JPH04251558A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JPH04251558A JPH04251558A JP2409492A JP40949290A JPH04251558A JP H04251558 A JPH04251558 A JP H04251558A JP 2409492 A JP2409492 A JP 2409492A JP 40949290 A JP40949290 A JP 40949290A JP H04251558 A JPH04251558 A JP H04251558A
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 9
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- 101100112673 Rattus norvegicus Ccnd2 gene Proteins 0.000 description 2
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- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はスイッチングレギュレー
タを並列運転させたスイッチング電源装置に関するもの
で、詳しくは並列に結合されている２台のスイッチング
レギュレータが同一の出力電圧を出力するように制御さ
れたスイッチング電源装置に関するものである。
タを並列運転させたスイッチング電源装置に関するもの
で、詳しくは並列に結合されている２台のスイッチング
レギュレータが同一の出力電圧を出力するように制御さ
れたスイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図８は従来例の２台のスイッチングレギ
ュレータを並列運転させたスイッチング電源装置の構成
図である。１は第１のスイッチングレギュレータ、２は
第２のスイッチングレギュレータである。１１，２１は
ＰＷＭ制御手段で、誤差増幅手段からの出力とＩ／Ｖ変
換手段からの出力でＤＣ−ＤＣコンバータ手段内のスイ
ッチング素子のオン・オフを制御する。１２，２２はＤ
Ｃ−ＤＣコンバ−タで、交流入力を整流し平滑化する整
流／平滑手段もしくは直流電圧入力と、整流／平滑手段
からの出力を安定な直流電圧もしくは直流電圧入力にす
る。１３，２３はＩ／Ｖ変換手段で、スイッチング電源
の入力電流を検出し電圧に変換してＰＷＭ手段にフィー
ドバックする。１４，２４は加算手段で、誤差増幅手段
からの出力とＩ／Ｖ変換手段からの出力を加算する。
ュレータを並列運転させたスイッチング電源装置の構成
図である。１は第１のスイッチングレギュレータ、２は
第２のスイッチングレギュレータである。１１，２１は
ＰＷＭ制御手段で、誤差増幅手段からの出力とＩ／Ｖ変
換手段からの出力でＤＣ−ＤＣコンバータ手段内のスイ
ッチング素子のオン・オフを制御する。１２，２２はＤ
Ｃ−ＤＣコンバ−タで、交流入力を整流し平滑化する整
流／平滑手段もしくは直流電圧入力と、整流／平滑手段
からの出力を安定な直流電圧もしくは直流電圧入力にす
る。１３，２３はＩ／Ｖ変換手段で、スイッチング電源
の入力電流を検出し電圧に変換してＰＷＭ手段にフィー
ドバックする。１４，２４は加算手段で、誤差増幅手段
からの出力とＩ／Ｖ変換手段からの出力を加算する。
【０００３】３０は誤差増幅手段で、出力電圧Ｖｏｕｔ
と参照電圧Ｖｒｏとの誤差を検出する。本スイッチン
グ電源装置は、出力電圧Ｖｏｕｔ と参照電圧Ｖｒｏと
誤差と各々のＩ／Ｖ変換手段の出力とに加算結果を各々
のＰＷＭ制御手段にフィードバックしている。そのため
第１のスイッチングレギュレータと第２のスイッチング
レギュレータとで入力供給電圧が異なるとＩ／Ｖ変換手
段からの出力が異なりフィードバック量が異なる。
と参照電圧Ｖｒｏとの誤差を検出する。本スイッチン
グ電源装置は、出力電圧Ｖｏｕｔ と参照電圧Ｖｒｏと
誤差と各々のＩ／Ｖ変換手段の出力とに加算結果を各々
のＰＷＭ制御手段にフィードバックしている。そのため
第１のスイッチングレギュレータと第２のスイッチング
レギュレータとで入力供給電圧が異なるとＩ／Ｖ変換手
