JPS58125298A - 低消費電力デジタル・レベル・シフタ - Google Patents
低消費電力デジタル・レベル・シフタInfo
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- JPS58125298A JPS58125298A JP57223627A JP22362782A JPS58125298A JP S58125298 A JPS58125298 A JP S58125298A JP 57223627 A JP57223627 A JP 57223627A JP 22362782 A JP22362782 A JP 22362782A JP S58125298 A JPS58125298 A JP S58125298A
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- H03K3/353—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of field-effect transistors with internal or external positive feedback
- H03K3/356—Bistable circuits
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- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/0008—Arrangements for reducing power consumption
- H03K19/0013—Arrangements for reducing power consumption in field effect transistor circuits
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- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/0175—Coupling arrangements; Interface arrangements
- H03K19/0185—Coupling arrangements; Interface arrangements using field effect transistors only
- H03K19/018507—Interface arrangements
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- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/02—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components
- H03K19/08—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices
- H03K19/094—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors
- H03K19/0944—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors using MOSFET or insulated gate field-effect transistors, i.e. IGFET
- H03K19/0948—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors using MOSFET or insulated gate field-effect transistors, i.e. IGFET using CMOS or complementary insulated gate field-effect transistors
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
発明の背景
1、発明の分野
本発明はデジタル・レベル・シフタに関するものである
。より具体的にいえば、0MO8低電力レペルシ7夕に
関するものである。
。より具体的にいえば、0MO8低電力レペルシ7夕に
関するものである。
2、先行技術の説明
]11P110M 、すなわち、消去可能ゾロダラム可
能読出し専用メモリのような集積回路は、消費電力を非
常に小さくすることができるので、相補金属。
能読出し専用メモリのような集積回路は、消費電力を非
常に小さくすることができるので、相補金属。
酸化物半導体(0M08)技術を用いて製造することが
よく行なわれる。PチャンネルMO8CPMOB )、
NチャンネルMO8(NMO8) 、またはバイポーラ
技術のような他の製造技術は、相当する0MO8装置よ
りも何桁も大きな電力を消費することができる。
よく行なわれる。PチャンネルMO8CPMOB )、
NチャンネルMO8(NMO8) 、またはバイポーラ
技術のような他の製造技術は、相当する0MO8装置よ
りも何桁も大きな電力を消費することができる。
1iPROM装置の場合、この装置をプログラムするた
めに、浮動デートに電子を注入するのに、全体として、
比較的高い電圧(20ポルト程度)を必要とする。けれ
ども、大低の論理機能はもつと低い電圧、典型的には5
ボルトで動作する。したがって、lPROMをプログラ
ムするために、5ポルト電圧レベル(これは論理高レベ
ル、すなわち、論理「1」状態に対応する)をもつと高
い電圧レベル、例えば20ボルトに移行させることが必
要である。
めに、浮動デートに電子を注入するのに、全体として、
比較的高い電圧(20ポルト程度)を必要とする。けれ
ども、大低の論理機能はもつと低い電圧、典型的には5
ボルトで動作する。したがって、lPROMをプログラ
ムするために、5ポルト電圧レベル(これは論理高レベ
ル、すなわち、論理「1」状態に対応する)をもつと高
い電圧レベル、例えば20ボルトに移行させることが必
要である。
