JPS5816826B2 - ディジタル位相同期回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、位相変調信号を同期検波して復調する場合
等に用いられるディジタル位相同期回路に関する。

位相変調信号に対する同期検波復調用の位相同期回路に
は種々の構成のものがあるが、これらのうち最も基本と
なる構成例として、２相位相変調信号に対する第１図に
示すコスタス・ループがある。

第１図において、端子１には次式で示す２相位相変調信
号Ｘ（ｔ）が入力される。

ここで、θ（１）は時間的に０．πラジアンをランダム
に採り得る送信情報、Ａ′は振幅、ωは角周波数、ｔは
時間である。

この変調信号Ｘ（１）は直交復調器２に入力され、電圧
制御発振器５により出力される基準位相信号ｙ（ｔ）に
よって復調される。

基準位相信号ｙ（ｔ）は で与えられる。

Ｂ′は振幅、ψは入力無変調信号に対する位相誤差であ
る。

この結果、直交復調器２からは入力変調信号Ｘ’（ｔユ
基準位相信号ｙ（ｔ）に対する同相成分ｕ（ｔ）、直交
相成分ｖ（ｔ）として、が出力される。

Ａは振幅である。コスタス・ループでは乗算回路３によ
ってこれら同相および直交相成分の積をとることにより
、ループ・フィルタを介して電圧制御発振器５の周波数
を制御するための位相比較出力ｗ（ｔ）を生成している
。

このようにコスタス・ループでは直交復調器２と乗算回
路３とによって位相比較出力ｗ（ｔ）が得られるため、
第１図で破線で囲んだ部分６は「広義位相比較回路」と
呼ばれる。

上記の如きコスタム・ループは、入力変調信号をＡ／Ｄ
変換して２進数で表現することによりディジタル演算に
よっても実現できる。

ディジタル演算による場合、従来では同相成分ｕ（１）
、直交相成分ｖ（、ｔ）は同一ビット数（量子化ビット
数）で表わされ、これらを乗算して位相比較出力ｗ（ｔ
）を生成していた。

しかしながら、位相比較出力のもつ意味を考えると、従
来のように同相、直交相成分に同一の量子化ビット数を
割当てることは非常に無駄が多く必要以上に語長を伸ば
さねばならない。

以下この問題について説明する。

コスタム・ループは位相誤差ψを小さくするように動作
するから、ループが位相周期状態にある場合、ψは０に
近く設定されでいる。

従って、（３）。（４）式から直交相成分も０に近い小
さな値となり、一方同相成分は極めて±１に近い値（Ａ
−１に規格化して考えた場合、以下同様）になっている
。

以上より、位相同期状態では（５）式からとなり、ルー
プを制御する位相比較出力ｗ（を層大きさは、直交相成
分ｖ（ｔ）の大きさで決定される。

すなわち、直交相成分ｖ（ｔす量子化誤差が位相誤差ψ
の検出精度に大きく影響する。

ところが、直交相成分の量子化ビット数を変えないで位
相誤差検出精度を上げようさして、１語長で表現できる
ダイナミックレンジを小さくする方法をとると、ディジ
タル演算では通常２の補数表現をとる関係から、非同期
状態での位相誤差ψに対するｓｉｎψ、つまり直交相成
分の変化特性は量子化時のオーバーフローによって第２
図の２２のようになって正しい特性２１とは全くかけ離
れたものとなってしまい、ループは正常に動作しなくな
る。

このため従来では同相および直文相両成分の量子化ビッ
ト数を大きくとることによって、ダイナミックレンジ±
１まで確保すると同時に、位相誤差検出精度を向上させ
ていた。

しかしながら同相および直交相成分の量子化ビット数を
等しくとることは、乗算回路３の回路規模を増大させる
結果となって好ましくない。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものでその目的
とするところは回路規模を増大させることなく基準位相
信号の位相誤差をより高精度に検出できるディジタル位
相同期回路を提供することにある。

この目的達成のため、本発明では前記同相および直交相
成分を量子化するに際し、その量子化誤差が基準位相信
号の位相誤差検出精度に大きく影響する直交相成分の量
子化を細かく、つまり太きい量子化ビット数で行ない、
同相成分の量子化は組く、つまり小さい量子化ビット数
で行なう。

すなわち位相同期状態におけるψキ０．πでの位相安定
点近傍では、例えば第３図に示すように直交相成分Ｖを
粗く量子化した３１の場合の位相誤差ψの検出の細かさ
が９１であるのに対し、直交相成分Ｖをより細かく量子
化した３２の場合は、位相誤差ψの検出の細かさはψ′
、（ｉ ＝１、２ 、・・・）となって、より精度よく
位相誤差ψを検出できる。