段からの出力が異なりフィードバック量が異なる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】このためＰＷＭ制御手
段へのフィードバック量が第１のスイッチングレギュレ
ータと第２のスイッチングレギュレータで異なるため同
一の出力電圧を出さず、一方だけが過負荷状態で使用す
ることになる問題を生じる。本発明は上記の課題を解決
しようとしたものであり、スイッチングレギュレータの
負荷を均等にしたスイッチングレギュレータの並列運転
を行うスイッチング電源装置を実現しようとするもので
ある。
段へのフィードバック量が第１のスイッチングレギュレ
ータと第２のスイッチングレギュレータで異なるため同
一の出力電圧を出さず、一方だけが過負荷状態で使用す
ることになる問題を生じる。本発明は上記の課題を解決
しようとしたものであり、スイッチングレギュレータの
負荷を均等にしたスイッチングレギュレータの並列運転
を行うスイッチング電源装置を実現しようとするもので
ある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は（１）ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ手段と、負荷に供給する出力電圧と参照電
圧との誤差信号に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ手段内の
スイッチング素子のオン・オフを制御するパルス幅制御
手段を有する２つのスイッチングレギュレータを有し、
この２つのスイッチングレギュレータからの出力を共通
の負荷に供給するようにしたスイッチング電源装置にお
いて、各々のスイッチングレギュレータ内にＤＣ−ＤＣ
コンバータ手段のトランスに発生するパルス電圧を整流
し積分する整流／積分手段と、各々のスイッチングレギ
ュレータの整流／積分手段の出力の差を比較する比較手
段と、出力電圧と参照電圧との差に比較手段からの信号
を加算し上記パルス幅制御手段に入力する加算手段とを
各々設け、並列に結合されている複数台のスイッチング
レギュレータで同一の出力電圧を出力することを特徴と
するスイッチング電源装置である。
Ｃコンバータ手段と、負荷に供給する出力電圧と参照電
圧との誤差信号に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ手段内の
スイッチング素子のオン・オフを制御するパルス幅制御
手段を有する２つのスイッチングレギュレータを有し、
この２つのスイッチングレギュレータからの出力を共通
の負荷に供給するようにしたスイッチング電源装置にお
いて、各々のスイッチングレギュレータ内にＤＣ−ＤＣ
コンバータ手段のトランスに発生するパルス電圧を整流
し積分する整流／積分手段と、各々のスイッチングレギ
ュレータの整流／積分手段の出力の差を比較する比較手
段と、出力電圧と参照電圧との差に比較手段からの信号
を加算し上記パルス幅制御手段に入力する加算手段とを
各々設け、並列に結合されている複数台のスイッチング
レギュレータで同一の出力電圧を出力することを特徴と
するスイッチング電源装置である。
【０００６】（２）ＤＣ−ＤＣコンバータ手段と、負荷
に供給する出力電圧と参照電圧との誤差信号に応じてＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ手段内のスイッチング素子のオン・
オフを制御するパルス幅制御手段を有する２つのスイッ
チングレギュレータを有し、この２つのスイッチングレ
ギュレータからの出力を共通の負荷に供給するようにし
たスイッチング電源装置において、各々のスイッチング
レギュレータ内のＤＣ−ＤＣコンバータ手段の１次側の
トランスの入力電圧を検出するピーク検出手段とトラン
スを流れる電流を検出し電圧に変換するＩ／Ｖ変換手段
を設け、誤差信号とピーク検出手段の出力とＩ／Ｖ変換
手段の出力を加算する手段を設け、この加算手段からの
出力をパルス幅制御手段に入力することにより、パルス
幅制御手段の動作点を制御し、並列に結合されている２
台のスイッチングレギュレータで同一の出力電圧を出力
することを特徴とするスイッチング電源装置である。