典型的な先行技術によるデジタル・レベル・シフタが第
1図に示されている。この回路は1つのNチャンネルト
ランジスタと1つのPチャンネルトランジスタから成る
相補対トランジスタを有しており、この相補対トランジ
スタはデジタル入力信号を反転する。それから、この反
転された信号は第2相補トランジスタ対によって再反転
される。
1図に示されている。この回路は1つのNチャンネルト
ランジスタと1つのPチャンネルトランジスタから成る
相補対トランジスタを有しており、この相補対トランジ
スタはデジタル入力信号を反転する。それから、この反
転された信号は第2相補トランジスタ対によって再反転
される。
この第2トランジスタ対は典型的にはより大きな電源電
圧に接続されていて、大きな出力電圧かえられる。この
構漬体は、もし第2相補トランジスタ対の入力のfj号
の状態がNチャンネルトランジスタをオンにする場合に
は、典型的なPチャンネルトランジスタ閾値電圧の結果
として、Pチャンネルトランジスタもまた通常オンにな
るという欠点をもっている。対の中のトランジスタが両
方ともオンになると、電圧源からアースへの電流路がで
き、好ましくない電力消費が生ずることになる。
圧に接続されていて、大きな出力電圧かえられる。この
構漬体は、もし第2相補トランジスタ対の入力のfj号
の状態がNチャンネルトランジスタをオンにする場合に
は、典型的なPチャンネルトランジスタ閾値電圧の結果
として、Pチャンネルトランジスタもまた通常オンにな
るという欠点をもっている。対の中のトランジスタが両
方ともオンになると、電圧源からアースへの電流路がで
き、好ましくない電力消費が生ずることになる。
装置により消費される電力を最小にするための基本的方
法の1つは、入力信号が1つの状態に止っている時、電
圧源からアースへの直接の電流路が存在しないようにす
ることである。けれども、先行技術によるレベル・シッ
クの特性のために、入力信号が一足のままであっても、
第2相補トランジスタ対を進して′眼力が消費される。
法の1つは、入力信号が1つの状態に止っている時、電
圧源からアースへの直接の電流路が存在しないようにす
ることである。けれども、先行技術によるレベル・シッ
クの特性のために、入力信号が一足のままであっても、
第2相補トランジスタ対を進して′眼力が消費される。
本発明の概要
本発明の目的は、大きく異なる電源電圧をもち0MO5
技術を用いて集積可能であり、一方直流電力消費が事実
上ゼロである回路をもったデジタル・レベル・シックを
得ることである。
技術を用いて集積可能であり、一方直流電力消費が事実
上ゼロである回路をもったデジタル・レベル・シックを
得ることである。
本発明の好ましい実施例は、少なくとも1つのトランジ
スタに接続されたラッチ回路をそなえた1対の相補トラ
ンジスタを有している。このトランジスタ対は先行する
一理段の電源電圧より大きな電源電圧をもった電源に接
続され、それによりこの相補対の出力の電圧レベルがよ
り高い値に移行する。もしデジタル入力信号の論理状態
が相補対のトランジスタのうちの1つをオンにするよう
なものであるならば、本発明のラッチ回路により、人力
が遷移するのが完了した後は、他方のトランジスタがオ
フになる。したがって、電源とアースとの間に直流電流
路ができるのが防止され、したがって、入力1j号がI
Ii移してから次に遡移するまでの闇は、電力消費は事
実上ゼロとなる。
スタに接続されたラッチ回路をそなえた1対の相補トラ
ンジスタを有している。このトランジスタ対は先行する
一理段の電源電圧より大きな電源電圧をもった電源に接
続され、それによりこの相補対の出力の電圧レベルがよ
り高い値に移行する。もしデジタル入力信号の論理状態
が相補対のトランジスタのうちの1つをオンにするよう
なものであるならば、本発明のラッチ回路により、人力
が遷移するのが完了した後は、他方のトランジスタがオ
フになる。したがって、電源とアースとの間に直流電流
路ができるのが防止され、したがって、入力1j号がI
Ii移してから次に遡移するまでの闇は、電力消費は事
実上ゼロとなる。
実施例の説明
第1図は、先行技術によるデジタル・レベル・シックの
1例を10で全体的に示している。シフタ10は第1反
転器12を有している。この反転器はPチャンネルMO
f9 )ランジスタ14とNチャンネルMO8)ランゾ
スタ16を有し、これらのトランジスタは相補MOS対
、すなわち、0MO8対をつくっている。Pチャンネル
トランジスタ14のソースはvo。で示された第1電源
電圧に接続され、Nチャンネルトランジスタ16のソー
スはアースに接続され、そしてトランジスタ14のドレ
インとトランジスタ16のドレインは出力18に接続さ
れる。この例では、電源′電圧v0゜は5ざルトである
。
1例を10で全体的に示している。シフタ10は第1反
転器12を有している。この反転器はPチャンネルMO
f9 )ランジスタ14とNチャンネルMO8)ランゾ
スタ16を有し、これらのトランジスタは相補MOS対
、すなわち、0MO8対をつくっている。Pチャンネル
トランジスタ14のソースはvo。で示された第1電源
電圧に接続され、Nチャンネルトランジスタ16のソー
スはアースに接続され、そしてトランジスタ14のドレ
インとトランジスタ16のドレインは出力18に接続さ
れる。この例では、電源′電圧v0゜は5ざルトである
。
デジタル人力1ば号が人力20に供給される。この入力
はトランジスタ14および16のデートに送られる。も
し20でのデジタル人力信号の電圧レベルが高レベル(
典型的には、5ざルト。これは高論理状態、すなわち、
「1」論理状態に対応する)ならば、Nチャンネルトラ
ンジスタ16はオンになり、出力18はアース電位に引
下げられる。アース電位は低1iuait状態である。
はトランジスタ14および16のデートに送られる。も
し20でのデジタル人力信号の電圧レベルが高レベル(
典型的には、5ざルト。これは高論理状態、すなわち、
「1」論理状態に対応する)ならば、Nチャンネルトラ
ンジスタ16はオンになり、出力18はアース電位に引
下げられる。アース電位は低1iuait状態である。
したがって、入力信号は反転される。電源電圧V と高
論塊状O 態の電圧レベルがいずれも5ボルトである場合、高入力