一方、位相不安定点近傍では逆に同相成分の量子化ビッ
ト数が位相比較特性に影響を与えるが、位相誤差検出精
度に関して問題となるのは位相安定点近傍での位相誤差
検出の細かさであるから、同相成分の量子化は粗くても
問題はない。

゛以下、本発明を実施例により詳細に説明する。

第４図は本発明を２相位相変調信号に対するコスタス・
ループ形式のディジタル位相同期回路に適用した一実施
例を示したもので、直交復調器２と乗算回路３との間に
第１および第２の量子化回路７．８が挿入されている点
が第１図と異なっている。

ここで、第１の量子化回路Ｔは直交復調器２の出力のう
ち（３）式に示した同相成分、（１）＝）粗く量子化し
、第２の量子化回路８は（４）式に示した直交相成分■
（ｔ）＝Ｐ細かく量子化する。

これら第１および第２の量子化回路１８の出力はディジ
タル回う 路よりなる乗算回路３で乗算される。

そして、乗算回路３の乗算結果つまり（５）式に示した
位相比較出力ｗ（ｔ）がデ゛イジタルフィルタよりなる
ループフィルタ４を通して電圧制御発振器５に制御信号
として与えられ、これにより発振器５の出力位相が制御
されることによって、発振器５から（２）式に示した基
準位相信号ｙ（ｔ）が出力される。

第５図の曲線５０はこの位相同期回路の位相比較特性、
つまり基準位相信号ｙ（ｔ）の位相誤差ψに対する位相
比較出力ｗ（ｔ）＝７）変化を示したもので、５１は位
相同期状態での位相安定点、５２は位相不安定点である
。

ここで、位相安定点５１の蓮傍５１′では、前述の如く
重文相成分の量子化精度によって位相比較特性５０の精
度、つまり位相誤差ψの検出精度が決定される。

位相不安定点５２の近傍では位相安定点５１の近傍５１
′と逆に重文相成分が１に近い値となり、位相不安定点
５２の近傍での振舞いは生きして同相成分の量子化精度
によって支配されるが、同相成分の量子化を重文相成分
のそれに比して粗く行ない、位相不安定点５２近傍での
電圧制御発振器５に対する制御を位相安定点５１近傍に
比べて粗くしても、量子化回路７８のダイナミックレン
ジさえ±１にとつν でおけば、ループは位相同期状態および非同期状態のい
ずれの場合でも正常に動作する。

このように、本発明によれば同相成分および重文相成分
に割当てる量子化ビット数を異ならせ、前者については
粗く後者については細かく量子化を行なうことによって
、乗算回路３の回路規模を増大させることなく、基準位
相信号の位相誤差、特に制御上重要となる位相安定点近
傍での位相誤差の検出を高精度に行なうことができる。

この本発明の効果をさらに具体的に説明する。

第６図は第４図の乗算回路３に用いられるディジタル乗
算回路の一例としての並列乗算回路の基本的な構成を示
したもので、４ビツトと３ビツトの２変数（Ｘ １ 、
Ｘ２． ｘ３． Ｘ４） 、 （Ｙ＋
、 ｙ２．Ｙ３の乗算を行なって７ビツトの積出力（
Ｓｌ、 Ｓ２・・・。

Ｓ７）を得る回路である。

第６図中３０１〜３１２はそれぞれ第７図に示すような
基本部分積回路であり、第７図中３１はＡＮＤ回路、３
２は全加算回路、３３．３４は乗算、被乗算ビットの入
力端子、３５は前後からの部分和の入力端子、３６は前
段からの桁上げ信号の入力端子、３７は全加算回路３２
で演算された部分和の出力端子、３８は次段への桁上げ
信号の出力端子である。

第６図に示されるように３ビツトと４ビツトの２変数の
乗算には３Ｘ４＝１２個の部分積回路が必要となる。

つまり、一般にＮビットとＭビット表現の２変数の並列
乗算回路では、Ｎ−Ｍ個の部分積回路が必要である。

今、（５）式の位相比較出力ω（ｔ）Ｇ２にビット精度
で表わすとすると Ｎ十Ｍ＝２Ｋ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・−・・・・・・・・・・・・・（７）となるが、
ここで一般に Ｎ−Ｍ≦（Ｎ＋Ｍ ） ２／４ ＝に２・・・・・・・
・・・・・・・・・・・（８）が成立し、（８）式で等
号が成立するのはＮ＝Ｍ＝Ｋ・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・（９）の場合である。

