通方向の
電圧が誘起され、又チョークコイルL4に蓄積されたエ
ネルギはダイオードD8を通して放出される。
電圧が誘起され、又チョークコイルL4に蓄積されたエ
ネルギはダイオードD8を通して放出される。
このとき電流i4がダイオードD8を流れる。
出力型EVOI 、VO2は
もので、出力電圧■。
1.■o2を独立に制御することができる。
この制御回路CCは、出力電圧V。
1と基準電圧■r1とを差動増幅器AMP1で比較して
その差を増幅し、又出力型EEvo2と基準電圧Vr2
どを差動増幅器AMP2で比較してその差を増幅し、そ
の出力を次段の電圧周波数変換器VFCに加え、電圧周
波数変換器VFCの出力をパルス幅変調器PWMに於い
て差動増幅器AMP1の出力でパルス幅を決定し、その
出力を駆動回路DRVに加えてスイッチSW5を駆動す
るものである。
その差を増幅し、又出力型EEvo2と基準電圧Vr2
どを差動増幅器AMP2で比較してその差を増幅し、そ
の出力を次段の電圧周波数変換器VFCに加え、電圧周
波数変換器VFCの出力をパルス幅変調器PWMに於い
て差動増幅器AMP1の出力でパルス幅を決定し、その
出力を駆動回路DRVに加えてスイッチSW5を駆動す
るものである。
第5図は前述の電流11F ill t i12.12
y i、。
y i、。
i3 の波形の一例を示し、スイッチSW5の開閉周期
Tは電圧周波数変換器VFCの出力周波数で定まり、又
スイッチSW5の閉成期間Tonはパルス幅変調器PW
Mの出力パルス幅で定まる。
Tは電圧周波数変換器VFCの出力周波数で定まり、又
スイッチSW5の閉成期間Tonはパルス幅変調器PW
Mの出力パルス幅で定まる。
例えば出力電圧■。
1が一定で出力電圧■。2が低下した場合は、電圧周波
数変換器VFCの出力周波数が低くなるが、パルス幅変
調器PWMの出力パルス幅もそれに対応して長くなるの
で、スイッチSW5の開閉周期Tが長く且つ閉成期間T
onとの比のTon/Tは一定となる。
数変換器VFCの出力周波数が低くなるが、パルス幅変
調器PWMの出力パルス幅もそれに対応して長くなるの
で、スイッチSW5の開閉周期Tが長く且つ閉成期間T
onとの比のTon/Tは一定となる。
それによって出力電圧■。
2のみ上昇し、規定電圧となる。又出力電圧V。
2のみが規定電圧より上昇した場合は前述の反対にスイ
ッチSW5の開閉周期Tを短く且つTon/Tを一定と
することにより、出力電圧■。
ッチSW5の開閉周期Tを短く且つTon/Tを一定と
することにより、出力電圧■。
1は変化せずに出力電圧■。
2のみを低下させて規定電圧とする。
又出力電圧■。
2が一定で出力電圧■。1が変化した場合、例えば出力
型EEvo1のみが低下した場合は、差動増幅器AMP
1の出力によりパルス幅変調器PWMの出力パルス幅が
長くなるように制御される。
型EEvo1のみが低下した場合は、差動増幅器AMP
1の出力によりパルス幅変調器PWMの出力パルス幅が
長くなるように制御される。
それによって閉成期間T o nが長くなり、(7)式
からも判るように出力電圧■。
からも判るように出力電圧■。
1が上昇する。そのとき、閉成期間Tonが長くなるこ
とにより(8′式で示されているように出力電圧V。
とにより(8′式で示されているように出力電圧V。
2も上昇することになる。
この出力電圧■。2の変化を検出し、差動増幅器AMP
2の出力により電圧周波数変換器VFCの出力周波数が
高くなり、パルス幅変調器PWMの出力によるスイッチ
SW5の開閉周期Tが短くなり、出力電圧V。
2の出力により電圧周波数変換器VFCの出力周波数が
高くなり、パルス幅変調器PWMの出力によるスイッチ
SW5の開閉周期Tが短くなり、出力電圧V。
1は更に上昇し、又出力電圧■。
2は低下する。従って出力電圧VOtの上昇を抑える為
に、閉成期間Ton が短くなり、この閉成期間Ton
と開閉周期Tとの制御により出力電圧■。
に、閉成期間Ton が短くなり、この閉成期間Ton
と開閉周期Tとの制御により出力電圧■。
1 t ■02を規定電圧上なるようにする。即ち(力
式の(Ton/T)を変化さぜ、(8)式の(Ton/
T)”・Tが変化しないような閉成期間Tonと開閉周