信号はPチャンネルトランジスタ14をオフにするであ
ろう。Pチャンネルトランジスタ14がオフになり、そ
してNチャンネルトランジスタ16がオンになると、電
源■ とアースとのO 間には直接の電流路はないから、反転器12で消費され
る電力は非常に小さい。逆に、論理低レベル入力信号(
典型的には、ぜロボルト)の場合には、Pチャンネルト
ランジスタ14はオンになり、そしてNチャンネルトラ
ンジスタ16はオフになり、このために出力18はほぼ
電源電圧■ のしO ベルに引上げられる、すなわち、論理高レベルに引上げ
られる。
論塊状O 態の電圧レベルがいずれも5ボルトである場合、高入力
信号はPチャンネルトランジスタ14をオフにするであ
ろう。Pチャンネルトランジスタ14がオフになり、そ
してNチャンネルトランジスタ16がオンになると、電
源■ とアースとのO 間には直接の電流路はないから、反転器12で消費され
る電力は非常に小さい。逆に、論理低レベル入力信号(
典型的には、ぜロボルト)の場合には、Pチャンネルト
ランジスタ14はオンになり、そしてNチャンネルトラ
ンジスタ16はオフになり、このために出力18はほぼ
電源電圧■ のしO ベルに引上げられる、すなわち、論理高レベルに引上げ
られる。
入力20のデジタル信号の電圧レベルをシフトするため
のシフタ1oは、第2反転器22を育している。この第
2反転器は、1対のPチャンネル0MO8)ランシフタ
24およびNチャンネル0M0Sトランジスタ26を有
している。反転器22は出力18の反転された信号を再
び反転し、したがって、このシアタ10の出力28にお
けるデジタル出力信号は、20における入力信号の崗理
状態と同じである。反転器22は第2電源電圧vPpに
接続されている。この1s2電源電圧vppはvo。よ
りも高い電圧レベルにあり” ppの典型的な値は25
ポルトである。
のシフタ1oは、第2反転器22を育している。この第
2反転器は、1対のPチャンネル0MO8)ランシフタ
24およびNチャンネル0M0Sトランジスタ26を有
している。反転器22は出力18の反転された信号を再
び反転し、したがって、このシアタ10の出力28にお
けるデジタル出力信号は、20における入力信号の崗理
状態と同じである。反転器22は第2電源電圧vPpに
接続されている。この1s2電源電圧vppはvo。よ
りも高い電圧レベルにあり” ppの典型的な値は25
ポルトである。
20における論理高レベルデジタル入力信号は反転され
て、出力18では論理低レベルになり、それにより反転
′a22のPチャンネルトランジスタ24がオンになり
、そして出力2Bは第2電源電圧′vpI、のレベルに
は鵞なる、すなわち、はソ25ボルトになる。このよう
に、シフタ10は論理高レベルデジタル信号のレベルを
5ボルトから25ポルトに移行させる。
て、出力18では論理低レベルになり、それにより反転
′a22のPチャンネルトランジスタ24がオンになり
、そして出力2Bは第2電源電圧′vpI、のレベルに
は鵞なる、すなわち、はソ25ボルトになる。このよう
に、シフタ10は論理高レベルデジタル信号のレベルを
5ボルトから25ポルトに移行させる。
けれども、もし20におけるデジタル入力信号が1Il
i埋低レベルであるならば、このGt号は反転されて出
力18では論理高レベルになり、このために反転W22
のNチャンネルトランジスタ26がオンになり、そして
出力28はアース電位、すなわち、論理低レベルに引下
げられる。18における*[高レベルの電圧レベルはは
鵞電源電圧V、。
i埋低レベルであるならば、このGt号は反転されて出
力18では論理高レベルになり、このために反転W22
のNチャンネルトランジスタ26がオンになり、そして
出力28はアース電位、すなわち、論理低レベルに引下
げられる。18における*[高レベルの電圧レベルはは
鵞電源電圧V、。
(5ポルト〕であるから、18における論理高レベルの
電圧レベルは、25ポルトというずっと大きな電源電圧
vppに接続されているPチャンネルトランジスタ26
をオフにするには不十分である。
電圧レベルは、25ポルトというずっと大きな電源電圧
vppに接続されているPチャンネルトランジスタ26
をオフにするには不十分である。
したがって、Nチャンネルトランジスタ26がオンであ
る時、Pチャンネルトランジスタ24のデート・ソース
間電圧は約−20&ルトである。この−20ボルト電圧
はその閾値電圧を越えている。
る時、Pチャンネルトランジスタ24のデート・ソース
間電圧は約−20&ルトである。この−20ボルト電圧
はその閾値電圧を越えている。
その結果、トランジスタ24はオンのままであり、そし
て電源電圧vppから、Pチャンネルトランジスタ24
およびNチャンネルトランジスタ26を通り、アースに
達する電流路が完成する。したがって、この定常状態に
おいては過剰な電力が消費される。
て電源電圧vppから、Pチャンネルトランジスタ24
およびNチャンネルトランジスタ26を通り、アースに
達する電流路が完成する。したがって、この定常状態に
おいては過剰な電力が消費される。
第2図は本発明によるデジタル・レベル・シフタ回路の
好ましい実施例であって\40で全体的に示されている
。このレベル・シフタは、定常状態において、はとんど
直流電力を消費しない、または全く消費しない。このレ
ベル・シフタ40は、例えば、低電圧論理回路と消去可
能プログラム可能続出し専用メモリ(lPROM )の
間のインタフェースとして、装置をプログラムするため
に、M PROMの浮動デートに電子を注入するのに必
要な高電圧を供給するのに用いることができる。けれど
も、本発明のレベル・シフタは、異なる電圧レベルをも
った2個またはもつと多くの電源を用いた論理回路に対
して、いろいろと応用できることを断っておく。例えば
、入力論理レベルが反転器の電源電圧より低い回路に応
用することができる。
好ましい実施例であって\40で全体的に示されている
。このレベル・シフタは、定常状態において、はとんど
直流電力を消費しない、または全く消費しない。このレ
ベル・シフタ40は、例えば、低電圧論理回路と消去可
能プログラム可能続出し専用メモリ(lPROM )の