に供給する出力電圧と参照電圧との誤差信号に応じてＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ手段内のスイッチング素子のオン・
オフを制御するパルス幅制御手段を有する２つのスイッ
チングレギュレータを有し、この２つのスイッチングレ
ギュレータからの出力を共通の負荷に供給するようにし
たスイッチング電源装置において、各々のスイッチング
レギュレータ内のＤＣ−ＤＣコンバータ手段の１次側の
トランスの入力電圧を検出するピーク検出手段とトラン
スを流れる電流を検出し電圧に変換するＩ／Ｖ変換手段
を設け、誤差信号とピーク検出手段の出力とＩ／Ｖ変換
手段の出力を加算する手段を設け、この加算手段からの
出力をパルス幅制御手段に入力することにより、パルス
幅制御手段の動作点を制御し、並列に結合されている２
台のスイッチングレギュレータで同一の出力電圧を出力
することを特徴とするスイッチング電源装置である。
【０００７】
【作用】本発明のスイッチング電源装置は、次のように
作用する。（１）スイッチング電源の出力電圧と基準電
圧との誤差と各々のスイッチングレギュレータ内のＤＣ
−ＤＣコンバータ手段の２次側のトランスに発生するパ
ルス電圧を整流し積分した結果の誤差を加算したものを
ＰＷＭ制御手段に入力しＤＣ−ＤＣコンバータ手段内の
スイッチング素子のオン・オフを制御して、各々のスイ
ッチングレギュレータの負荷を同一にする。
作用する。（１）スイッチング電源の出力電圧と基準電
圧との誤差と各々のスイッチングレギュレータ内のＤＣ
−ＤＣコンバータ手段の２次側のトランスに発生するパ
ルス電圧を整流し積分した結果の誤差を加算したものを
ＰＷＭ制御手段に入力しＤＣ−ＤＣコンバータ手段内の
スイッチング素子のオン・オフを制御して、各々のスイ
ッチングレギュレータの負荷を同一にする。
【０００８】（２）スイッチング電源の出力電圧と基準
電圧との誤差と、ＤＣ−ＤＣコンバータ手段の１次側の
トランスの入力供給電圧と、ＤＣ−ＤＣコンバータに流
れる電流を電圧に変換した結果の３個を加算したものを
ＰＷＭ制御手段に入力しＤＣ−ＤＣコンバータ手段内の
スイッチング素子のオン・オフを制御して、各々のスイ
ッチングレギュレータの負荷を同一にする。
電圧との誤差と、ＤＣ−ＤＣコンバータ手段の１次側の
トランスの入力供給電圧と、ＤＣ−ＤＣコンバータに流
れる電流を電圧に変換した結果の３個を加算したものを
ＰＷＭ制御手段に入力しＤＣ−ＤＣコンバータ手段内の
スイッチング素子のオン・オフを制御して、各々のスイ
ッチングレギュレータの負荷を同一にする。
【０００９】
【実施例】以下、図面を用いて本発明の実施例を説明す
る。図１は、本発明の請求項１のスイッチング電源装置
の構成図である。図１において図８と同一のものは同一
符号を付ける。
る。図１は、本発明の請求項１のスイッチング電源装置
の構成図である。図１において図８と同一のものは同一
符号を付ける。
【００１０】整流／積分手段１５，２５は、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ手段内の２次側のトランスに発生するパルス
電圧を整流し積分し、その出力を比較手段１６，２６に
入力する。比較手段１６，２６はスイッチングレギュレ
ータ１，２の各々の整流／積分手段１５，２５の出力を
比較する。加算手段１４，２４はこの比較手段１６，２
６からの出力と従来からのスイッチングレギュレータの
誤差増幅手段３０からの出力とを加算したものをＰＷＭ
制御手段１１，２１にフィードバックする。これにより
、本スイッチングレギュレータの出力電圧を制御してい
る。
コンバータ手段内の２次側のトランスに発生するパルス
電圧を整流し積分し、その出力を比較手段１６，２６に
入力する。比較手段１６，２６はスイッチングレギュレ
ータ１，２の各々の整流／積分手段１５，２５の出力を
比較する。加算手段１４，２４はこの比較手段１６，２
６からの出力と従来からのスイッチングレギュレータの
誤差増幅手段３０からの出力とを加算したものをＰＷＭ
制御手段１１，２１にフィードバックする。これにより
、本スイッチングレギュレータの出力電圧を制御してい
る。
【００１１】図２は、本発明の第１の実施例のスイッチ
ング電源装置の具体的構成図である。コンデンサＣ１と
抵抗Ｒ１１，Ｒ１２とダイオードＤ１１から整流／積分