期Tとの制御が行なわれることになる。
式の(Ton/T)を変化さぜ、(8)式の(Ton/
T)”・Tが変化しないような閉成期間Tonと開閉周
期Tとの制御が行なわれることになる。
前述の如く出力電圧V。
1.vo2は、スイッチSW5の閉成期間Tonと開閉
周期Tとを出力型EV。
周期Tとを出力型EV。
1.■o2の検出信号に対応して制御することにより、
独立的に規定電圧となるように制御することができるも
のである。
独立的に規定電圧となるように制御することができるも
のである。
前述のパルス幅変調器PWMは、周知の構成を有するも
ので、例えば、[I BM TechnicalDis
closure Bulletin Vol、19.
A5 。
ので、例えば、[I BM TechnicalDis
closure Bulletin Vol、19.
A5 。
0ctober 1976 J に示されている。
このパルス幅変調器PWMは、鋸歯状波と直流レベルと
の比較を行ない、直流レベルより鋸歯状波のレベルが低
い時、出力を1″、その反対の時は0“とするものであ
る。
の比較を行ない、直流レベルより鋸歯状波のレベルが低
い時、出力を1″、その反対の時は0“とするものであ
る。
従って直流レベルが上昇するとパルス幅は広くなり、反
対に直流レベルが低下するとパルス幅は狭くなる。
対に直流レベルが低下するとパルス幅は狭くなる。
前述の電圧制御動作を要約すると、以下の様になる。
先ず、出力電圧■。1が一定で、出力電圧■o2が低下
した場合を■、出力型EV。
した場合を■、出力型EV。
1が一定で出力型…VO2が上昇した場合を■、出力型
EV。
EV。
2が一定で出力電圧V。
1が低下した場合を■、出力型EV。
2が一定で出力電圧V。1が上昇した場合を■とすると
、 ■の場合、差動増幅器AMP1からの直流レベルは一定
であるが、差動増幅器AMP2からの直流レベルは低下
する。
、 ■の場合、差動増幅器AMP1からの直流レベルは一定
であるが、差動増幅器AMP2からの直流レベルは低下
する。
従って電子周波数変換器VFCからの鋸歯状波の周波数
は低くなる。
は低くなる。
これにより開閉周期Tが大きくなって、出力電圧■。
2のみ上昇する。
なお閉成期間Tonも開閉周期Tに比例して大きくなる
から、出力電圧■。
から、出力電圧■。
1は一定である。
■の場合は、■の場合と反達に電圧周波数変換器VFC
からの鋸歯状波の周波数が高くなる。
からの鋸歯状波の周波数が高くなる。
これにより開閉周期Tが小さくなり、出力電圧V。
2のみ低下する。
なお閉成期間Tonは開閉周期Tに比例して小さくなる
ので、出力電圧V。
ので、出力電圧V。
1は一定である。
■の場合、電圧周波数変換器VFCからの鋸歯状波の周
波数は一定であるが、差動増幅器AMP1からの出力が
低下し、開閉周期Tに対して閉成期間Tonの割合が大
きくなるので、出力型…■o1のみが上昇する。
波数は一定であるが、差動増幅器AMP1からの出力が
低下し、開閉周期Tに対して閉成期間Tonの割合が大
きくなるので、出力型…■o1のみが上昇する。
■の場合は、電圧周波数変換器VFCからの鋸歯状波の
周波数は一定であるが、■の場合と反対に差動増幅器A
MP1からの出力が上昇し、開閉周期Tに対して閉成期
間Tonの割合が少さくなるので、出力電圧■。
周波数は一定であるが、■の場合と反対に差動増幅器A
MP1からの出力が上昇し、開閉周期Tに対して閉成期
間Tonの割合が少さくなるので、出力電圧■。
1のみが低下する。第6図は本発明の第2の実施例の回
路図であり、SW6はスイッチ、D10〜D12はダイ
オード、R5、R6はチョークコイル、C6,C7はコ
ンデンサ、CCは制御回路、Bは直流電源、R1゜R2
は負荷である。
路図であり、SW6はスイッチ、D10〜D12はダイ
オード、R5、R6はチョークコイル、C6,C7はコ
ンデンサ、CCは制御回路、Bは直流電源、R1゜R2
は負荷である。
この実施例は変圧器を用いていないもので、第3図a、
bを組合せてスイッチを共用化したものに相当する。
bを組合せてスイッチを共用化したものに相当する。