間のインタフェースとして、装置をプログラムするため
に、M PROMの浮動デートに電子を注入するのに必
要な高電圧を供給するのに用いることができる。けれど
も、本発明のレベル・シフタは、異なる電圧レベルをも
った2個またはもつと多くの電源を用いた論理回路に対
して、いろいろと応用できることを断っておく。例えば
、入力論理レベルが反転器の電源電圧より低い回路に応
用することができる。
例示された実施例では、デジタル・レベル・シフタ40
はモノリシック集積回路チップの一部分として製造する
ことができる。シック40は反転器42を有、している
。反転器42は、0MO8)ランシフタ対を構成するP
チャンネルトランジスタ44とNチャンネルトランジス
タ46を有する。
はモノリシック集積回路チップの一部分として製造する
ことができる。シック40は反転器42を有、している
。反転器42は、0MO8)ランシフタ対を構成するP
チャンネルトランジスタ44とNチャンネルトランジス
タ46を有する。
Pチャンネルトランジスタ44のソースは電源電圧v0
゜(この場合も、5ポル))に接続され、そしてNチャ
ンネルトランジスタ46のソースはアースに接続される
。このデジタル・レベル・シフタ40は入力48を有し
ており、この入力は、反私益42の0M08)ランシフ
タ44および46のデートに接続される。0M0i9
)ランシフタ44および46のドレインは出力50に接
続され、そしてこの出力50は、第2反転器52の別の
OM OSトランジスタ対のr−)に対し入力として接
続される。反転器52の0M0B 、)ランシフタは、
Pチャンネルトランジスタ54とNチャンネルトランジ
スタ56を有している。これらのトランジスタはまた電
源電圧v0゜およびアースにそれぞれ接続される。0M
O8)ランシフタ44および46の出力50と0MO8
)ランシフタ54および56のデートとの接続点はAで
示され、そしてトランジスタ54と56の出力の接読点
はBで示される。
゜(この場合も、5ポル))に接続され、そしてNチャ
ンネルトランジスタ46のソースはアースに接続される
。このデジタル・レベル・シフタ40は入力48を有し
ており、この入力は、反私益42の0M08)ランシフ
タ44および46のデートに接続される。0M0i9
)ランシフタ44および46のドレインは出力50に接
続され、そしてこの出力50は、第2反転器52の別の
OM OSトランジスタ対のr−)に対し入力として接
続される。反転器52の0M0B 、)ランシフタは、
Pチャンネルトランジスタ54とNチャンネルトランジ
スタ56を有している。これらのトランジスタはまた電
源電圧v0゜およびアースにそれぞれ接続される。0M
O8)ランシフタ44および46の出力50と0MO8
)ランシフタ54および56のデートとの接続点はAで
示され、そしてトランジスタ54と56の出力の接読点
はBで示される。
第2図において、シフタ40は便宜上反転器42を有す
るものとして図示した。この反転器は、出力68に同じ
論理状態を実現するために、48における入力信号の論
理状態の2回反転を実現する役割を果たす。実際には、
この反転器はこのシフタに先行する回路内に含めること
ができる。以下の説明かられかるように、反転器42は
レベル・シフト機能に寄与することはない。
るものとして図示した。この反転器は、出力68に同じ
論理状態を実現するために、48における入力信号の論
理状態の2回反転を実現する役割を果たす。実際には、
この反転器はこのシフタに先行する回路内に含めること
ができる。以下の説明かられかるように、反転器42は
レベル・シフト機能に寄与することはない。
デジタル・レベル・シフタ40は、ラッチ回路58をさ
らに有している。このラッチ回路は、論理高レベル入力
信号の電圧レベルをより高い電圧レベルに移行させ、そ
して電力を消費する電流路ができるのを防止するために
、特定のトランジスタをオフにラッチする。ラッチ回路
58は反転器42および52に接続される。ラッチ回路
は1対の交差接続Pチャンネルトランジスタ60および
62を有している。このPチャンネルトランジスタ60
および62のおのおののソースは、第2電源電圧V に
接続される。この第2電源電圧vPpp は、この実施例では、やはりは鵞25ボルトである。ト
ランジスタ60のドレインのところのPチャンネルトラ
ンジスタ60の出力は、接続点0において、父差接続P
チャンネルトランジスタ62のゲートに接続される。同
上ように、Pチャンネルトランジスタ62の出力は、接
続点りにおいて、Pチャンネルトランジスタ60のデー
トに接続される。ラッチ回路58は、ざらにNチャンネ
ル分離トランジスタ64を有している。この分離トラン
ジスタ64−は接続点ムにおける反転器42の出力を、
接続点りにおいて、トランジスタ6oのゲートおよびト
ランジスタ62の出力に接続する。
らに有している。このラッチ回路は、論理高レベル入力
信号の電圧レベルをより高い電圧レベルに移行させ、そ
して電力を消費する電流路ができるのを防止するために
、特定のトランジスタをオフにラッチする。ラッチ回路
58は反転器42および52に接続される。ラッチ回路
は1対の交差接続Pチャンネルトランジスタ60および
62を有している。このPチャンネルトランジスタ60
および62のおのおののソースは、第2電源電圧V に
接続される。この第2電源電圧vPpp は、この実施例では、やはりは鵞25ボルトである。ト
ランジスタ60のドレインのところのPチャンネルトラ
ンジスタ60の出力は、接続点0において、父差接続P
チャンネルトランジスタ62のゲートに接続される。同
上ように、Pチャンネルトランジスタ62の出力は、接
続点りにおいて、Pチャンネルトランジスタ60のデー
トに接続される。ラッチ回路58は、ざらにNチャンネ
ル分離トランジスタ64を有している。この分離トラン
ジスタ64−は接続点ムにおける反転器42の出力を、
接続点りにおいて、トランジスタ6oのゲートおよびト
ランジスタ62の出力に接続する。
同様に、第2Nチャンネル分離トランジスタ66は、接
続点Bにおける反転器52の出力を、接続点0において
、トランジスタ62のデートおよびトランジスタ60の
出力に接続する。最後に、デジタル・レベル・シフタ4