手段１５が構成される。ここでＤＣ−ＤＣコンバータ手
段１２内の２次側のトランスに発生するパルス電圧を整
流し積分する。ダイオードＤ１２とＲ１３が比較手段１
６の出力に対する重み付けであり、抵抗Ｒ１４は誤差増
幅手段３０からの出力に対する重み付けとなり両者の重
み付けで加算手段１４が構成される。整流／積分手段２
５、で加算手段２４も同様である。スイッチング素子Ｓ
Ｗ１，ＳＷ２は、各々のＰＷＭ制御手段１１，２１から
のパルス出力でオン・オフを行い、トランスＴ１，Ｔ２
の誘起電力を制御する。
ング電源装置の具体的構成図である。コンデンサＣ１と
抵抗Ｒ１１，Ｒ１２とダイオードＤ１１から整流／積分
手段１５が構成される。ここでＤＣ−ＤＣコンバータ手
段１２内の２次側のトランスに発生するパルス電圧を整
流し積分する。ダイオードＤ１２とＲ１３が比較手段１
６の出力に対する重み付けであり、抵抗Ｒ１４は誤差増
幅手段３０からの出力に対する重み付けとなり両者の重
み付けで加算手段１４が構成される。整流／積分手段２
５、で加算手段２４も同様である。スイッチング素子Ｓ
Ｗ１，ＳＷ２は、各々のＰＷＭ制御手段１１，２１から
のパルス出力でオン・オフを行い、トランスＴ１，Ｔ２
の誘起電力を制御する。
【００１２】これらにより構成された本発明の請求項１
の動作を説明する。図３の（■）に一般的なＰＷＭ制御
による（ａ）および（ａ´ ）の電位を示し、その他は
、図２に示されている各点の電位を示す。まずここで単
体のスイッチングレギュレータの出力電圧の制御につい
て説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ手段の２次側のトラ
ンスに発生するパルス電圧の変化は（■）で示される。 ＥＡ ，ＥＢ はトランスの１次側に供給される電
圧に比例した電圧である。さらにこれは（ＥＡ ×ｔ
Ａ ）÷ｔＳ ＝Ｖｏｕｔ ，（ＥＢ×ｔＢ ）
÷ｔＳ ＝Ｖｏｕｔ となり出力電圧Ｖｏｕｔ が一
定になるようにＰＷＭ制御手段で制御している。すなわ
ちトランスの１次側に供給される電圧の変動にかかわら
ずＶｏｕｔ が一定になるように保たれている。これを
応用して考えると２個のＰＷＭ制御手段にフィードバッ
クされる（Ｅ１ ×ｔ１ ），（Ｅ２ ×ｔ２ ）が等
しければそれぞれのスイッチングレギュレータの負荷が
等しいことになる。ここで、Ｖ１ Ｖ２ は（ａ）およ
び（ａ´ ）の電位を積分し整流したものであるからＶ
１ とＶ２ の電圧値を比較しその差を検出し、その差
（すなわち±（Ｖ１ −Ｖ２ ））に誤差増幅手段の出
力に見合った重み付けをして、誤差増幅手段の出力に加
算した結果をＰＷＭ制御手段にフィードバックすること
により一定の出力電圧Ｖｏｕｔ をスイッチングレギュ
レータ１およびスイッチングレギュレータ２から出力で
きる。動作の例をあげるとＶ１ ＜Ｖ２ であれば誤差
増幅手段３０から加算手段１４に入力される値が少なく
なりＰＷＭ制御手段１１に対してはＶ１ の値を増加さ
せる方向に働く。このときダイオードＤ１１によりＶ１
＜Ｖ２ のときはＰＷＭ制御手段１１に、Ｖ１ ＞Ｖ
２ のときはＰＷＭ制御手段２１に出力値を増加させる
方向に働く。
の動作を説明する。図３の（■）に一般的なＰＷＭ制御
による（ａ）および（ａ´ ）の電位を示し、その他は
、図２に示されている各点の電位を示す。まずここで単
体のスイッチングレギュレータの出力電圧の制御につい
て説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ手段の２次側のトラ
ンスに発生するパルス電圧の変化は（■）で示される。 ＥＡ ，ＥＢ はトランスの１次側に供給される電
圧に比例した電圧である。さらにこれは（ＥＡ ×ｔ
Ａ ）÷ｔＳ ＝Ｖｏｕｔ ，（ＥＢ×ｔＢ ）
÷ｔＳ ＝Ｖｏｕｔ となり出力電圧Ｖｏｕｔ が一
定になるようにＰＷＭ制御手段で制御している。すなわ
ちトランスの１次側に供給される電圧の変動にかかわら
ずＶｏｕｔ が一定になるように保たれている。これを
応用して考えると２個のＰＷＭ制御手段にフィードバッ
クされる（Ｅ１ ×ｔ１ ），（Ｅ２ ×ｔ２ ）が等
しければそれぞれのスイッチングレギュレータの負荷が
等しいことになる。ここで、Ｖ１ Ｖ２ は（ａ）およ
び（ａ´ ）の電位を積分し整流したものであるからＶ