出力電圧■。ttvo2は周知の手段で検出して制御回
路CCに加え、スイッチSW6の開閉周期及び閉成周間
の制御により出力型EV。
路CCに加え、スイッチSW6の開閉周期及び閉成周間
の制御により出力型EV。
1.■o2を安定化するものである。第7図は本発明の
第3の実施例の回路図であり、第6図と同一符号は同一
部分を示し、T4は変圧器、SW7はスイッチ、DI3
〜D15はダイオード、R7はチョークコイル、C8,
C9はコンデンサである。
第3の実施例の回路図であり、第6図と同一符号は同一
部分を示し、T4は変圧器、SW7はスイッチ、DI3
〜D15はダイオード、R7はチョークコイル、C8,
C9はコンデンサである。
この実施例は変圧器T4の1つの2次巻線で2つの負荷
R1,R2に電力を供給するもので、第3図すのチョー
クコイルL3及び第6図のチョークコイルL6が変圧器
T4の2次巻線で兼用されているものである。
R1,R2に電力を供給するもので、第3図すのチョー
クコイルL3及び第6図のチョークコイルL6が変圧器
T4の2次巻線で兼用されているものである。
第8図は本発明の第4の実施例の回路図であり、第6図
と同一符号は同一部分を示し、SW8はスイッチ、T5
は変圧器、D16〜D19はダイオード、R8はチョー
クコイル、C10〜C12はコンデンサ、R1−R3は
負荷である。
と同一符号は同一部分を示し、SW8はスイッチ、T5
は変圧器、D16〜D19はダイオード、R8はチョー
クコイル、C10〜C12はコンデンサ、R1−R3は
負荷である。
この実施例は3つの負荷R1〜R3に電力を供給する場
合についてのものであり、出力電圧■。
合についてのものであり、出力電圧■。
1と出力型…+■o2.−V。
2の合成電圧2■o2とを検出して制御回路CCにより
スイッチSW8の閉成期間Ton及び開閉周期Tを制御
して、出力電圧V。
スイッチSW8の閉成期間Ton及び開閉周期Tを制御
して、出力電圧V。
1と出力電圧+Vo2.−V。
2とを安定化させるものである。以上説明したように、
本発明は、1個の制御回路CCで閉成期間Ton及び開
閉周期Tが制御される1個のスイッチ(SW5〜5W8
)でもって入力電圧を断続し、第1の負荷R1及びR2
の負荷R2,R3への出力電圧V。
本発明は、1個の制御回路CCで閉成期間Ton及び開
閉周期Tが制御される1個のスイッチ(SW5〜5W8
)でもって入力電圧を断続し、第1の負荷R1及びR2
の負荷R2,R3への出力電圧V。
1.■o2を独立的に制御することができ、経済的な構
成とすることができるものである。
成とすることができるものである。
又出力型EV。1.■o2の検出手段は抵抗分圧等面に
知られている任意の手段を採用することができるもので
あり、又スイッチは機械的なスイッチは勿論のこと半導
体スイッチング素子を採用することができるものである
。
知られている任意の手段を採用することができるもので
あり、又スイッチは機械的なスイッチは勿論のこと半導
体スイッチング素子を採用することができるものである
。
第1図及び第2図は従来の電力変換器の回路図、第3図
a、bは本発明の原理説明図、第4図は本発明の第1の
実施例の回路図、第5図はその動作説明用電流波形図、
第6図乃至第8図は本発明の第2乃至第4の実施例の回
路図である。 SW1〜SW8はスイッチ、Bは直流電源、R1,R2
は負荷、T1〜T5は変圧器、D1〜DI9はダイオー
ド、01〜C12はコンデンサ、L1〜L8はチョーク
コイル、CCは制御回路である。
a、bは本発明の原理説明図、第4図は本発明の第1の
実施例の回路図、第5図はその動作説明用電流波形図、
第6図乃至第8図は本発明の第2乃至第4の実施例の回
路図である。 SW1〜SW8はスイッチ、Bは直流電源、R1,R2
は負荷、T1〜T5は変圧器、D1〜DI9はダイオー
ド、01〜C12はコンデンサ、L1〜L8はチョーク
コイル、CCは制御回路である。
Claims (1)
- 1 入力端子を断続させるスイッチ、該スイッチの閉成
期間に第1のチョークコイル及び第1のコンデンサから
成る平滑回路を介して第1の負荷に電力を供給するダイ
オード、前記スイッチの閉成期間にエネルギを蓄える第