これから位相比較出力ｗ（ｔ）を演算するに当り最も乗
算回路の規模の大きくなるのが従来の位相同期回路で行
なわれていた同相成分、直交有成分に同一の量子化ビッ
ト数を割当てて乗算する方法であるといえる。

これに対し、本発明のように２にビット精度の位相比較
出力ｗ（を港演算するに当り、例えば同相成分にはＮ−
Ｉビット、重文相成分にはＮ＋Ｉビットを量子化ビット
数として割当てれば、乗算回路３の回路規模は部分積回
路の使用個数で表わすと、従来のに２から（に＋Ｉ ）
・（Ｋ−Ｉ）−に２．１２個と、１２個だけ少なくする
ことができる。

しかも、位相同期状態での基準位相信号の位相誤差検出
精度を決定する重文相成分の量子化ビット数は従来のに
ビットからに＋１ビツトとより多くなるため、２にビッ
トの位相比較出力に２−１だけのより精度の高い位相誤
差検出信号を含ませることかり能となる。

第４図における乗算回路３に用いるディジタル乗算回路
の他の例として、直並列乗算回路を第８図および第９図
に示す。

第８図はパイプライン乗算回路として知られているもの
で、また第９図は通常の直並列乗算回路である。

これら第８図および第９図において、４０１は時間的に
並んだ直列２進被乗算信号の入力端子、４０２〜４０４
はこの例では３ビツトの並列２進乗算信号の各ビットの
入力端子、４０５は乗算結果が直列２進信号の形で出力
される出力端子、４０６〜４１０はビットのシフトレジ
スタ、４１１〜４１３はＡＮＤ回路、４１４〜４１６は
全加算回路である。

これから明らかなように、直並列乗算回路では並列信号
入力のビット数が増すほど回路規模が大きくなる。

従って、このような直並列乗算回路を第４図の乗算回路
３に用いる場合は、第１および第２の量子化回路７，８
からの出力のうち、量子化ビット数の小さい第１の量子
化回路γの出力を並列２進表現の信号、第２の量子化回
路８の出力を直列２進表現の信号として乗算回路３に入
力すれば、乗算回路３の回路規模を小さくすることがで
きる。

また、この場合、通常直列２進表現である同相成分を直
並列変換回路を通して並列２進表現の信号に変換するこ
とになるので、乗算回路部分のみならず直並列交換回路
の部分も従来より回路規模を小さくすることができ、位
相同期回路全体としての回路規模の減少は著しいもの吉
なる。

ところで、以上の説明では位相同期回路としての最終出
力について特に規定しなかったが、これは使用目的によ
って種々異なる。

例えば本発明の位相同期回路を位相変調信号の同期検波
復調用として用いる場合は、同相成分または直交相成分
あるいはこれらを量子化したものを復調出力として取出
せばよい。

また復調出力として同相成分を量子化したものを用いる
場合は、復調出力おして用いる同相成分の量子化には、
乗算回路３への入力となる位相比較出力生成のための成
分に対する量子化ビット数より大きい十分なビット数を
割当てで細かく量子化を行なえばよい。

第１０図は本発明を４相位相変調信号の同期検波復調用
のディジクル位相同期回路に適用した実施例で、９は加
算回路、１０は減算回路、１１゜１２は乗算回路である
。

この位相同期回路の量子化回路７８がないときの基本動
作は次の通りでう ある。

入力端子１には、（１）式と同様にして表わされる４相
位相変調信号（但し、θ（１）はこの場合０．π／２、
π、３π／２ラジアンをランダムに採り得る送信情報）
が入力され、直交復調器２によって（３）。

（４）式の同相および直交相成分ｕ（ｔ３． ｖ（ｔ）
が取出される。

加算回路９および減算回路１０によってこれらｕ（１）
とｖ（１φ和および差が演算され、が得られる。

乗算回路１１でこれらｕ″（ｔ）、Ｖ″（１）が乗算さ
れ つまり（３）式に示した同相成分ｕ（ｔ）の倍角成分が
得られる。

−力、乗算回路１２でｕ（ｔ）吉ｖ（ｔ）が乗算され、 つまり（４）式に示した直交相成分の倍角成分が得られ
る。

そして、乗算回路３でこれらｕ′（ｔ）とＵ′（ｔ）が
乗算されることによって、 なる位相比較出力Ｗ′（ｔ）が得られ、これがループフ
ィルタ４を介してｖｃｏｓに与えられる。