１ とＶ２ の電圧値を比較しその差を検出し、その差
（すなわち±（Ｖ１ −Ｖ２ ））に誤差増幅手段の出
力に見合った重み付けをして、誤差増幅手段の出力に加
算した結果をＰＷＭ制御手段にフィードバックすること
により一定の出力電圧Ｖｏｕｔ をスイッチングレギュ
レータ１およびスイッチングレギュレータ２から出力で
きる。動作の例をあげるとＶ１ ＜Ｖ２ であれば誤差
増幅手段３０から加算手段１４に入力される値が少なく
なりＰＷＭ制御手段１１に対してはＶ１ の値を増加さ
せる方向に働く。このときダイオードＤ１１によりＶ１
＜Ｖ２ のときはＰＷＭ制御手段１１に、Ｖ１ ＞Ｖ
２ のときはＰＷＭ制御手段２１に出力値を増加させる
方向に働く。
【００１３】図４は、本発明の第２の実施例のスイッチ
ング電源装置の構成図である。この実施例は、ピ−ク検
出手段１７，２７を設け、前記のＥ１ ，Ｅ２ の高さ
を検出し、その出力を加算手段１４，２４に印加させる
ようにしたものである。図５は、本発明の第２の実施例
のスイッチング電源装置の具体的構成図である。ダイオ
ードＤ１７，コイルＬ１７，コンデンサＣ１７，抵抗Ｒ
１５，Ｒ１６によりピーク検出手段１７は構成される。 このピーク検出手段によりトランスの供給電圧を知る。 Ｒ１７を流れる電流をＲ１７の両端の電圧差をアンプＡ
１３で増幅することにより、電流／電圧変換をしている
。 この部分をＩ／Ｖ変換手段１３とする。ピーク検出手段
２７，Ｉ／Ｖ変換手段２３についても同様である。
ング電源装置の構成図である。この実施例は、ピ−ク検
出手段１７，２７を設け、前記のＥ１ ，Ｅ２ の高さ
を検出し、その出力を加算手段１４，２４に印加させる
ようにしたものである。図５は、本発明の第２の実施例
のスイッチング電源装置の具体的構成図である。ダイオ
ードＤ１７，コイルＬ１７，コンデンサＣ１７，抵抗Ｒ
１５，Ｒ１６によりピーク検出手段１７は構成される。 このピーク検出手段によりトランスの供給電圧を知る。 Ｒ１７を流れる電流をＲ１７の両端の電圧差をアンプＡ
１３で増幅することにより、電流／電圧変換をしている
。 この部分をＩ／Ｖ変換手段１３とする。ピーク検出手段
２７，Ｉ／Ｖ変換手段２３についても同様である。
【００１４】これらにより構成された本発明の請求項２
の動作を説明する。図６の（■）はＰＷＭ制御の概念図
、（■）は入力波形、（■）は出力波形である。図に示
されるように、ＰＷＭ制御手段内部ののこぎり波形Ｖｎ
と外部電圧Ｖｏ とを比較しＶｎ ＞Ｖｏ のときは
Ｖｓ はＨレベルになり、Ｖｎ ＜Ｖｏ のときはＶｓ
はＬレベルになる。このようにしてＶｓ はＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ手段内のスイッチング素子を駆動するパル
ス波形となる。このとき外部電圧Ｖｏ が高くなるとＶ
ｓ のパルス幅が狭まくなり、スイッチングレギュレー
タの出力がさがる。
の動作を説明する。図６の（■）はＰＷＭ制御の概念図
、（■）は入力波形、（■）は出力波形である。図に示
されるように、ＰＷＭ制御手段内部ののこぎり波形Ｖｎ
と外部電圧Ｖｏ とを比較しＶｎ ＞Ｖｏ のときは
Ｖｓ はＨレベルになり、Ｖｎ ＜Ｖｏ のときはＶｓ
はＬレベルになる。このようにしてＶｓ はＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ手段内のスイッチング素子を駆動するパル
ス波形となる。このとき外部電圧Ｖｏ が高くなるとＶ
ｓ のパルス幅が狭まくなり、スイッチングレギュレー
タの出力がさがる。
【００１５】ここで本発明の場合の制御を考える。図５
のアンプＡ１３，Ａ２３の出力される電圧Ｖｆ１，Ｖｆ
２はＤＣ−ＤＣコンバータ手段内の１次側のトランスの
供給電圧Ｖｉｎ１ ，Ｖｉｎ２ に依存するため供給電
源（電圧）の相異から（Ｖｆ１，Ｖｆ２は）同一となら
ない。このような相異があるにもかかわらず、スイッチ
ングレギュレータの出力を一定に保つようにＰＷＭ制御
手段で制御しなくてはならない。この為、ＰＷＭ制御手
段に出力電圧Ｖｏｕｔ の誤差とＶｆ１，Ｖｆ２が入力
されるだけではＰＷＭ制御手段により出力電圧が変動し
ているのか、入力電圧により出力電圧が変動しているに
のかわからない。そこでＤＣ−ＤＣコンバータ手段内の