0は、接続点0において、出力68を有し、この出方に
、レベルが移行したデジタル出力IJ号かえられる。
続点Bにおける反転器52の出力を、接続点0において
、トランジスタ62のデートおよびトランジスタ60の
出力に接続する。最後に、デジタル・レベル・シフタ4
0は、接続点0において、出力68を有し、この出方に
、レベルが移行したデジタル出力IJ号かえられる。
デジタル・レベル・シフタ40の動作を全体的に説明す
るために、例えば、論理低レベルデジタル入力(g号が
反転器42の入力48にあるとする。
るために、例えば、論理低レベルデジタル入力(g号が
反転器42の入力48にあるとする。
また、論理低レベルデジタル入力信号はゼt2ボルトの
電圧レベルであり、そして論理高レベルデジタル入力信
号は5ボルトの電圧レベルであるとする。したがって、
入力48に論理低レベル信号が入ると、それは反転器4
2によって反転され、接続点Aに論理高レベルが現れる
。それは、この時Pチャンネルトランジスタ44がオン
になり、そしてNチャンネルトランジスタ46がオフに
なり、接続黒人が5ボルトの11源電圧V に引上げら
れ0口 るからである。接続点Aが5ボルトのl111理高レベ
ル状態になると、第2反転器52のNチャンネルトラン
ジスタ56がオンになり、接続点Bはアース電位に引下
げられ、これは@理低レベルを表す。
電圧レベルであり、そして論理高レベルデジタル入力信
号は5ボルトの電圧レベルであるとする。したがって、
入力48に論理低レベル信号が入ると、それは反転器4
2によって反転され、接続点Aに論理高レベルが現れる
。それは、この時Pチャンネルトランジスタ44がオン
になり、そしてNチャンネルトランジスタ46がオフに
なり、接続黒人が5ボルトの11源電圧V に引上げら
れ0口 るからである。接続点Aが5ボルトのl111理高レベ
ル状態になると、第2反転器52のNチャンネルトラン
ジスタ56がオンになり、接続点Bはアース電位に引下
げられ、これは@理低レベルを表す。
Nチャンネルトランジスタ56がオンになる時、アース
への直接の電流路ができるのを防止するために、(トラ
ンジスタ56をそれぞれ電源V まO たはvppに接続している)Pチャンネルトランジスタ
54および60の両方がオフになることが好ましい。反
転器52のPチャンネルトランジスタ54がオフになる
ことはすぐにわかる。それは、接続点Aの電圧は5ざル
ト(@理高レベル)にあり、そしてトランジスタ54の
r−)・ソース電圧V。Sがゼロであるからであり、そ
してV がまO た5ボルトであるがらである。
への直接の電流路ができるのを防止するために、(トラ
ンジスタ56をそれぞれ電源V まO たはvppに接続している)Pチャンネルトランジスタ
54および60の両方がオフになることが好ましい。反
転器52のPチャンネルトランジスタ54がオフになる
ことはすぐにわかる。それは、接続点Aの電圧は5ざル
ト(@理高レベル)にあり、そしてトランジスタ54の
r−)・ソース電圧V。Sがゼロであるからであり、そ
してV がまO た5ボルトであるがらである。
第2図の回路の動作は、Pチャンネルトランジスタ60
がまたオフになるように行なわれる。接続点Bが論理低
レベル状態(ゼロボルト)にある時、電源電圧v0゜が
分離トランジスタ66のデートに加わって分離トランジ
スタ66がオンになるから、接続点aはまたゼロボルト
になるであろう。
がまたオフになるように行なわれる。接続点Bが論理低
レベル状態(ゼロボルト)にある時、電源電圧v0゜が
分離トランジスタ66のデートに加わって分離トランジ
スタ66がオンになるから、接続点aはまたゼロボルト
になるであろう。
(デジタル・レベル・シフタ40の出力68における論
理低レベルデジタル信号が、入力4Bに論理低レベルデ
ジタル信号が入ってきたときの希望の出力状態である。
理低レベルデジタル信号が、入力4Bに論理低レベルデ
ジタル信号が入ってきたときの希望の出力状態である。
)接続点0のゼロ電圧はPチャンネルトランジスタ62
のr−)にフィードバックされ、そしてトランジスタ6
2をオンにする。
のr−)にフィードバックされ、そしてトランジスタ6
2をオンにする。
その結果、接続点りはは!′電源電圧v 1すなわp
ち、25ポルトに引上げられる。トランジスタ60のデ
ートは接続点りに接続されているので、トランジスタ6
0のゲート・ソース電圧V。Sがゼロになり、Pチャン
ネルトランジスタ60はオフになる。このように、トラ
ンジスタ62はラッチとしての役割を果たす。すなわち
、相補Nチャンネルトランジスタ56がオンである時、
Pチャンネルトランジスタ60がオフにラッチされる。
ートは接続点りに接続されているので、トランジスタ6
0のゲート・ソース電圧V。Sがゼロになり、Pチャン
ネルトランジスタ60はオフになる。このように、トラ
ンジスタ62はラッチとしての役割を果たす。すなわち
、相補Nチャンネルトランジスタ56がオンである時、
Pチャンネルトランジスタ60がオフにラッチされる。
Pチャンネルトランジスタ54および60がオフになる
と、電源電圧v0゜またはvppからオン状態のNチャ
ンネルトランジスタ56への電流路は存在せず、したが
って、この電流路による電力消費もないことがわかる。
と、電源電圧v0゜またはvppからオン状態のNチャ
ンネルトランジスタ56への電流路は存在せず、したが
って、この電流路による電力消費もないことがわかる。
入力接続点Aが5ボルトであり、そして分11Nチャン
ネルトランジスタ64のデートが5ポルFの電源電圧■
。。に接続されていると、トランジスタ64のr−)・
ソース電圧v68はけ!ゼロボルトであり、それにより
トランジスタ64がオフになり、接続点Aおよび反転器
42と52が接続点りの高電圧から分離される。このこ
とにより、反転器42のオフ状態Nチャンネルトランジ
スタ46が保画される。それは25ボルトという電圧は
トランジスタ46のブレーク・ダウン電圧を越えている
からである。分離トランジスタ64によって保護作用か
えられるので、Nチャンネルトランジスタ46をより低
いブレーク・ダウン電圧をもったトランジスタで製造す
ることができる。このことにより、トランジスタ46を