2のチョークコイル或は変圧器、前記スイッチの閉成期
間に前記第2のチョークコイル或は変圧器に蓄えられた
エネルギを第2のコンデンサから成る平滑回路を介して
第2の負荷に電力を供給するダイオード、前記第2の負
荷の出力電子を検出して、前記スイッチの開閉周期を制
御し、前記第1の負荷の出力電圧を検出して、前記スイ
ッチの閉成期間を制御する制御回路を具備したことを將
徴とする電力変換器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5038378A JPS5822942B2 (ja) | 1978-04-27 | 1978-04-27 | 電力変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5038378A JPS5822942B2 (ja) | 1978-04-27 | 1978-04-27 | 電力変換器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS54142519A JPS54142519A (en) | 1979-11-06 |
JPS5822942B2 true JPS5822942B2 (ja) | 1983-05-12 |
Family
ID=12857339
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5038378A Expired JPS5822942B2 (ja) | 1978-04-27 | 1978-04-27 | 電力変換器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5822942B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4868729A (en) * | 1982-02-16 | 1989-09-19 | Canon Kabushiki Kaisha | Power supply unit |
US4586119A (en) * | 1984-04-16 | 1986-04-29 | Itt Corporation | Off-line switching mode power supply |
US4685040A (en) * | 1985-12-06 | 1987-08-04 | General Electric Company | Integrated circuit for controlling power converter by frequency modulation and pulse width modulation |
JPS63186558A (ja) * | 1987-01-26 | 1988-08-02 | Ricoh Co Ltd | スイツチング・レギユレ−タ |
US4833582A (en) * | 1987-03-27 | 1989-05-23 | Siemens Aktiengesellschaft | Frequency converter circuit including a single-ended blocking frequency converter |
JP2894954B2 (ja) * | 1994-06-22 | 1999-05-24 | 福島日本電気株式会社 | 多出力電源装置 |
US5528483A (en) * | 1994-08-23 | 1996-06-18 | Siliconix, Inc. | Voltage converter with frequency shift protection against overload current |
-
1978
- 1978-04-27 JP JP5038378A patent/JPS5822942B2/ja not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS54142519A (en) | 1979-11-06 |
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