１次側のトランスの供給電圧Ｖｉｎ１ ，Ｖｉｎ２ に
依存する、ＤＣ−ＤＣコンバータ手段の２次側のトラン
スに発生するパルス電圧のピーク値Ｖｐ１，Ｖｐ２の重
み付けしたものを加算し入力電圧による影響を排除し、
同じ出力電圧Ｖｏｕｔ を出力するようにＰＷＭ制御を
行う。このピーク値Ｖｐ１，Ｖｐ２は図５の（ａ）のパ
ルスのピーク値を検出したもので図５の（ｂ）に表れ、
図７に電位のタイムチャートを示す。 尚、Ｉ／Ｖ変換手段は抵抗の両端の電圧差を取る方法だ
けでなくカレントトランスを用いても良い。またピ−ク
検出手段の代わりに、補助電源として用いるリンギング
チョークコンバータのトランスの１次側の供給電圧を検
出しても良い。
のアンプＡ１３，Ａ２３の出力される電圧Ｖｆ１，Ｖｆ
２はＤＣ−ＤＣコンバータ手段内の１次側のトランスの
供給電圧Ｖｉｎ１ ，Ｖｉｎ２ に依存するため供給電
源（電圧）の相異から（Ｖｆ１，Ｖｆ２は）同一となら
ない。このような相異があるにもかかわらず、スイッチ
ングレギュレータの出力を一定に保つようにＰＷＭ制御
手段で制御しなくてはならない。この為、ＰＷＭ制御手
段に出力電圧Ｖｏｕｔ の誤差とＶｆ１，Ｖｆ２が入力
されるだけではＰＷＭ制御手段により出力電圧が変動し
ているのか、入力電圧により出力電圧が変動しているに
のかわからない。そこでＤＣ−ＤＣコンバータ手段内の
１次側のトランスの供給電圧Ｖｉｎ１ ，Ｖｉｎ２ に
依存する、ＤＣ−ＤＣコンバータ手段の２次側のトラン
スに発生するパルス電圧のピーク値Ｖｐ１，Ｖｐ２の重
み付けしたものを加算し入力電圧による影響を排除し、
同じ出力電圧Ｖｏｕｔ を出力するようにＰＷＭ制御を
行う。このピーク値Ｖｐ１，Ｖｐ２は図５の（ａ）のパ
ルスのピーク値を検出したもので図５の（ｂ）に表れ、
図７に電位のタイムチャートを示す。 尚、Ｉ／Ｖ変換手段は抵抗の両端の電圧差を取る方法だ
けでなくカレントトランスを用いても良い。またピ−ク
検出手段の代わりに、補助電源として用いるリンギング
チョークコンバータのトランスの１次側の供給電圧を検
出しても良い。
【００１６】
【発明の効果】以上、詳細に説明したように、入力電圧
の異なる２台のスイッチングレギュレータを用いて負荷
を分担することを実現した。
の異なる２台のスイッチングレギュレータを用いて負荷
を分担することを実現した。
【図１】本発明の第１の実施例の構成図である。
【図２】本発明の第１の実施例の具体的構成図である。
【図３】本発明の図２の回路の各点の電位を示したタイ
ムチャートである。
ムチャートである。
【図４】本発明の第２の実施例の構成図である。
【図５】本発明の第２の実施例の具体的構成図である。
【図６】ＰＷＭ制御の説明図である。
【図７】本発明の図５の回路の各点の電位を示したタイ
ムチャートである。
ムチャートである。
【図８】本発明の従来例の構成図である。
１，２ スイッチングレギュレータ、１１，２１
ＰＷＭ制御手段、 １２，２２ ＤＣ−ＤＣコンバ−タ、１３，２３
Ｉ／Ｖ変換手段、 １４，２４ 加算手段、 １５，２５ 整流／積分手段、 １６，２６ 比較手段、 １７，２７ ピ−ク検出手段 ３０ 誤差増幅手段、 ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチング素子、Ｔ１，Ｔ２
トランス、 Ａ１３，Ａ２３ アンプ、 Ｄ＊ ダイオード、 Ｌ＊ コイル、 Ｃ＊ コンデンサ、 Ｒ＊ 抵抗。
ＰＷＭ制御手段、 １２，２２ ＤＣ−ＤＣコンバ−タ、１３，２３
Ｉ／Ｖ変換手段、 １４，２４ 加算手段、 １５，２５ 整流／積分手段、 １６，２６ 比較手段、 １７，２７ ピ−ク検出手段 ３０ 誤差増幅手段、 ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチング素子、Ｔ１，Ｔ２
トランス、 Ａ１３，Ａ２３ アンプ、 Ｄ＊ ダイオード、 Ｌ＊ コイル、 Ｃ＊ コンデンサ、 Ｒ＊ 抵抗。
Claims (2)
- 【請求項１】ＤＣ−ＤＣコンバータ手段と、負荷に供給
する出力電圧と参照電圧との誤差信号に応じてＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ手段内のスイッチング素子のオン・オフを
制御するパルス幅制御手段を有する２つのスイッチング