第１１図の曲線６０は第１０図の位相同期回路の位相比
較特性を示したもので、６１は位相安定点、６２は位相
不安定点である。

これから分るように第１０図の構成においては、乗算回
路１１の出力である、同相成分ｕ（ｔ）の倍角成分ｕ’
（ｔ）の量子化精度が位相不安定点６２近傍での振舞い
を主に規定し、第４図の実施例における同相成分ｕ（１
）と同様な役割を果たす。

一方、乗算回路１２の出力である、直交相成分ｖ（ｔ）
の倍角成分ｖ’（ｔ）の量子化精度は位相安定点６１近
傍での位相誤差検出精度を支配し、第４図の実施例にお
ける直交相成分ｖ（ｔ）と同様な役割を果たす。

従って、ｕ′（ｔ）に対する第１の量子化回路７の量子
化ビット数を小さく、またｖ’（ｔ）に対する第２の量
子化回路８の量子化ビット数を大きくすることにより、
先の実施例の場合と同様な効果が得られる。

この場合、復調入力としては加算回路９、減算回路１０
の出力を取出せばよい。

なお、上記説明では第１１図の６１を位相安定点、６２
を位相不安定点としたが、例えばループフィルタ４から
ＶＣＯ５に与えられる制御信号の極性を第１０図の構成
の場合に対し反転させて、逆に６１を位相不安定点とし
、６２を位相安定点としてもよい。

その場合、位相安定点６２におけるψは第１０図の構成
の場合の位相安定点６１におけるψに対しπ／４だけず
れたものとなるから、加算回路９および減算回路１０の
出力ｖ″′（ｔ）。

ｕ″′（ｔ）は となり、乗算回路１１の出力から つまり直交相成分ｖ（ｔφ倍角成分が得られる。

−力、乗算回路１２の出力から つまり同相成分ｕ（１）の倍角成分が得られる。

このとき乗算回路３の出力は となる。

従って、この場合は量子化回路７８の位置を第１０図の
場合と入れ替えることにより、同様な効果が得られる。

この場合、復調出力としでは直交復調器２の出力をその
まま取出せばよいなお、以上の実施例では入力変調信号
が２相または４相の位相変調信号の場合を説明したが、
これ以外の多相位相変調信号の場合にも本発明を適用で
きる。

その場合、乗算回路３の入力は一般に同相成分および直
交相成分の整数倍角成分となる。

さらに、本発明は入力変調信号が単純な位相変調信号の
場合のみならず、例えば振幅変調を含む位相変調信号、
あるいは残留側波帯変調を加味した位相変調を含む変調
信号等、種々の形態の場合について適用が可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図はコスクスループ形式の位相同期回路の構成図、
第２図は同回路をディジタル化した場合の直交相成分の
ダイナミックレンジ減少に伴う問題点を説明するための
位相比較特性図、第３図同じく同回路をディジタル化し
た場合の直交相成分の量子化精度と位相誤差検出精度と
の関係を説明するための位相比較特性図、第４図は本発
明の一実施例を示す構成図、第５図は同実施例回路の位
相比較特性図、第６図は本発明で用いる乗算回路の具体
例を示す図、第７図は第６図における部分積回路の構成
図、第８図および第９図は乗算回路の他の具体例を示す
図、第１０図は本発明の他の実施例を示す構成図、第１
１図は同実施例回路の位相比較特性図である。 ２・・・・・・直交復調器、３・・・・・・乗算回路、
５・・・・・・電圧制御発振器、７・・・・・・第１の
量子化回路、８・・・・・・第２の量子化回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 人力変調信号から基準位相信号に対してほぼ同相お
   よび直文相である同相成分および直交相成分を取出す直
   交復調器と、前記同相成分またはその整数倍角成分を粗
   く量子化する第１の量子化回路と、前記直交相成分また
   はその整数倍角成分を細かく量子化する第２の量子化回
   路と、これら第１および第２の量子化回路によって量子
   化された前記各成分を乗算する乗算回路と、この乗算回
   路の出力に基き出力位相が制御されて前記基準位相信号
   を得る電圧制御発振器とを備えることを特徴とするディ
   ジタル位相同期回路。 ２ 前記乗算回路は、前記第１の量子化回路で量子化さ
   れた成分を並列２進表現の信号として受入し、前記第２
   の量子化回路で量子化された成分を直列２進表現の信号
   として受入する直並列乗算回路である特許請求の範囲第
   １項記載のディジタル位相同期回路。