より小型につくることができ、それにより、モノリシッ
クチップ上のデジタル・レベル・シフタの集積度を大き
くすることができる。接続点Aを高電圧から分離するこ
とにより、Pチャンネルトランジスタ44を通って、■
電源からV。。電源への直接経路のp できるのが防止される。
ネルトランジスタ64のデートが5ポルFの電源電圧■
。。に接続されていると、トランジスタ64のr−)・
ソース電圧v68はけ!ゼロボルトであり、それにより
トランジスタ64がオフになり、接続点Aおよび反転器
42と52が接続点りの高電圧から分離される。このこ
とにより、反転器42のオフ状態Nチャンネルトランジ
スタ46が保画される。それは25ボルトという電圧は
トランジスタ46のブレーク・ダウン電圧を越えている
からである。分離トランジスタ64によって保護作用か
えられるので、Nチャンネルトランジスタ46をより低
いブレーク・ダウン電圧をもったトランジスタで製造す
ることができる。このことにより、トランジスタ46を
より小型につくることができ、それにより、モノリシッ
クチップ上のデジタル・レベル・シフタの集積度を大き
くすることができる。接続点Aを高電圧から分離するこ
とにより、Pチャンネルトランジスタ44を通って、■
電源からV。。電源への直接経路のp できるのが防止される。
デジタル・レベル・シフタ40の入力48に論理高レベ
ルデジタル入力信号がある場合、反転器42のNチャン
ネルトランジスタ46がオンになりそしてPチャンネル
トランジスタ44がオフになり、それで48の信号が反
転され、接続点Aに論理低レベルが現われる。接続点A
がゼロボルトになると、反転器52のNチャンネルトラ
ンジスタ56がオフになり、そしてPチャンネルトラン
ジスタ54がオンになり、それにより、接続点Bは電源
電圧v0゜に引上げられる、すなわち、論理高レベル状
態になる。
ルデジタル入力信号がある場合、反転器42のNチャン
ネルトランジスタ46がオンになりそしてPチャンネル
トランジスタ44がオフになり、それで48の信号が反
転され、接続点Aに論理低レベルが現われる。接続点A
がゼロボルトになると、反転器52のNチャンネルトラ
ンジスタ56がオフになり、そしてPチャンネルトラン
ジスタ54がオンになり、それにより、接続点Bは電源
電圧v0゜に引上げられる、すなわち、論理高レベル状
態になる。
接続点Aの論理低レベルは、トランジスタ64を通り、
接続点りに伝達され、そしてPチャンネルトランジスタ
60をオンにする。Pチャンネルトランジスタ60がオ
ンになると、接続点0とデジタル・レベル・シフタ40
の出力68は電源電圧■ 、すなわち、25ポルトまで
引上げられ、p 人力48に加えられた5ポルト論理高レベルが、出力6
8において、要求された25ポルト論理高レベルに移行
される。出力68の高電圧により、分離トランジスタ6
6はオフになる。それは、r−ト・ソース電圧V。Sが
負になるからである。分離トランジスタ66がオフにな
ると、オフ状態Nチャンネルトランジスタ56は接続点
Oの高電圧によるブレーク・ダウンから保護され、そし
てまたV からvo。への直接の電流路のできることが
p 防止される。接続点Oの電圧が25ボルトであるので、
Pチャンネルトランジスタ62がオフになり、したがっ
て、電源電圧V からPチャンネルp トランジスタ62を通ってオン状MMチャンネルトラン
ジスタ64および46への直接の電流路はできない。し
たがって、ラッチ回路58のPチャンネルトランジスタ
60は、反転器42のNチャンネルトランジスタ46が
オンである時、Pチャンネルトランジスタ62をオフに
ラッチする・したがって、−理低レベル入力の場合のよ
うに、論理高レベル入力の場合にも、電力は事実上消費
されない。
接続点りに伝達され、そしてPチャンネルトランジスタ
60をオンにする。Pチャンネルトランジスタ60がオ
ンになると、接続点0とデジタル・レベル・シフタ40
の出力68は電源電圧■ 、すなわち、25ポルトまで
引上げられ、p 人力48に加えられた5ポルト論理高レベルが、出力6
8において、要求された25ポルト論理高レベルに移行
される。出力68の高電圧により、分離トランジスタ6
6はオフになる。それは、r−ト・ソース電圧V。Sが
負になるからである。分離トランジスタ66がオフにな
ると、オフ状態Nチャンネルトランジスタ56は接続点
Oの高電圧によるブレーク・ダウンから保護され、そし
てまたV からvo。への直接の電流路のできることが
p 防止される。接続点Oの電圧が25ボルトであるので、
Pチャンネルトランジスタ62がオフになり、したがっ
て、電源電圧V からPチャンネルp トランジスタ62を通ってオン状MMチャンネルトラン
ジスタ64および46への直接の電流路はできない。し
たがって、ラッチ回路58のPチャンネルトランジスタ
60は、反転器42のNチャンネルトランジスタ46が
オンである時、Pチャンネルトランジスタ62をオフに
ラッチする・したがって、−理低レベル入力の場合のよ
うに、論理高レベル入力の場合にも、電力は事実上消費
されない。
このデジタル・レベル・シフタ回路40は、2つの異な
るモードで動作することができる。その第1モードでは
、前記のように電源電圧が25ボルトに保持される。も
う1つのモードでは、電源電圧V の電圧レベルは、デ
ジタル入力信号の論p 理状態が遷移中の間、電源電圧v0゜(すなわち、約5
ボルト)と同じ電圧レベルに保持される。デジタル入力
信号が定常状態に達した時、vppにある電圧をより高
い25ポルトレベルに引き上げることができる。電源電
圧vppの電圧レベルをより低い電圧に保つことは、入
力が遷移するさいの電力消費を小ざ<シ、シたがって、
ラッチ回路58の動作を加えると、電力消費は全体とし
ては入力信号が遷移する時でのみ起こる。
るモードで動作することができる。その第1モードでは
、前記のように電源電圧が25ボルトに保持される。も
う1つのモードでは、電源電圧V の電圧レベルは、デ
ジタル入力信号の論p 理状態が遷移中の間、電源電圧v0゜(すなわち、約5
ボルト)と同じ電圧レベルに保持される。デジタル入力
信号が定常状態に達した時、vppにある電圧をより高
い25ポルトレベルに引き上げることができる。電源電