レギュレータを有し、この２つのスイッチングレギュレ
ータからの出力を共通の負荷に供給するようにしたスイ
ッチング電源装置において、各々のスイッチングレギュ
レータ内にＤＣ−ＤＣコンバータ手段のトランスに発生
するパルス電圧を整流し積分する整流／積分手段と、各
々のスイッチングレギュレータの整流／積分手段の出力
の差を比較する比較手段と、出力電圧と参照電圧との差
に比較手段からの信号を加算し上記パルス幅制御手段に
入力する加算手段とを各々設け、並列に結合されている
複数台のスイッチングレギュレータで同一の出力電圧を
出力することを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項２】ＤＣ−ＤＣコンバータ手段と、負荷に供給
する出力電圧と参照電圧との誤差信号に応じてＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ手段内のスイッチング素子のオン・オフを
制御するパルス幅制御手段を有する２つのスイッチング
レギュレータを有し、この２つのスイッチングレギュレ
ータからの出力を共通の負荷に供給するようにしたスイ
ッチング電源装置において、各々のスイッチングレギュ
レータ内のＤＣ−ＤＣコンバータ手段の１次側のトラン
スの入力電圧を検出するピーク検出手段とトランスを流
れる電流を検出し電圧に変換するＩ／Ｖ変換手段を設け
、誤差信号とピーク検出手段の出力とＩ／Ｖ変換手段の
出力を加算する手段を設け、この加算手段からの出力を
パルス幅制御手段に入力することにより、パルス幅制御
手段の動作点を制御し、並列に結合されている２台のス
イッチングレギュレータで同一の出力電圧を出力するこ
とを特徴とするスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2409492A JPH04251558A (ja) | 1990-12-28 | 1990-12-28 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2409492A JPH04251558A (ja) | 1990-12-28 | 1990-12-28 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04251558A true JPH04251558A (ja) | 1992-09-07 |
Family
ID=18518822
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2409492A Pending JPH04251558A (ja) | 1990-12-28 | 1990-12-28 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04251558A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100786162B1 (ko) * | 2006-03-06 | 2007-12-18 | 후지쯔 가부시끼가이샤 | Ｄｃ-ｄｃ 컨버터 제어 회로, ｄｃ-ｄｃ 컨버터, 전원 장치및 ｄｃ-ｄｃ 컨버터 제어 방법 |
| JP2010142077A (ja) * | 2008-12-15 | 2010-06-24 | Mitsubishi Electric Corp | 多並列電源装置 |
-
1990
- 1990-12-28 JP JP2409492A patent/JPH04251558A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100786162B1 (ko) * | 2006-03-06 | 2007-12-18 | 후지쯔 가부시끼가이샤 | Ｄｃ-ｄｃ 컨버터 제어 회로, ｄｃ-ｄｃ 컨버터, 전원 장치및 ｄｃ-ｄｃ 컨버터 제어 방법 |
| JP2010142077A (ja) * | 2008-12-15 | 2010-06-24 | Mitsubishi Electric Corp | 多並列電源装置 |
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