圧vppの電圧レベルをより低い電圧に保つことは、入
力が遷移するさいの電力消費を小ざ<シ、シたがって、
ラッチ回路58の動作を加えると、電力消費は全体とし
ては入力信号が遷移する時でのみ起こる。
回路40で消費される電力は゛全接続点電気容量0、遷
移による電圧変化v1および電圧遷移の平均周波数fか
ら推定することができる。推定された消費電力Pは式P
=”−0V2t によって表される。
移による電圧変化v1および電圧遷移の平均周波数fか
ら推定することができる。推定された消費電力Pは式P
=”−0V2t によって表される。
この電力は回路の内部電気容量の充放電に用いられる電
力である。
力である。
第3図は、接続点Aの入力デジタル信号が/lII理低
レベルから論理高レベルに変化しそして論理低レベルに
戻った時、シフタ回路40のいろいろな接続点の電圧の
変化を時間に対して示したものである。68(接続点O
)の出力電圧はV。Ulで示された波形で表される。こ
こで、波形の関係を明確にするために、第2電源電圧v
1)I)はvo。(5ポルト)に等しいとする。
レベルから論理高レベルに変化しそして論理低レベルに
戻った時、シフタ回路40のいろいろな接続点の電圧の
変化を時間に対して示したものである。68(接続点O
)の出力電圧はV。Ulで示された波形で表される。こ
こで、波形の関係を明確にするために、第2電源電圧v
1)I)はvo。(5ポルト)に等しいとする。
1つの入力論理状態から他の論理状態に遷移するさいに
、各相補対のうちの1つのトランジスタがオフになり、
一方、この対の他のトランジスタオンになる、またはそ
の逆の過程がある。例えば、高レベル入力信号から低レ
ベル入力に遷移するさい、Pチャンネルトランジスタ6
0がオフになり、そしてNチャンネルトランジスタ56
がオンになる。したがって、Nチャンネルトランジスタ
56および66は、Pチャンネルトランジスタ60によ
って運ばれる電流を流すことが要求される。したがって
、この好ましい実施例のNチャンネルトランジスタ56
および66は、このような遷移のさいに、Pチャンネル
トラレジスタの電流を流すのに十分の電流容量をもつよ
うに設計され、それにより、トランジスタ56を通り電
流が流れ、従って接続点aは速くアース電位になるであ
ろう。
、各相補対のうちの1つのトランジスタがオフになり、
一方、この対の他のトランジスタオンになる、またはそ
の逆の過程がある。例えば、高レベル入力信号から低レ
ベル入力に遷移するさい、Pチャンネルトランジスタ6
0がオフになり、そしてNチャンネルトランジスタ56
がオンになる。したがって、Nチャンネルトランジスタ
56および66は、Pチャンネルトランジスタ60によ
って運ばれる電流を流すことが要求される。したがって
、この好ましい実施例のNチャンネルトランジスタ56
および66は、このような遷移のさいに、Pチャンネル
トラレジスタの電流を流すのに十分の電流容量をもつよ
うに設計され、それにより、トランジスタ56を通り電
流が流れ、従って接続点aは速くアース電位になるであ
ろう。
このことにより確実にPチャンネルトランジスタ62が
オンになり、したがって前述のように、Pチャンネルト
ランジスタ60はオフになるであろう。同様に、Nチャ
ンネルトランジスタ46および64は、逆の入力遷移の
さいに、Pチャンネルトランジスタ62による電流を流
し得るように設計され、それで接続点は十分に低レベル
になって、Pチャンネルトランジスタ60をオンにし、
そしてPチャンネルトランジスタ62をオフにするであ
ろう。
オンになり、したがって前述のように、Pチャンネルト
ランジスタ60はオフになるであろう。同様に、Nチャ
ンネルトランジスタ46および64は、逆の入力遷移の
さいに、Pチャンネルトランジスタ62による電流を流
し得るように設計され、それで接続点は十分に低レベル
になって、Pチャンネルトランジスタ60をオンにし、
そしてPチャンネルトランジスタ62をオフにするであ
ろう。
さらに、この好ましい実施例では、Pチャンネルトラン
ジスタ60は、トランジスタ62よりも、少し大きな電
流容量をもつように設計される。Pチャンネルトランジ
スタ60の出力68は他の装置に接続されることがあり
、したがって、トランジスタ60には他の装置の内部電
気容量を充電することが要語される。他方、トランジス
タ62はトランジスタ44.46および64の内部電気
容量と、トランジスタ60.54および56のデート電
気容置とだけを充電することが要祠される。
ジスタ60は、トランジスタ62よりも、少し大きな電
流容量をもつように設計される。Pチャンネルトランジ
スタ60の出力68は他の装置に接続されることがあり
、したがって、トランジスタ60には他の装置の内部電
気容量を充電することが要語される。他方、トランジス
タ62はトランジスタ44.46および64の内部電気
容量と、トランジスタ60.54および56のデート電
気容置とだけを充電することが要祠される。
分離トランジスタ64および66のf−)は電源電圧v
0゜にバイアスされ、トランジスタ64および66のお
のおのは、必要な分離をうるために、適当なブレーク・
ダウン電圧を有している。
0゜にバイアスされ、トランジスタ64および66のお
のおのは、必要な分離をうるために、適当なブレーク・
ダウン電圧を有している。
もちろん、本発明を種々の点で変更できることは当業者
には明らかであるが、この変更のあるものは単に通常の
電子設計の問題であり、また他のものはざらに開発を進
めることで明らかとなる。
には明らかであるが、この変更のあるものは単に通常の
電子設計の問題であり、また他のものはざらに開発を進
めることで明らかとなる。
例えば、NチャンネルトランジスタをPチャンネルトラ
ンジスタで置き換える、またはその逆を行なうことが可
能である。さらに、第2図の提案された実施例の基本的
論理機能を維持しながら、いくつかの素子を省略するこ
とが可能であることがわかる。例えば、分離トランジス
タ66とPチャンネル相補トランジスタ54を省略する
ことができる・分離トランジスタ66がそなえられる理
由は、もしNチャンネルトランジスタ56に大きなブレ
ーク・ダウン電圧が必要である時に要求される大きさよ
りも、分離トランジスタ66があると、Nチャンネルト
ランジスタ56をいくらか小さく製造できることである
。Pチャンネルトランジスタ54はPチャンネルトラン
ジスタ60より高速であり、そしてラッチ回路58が出
力をラッチしそして完全に25ボルトに引上げるまで、
ゼロボルトから5ボルトまでの低電圧遷移のさいに、出
力68を高速で引上げるようにPチャンネルトランジス
タ54が設計される。このことにより、このPチャンネ
ルトランジスタ60のスピードに対する要請が緩和され
、したがって電流の要請も緩和される。
ンジスタで置き換える、またはその逆を行なうことが可
能である。さらに、第2図の提案された実施例の基本的
論理機能を維持しながら、いくつかの素子を省略するこ
とが可能であることがわかる。例えば、分離トランジス
タ66とPチャンネル相補トランジスタ54を省略する
ことができる・分離トランジスタ66がそなえられる理
由は、もしNチャンネルトランジスタ56に大きなブレ
ーク・ダウン電圧が必要である時に要求される大きさよ
りも、分離トランジスタ66があると、Nチャンネルト
ランジスタ56をいくらか小さく製造できることである
。Pチャンネルトランジスタ54はPチャンネルトラン
ジスタ60より高速であり、そしてラッチ回路58が出
力をラッチしそして完全に25ボルトに引上げるまで、
ゼロボルトから5ボルトまでの低電圧遷移のさいに、出
力68を高速で引上げるようにPチャンネルトランジス
タ54が設計される。このことにより、このPチャンネ
ルトランジスタ60のスピードに対する要請が緩和され
、したがって電流の要請も緩和される。
したがって、例示された実施例におけるラッチ回路58
のPチャンネルトランジスタ6oと反転器52のNチャ
ンネルトランジスタ56が、デジタル入力信号の電圧レ
ベルをシフトさせるための相補トランジスタ対を構成す
ることがわかる。Nチャンネルトランジスタ56がオン
である時、ラッチ回路58はPチャンネルトランジスタ
60をオフにラッチし、それでアースへの直接の電流路
ができるのが防止される。個々の応用に対して、特別に
設計された他の実施例も可能である。本発明の範囲は、
これまで説明してきた特定の実施例によって限定される
のではなく、特許請求の範囲およびそれと同等のものに
よってのみ定められる。
のPチャンネルトランジスタ6oと反転器52のNチャ
ンネルトランジスタ56が、デジタル入力信号の電圧レ
ベルをシフトさせるための相補トランジスタ対を構成す
ることがわかる。Nチャンネルトランジスタ56がオン
である時、ラッチ回路58はPチャンネルトランジスタ
60をオフにラッチし、それでアースへの直接の電流路
ができるのが防止される。個々の応用に対して、特別に
設計された他の実施例も可能である。本発明の範囲は、
これまで説明してきた特定の実施例によって限定される
のではなく、特許請求の範囲およびそれと同等のものに
よってのみ定められる。
第1図は先行技術によるレベル・シフタの1つの実施例
の概要図であり、第2図は本発明の好ましい実施例を用
いたデジタル・レベル・シック回路の概要図であり、第
6図は入力信号がM移する期間中の第2図の回路のいろ
いろな接続点の電圧変化のタイ之ング図である。 48・・・デジタル信号入力 68・・・シフトされたデジタル信号出力54.56・
・・第1および第2相補トランジスタ58・・・ラッチ
回路 64.66・・・分離装置 60.62・・・第1および第2交差接続トランジスタ
対 代理人 浅 村 皓 外4名 一6′;
の概要図であり、第2図は本発明の好ましい実施例を用
いたデジタル・レベル・シック回路の概要図であり、第
6図は入力信号がM移する期間中の第2図の回路のいろ
いろな接続点の電圧変化のタイ之ング図である。 48・・・デジタル信号入力 68・・・シフトされたデジタル信号出力54.56・
・・第1および第2相補トランジスタ58・・・ラッチ
回路 64.66・・・分離装置 60.62・・・第1および第2交差接続トランジスタ
対 代理人 浅 村 皓 外4名 一6′;
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 (1) デジタル信号のための入力と、レベルシフト
されたデジタル信号のための出力と、 第1および第2相補トランジスタであって、前記トラン
ジスタのおのおのが前記信号入力に接続された入力およ
び前記信号出力に接続された出力を備え、前記第1トラ
ンジスタが電源に接続されそして前記電源から前記第1
トランジスタに供給される電圧のレベルに従って特定の
電圧レベルのデジタル信号を出力から供給するように1
っている、前記第1および第2相補トランジスタと、前
記トランジスタを通る直接の電流路による電力消費を小
さくするために前記第2トランジスタがオンである時前
記第1トランジスタをオフにラッチするためのラッチ装
置と、 を有する、電源と共に用いられてデジタル信号の電圧レ
ベルをシフトするためのレベル・シフタ回路。 (2、特許請求の範囲第1項において、前記信号出力に
接続された入力と前記第1トランジスタ入力に接続され
た出力とを備え、前記第2トランジスタがオンの時前記
第1トランジスタをオフにする第3トランジスタを前記
ラッチ装置が有するレベル・シフタ回路。 (3)特許請求の範囲第2項において、前記第1トラン
ジスタがオンである時前記第2トランジスタがブレーク
・ダウンすることを防止するために前記第2トランジス
タ出力と前記信号出力との間に接続された分離装置をざ
らに有するレベル・シック回路。 (4) 特許請求の範囲第6項において、前記人力信
号を反転するために前記信号入力と前記第1トランジス
タおよび第2トランジスタの入力との間に接続された反
転器をさらに有するレベル吻シ7り回路。 (5] 第11E源と前記第1電源の電源電圧よりも
高い電源電圧を有する第2電源とを伽える回路に用いら
れるデジタル・レベル・シフタ回路であって、前記第1
電源に接続された反転器と、 前記第2電源に接続された1対の交差接続された第1ト
ランジスタおよび第2トランジスタにして、前記第1ト
ランジスタが前記反転器人力に接続された入力を備え、
および前記第2トランジスタが前記反転器出力に接続さ
れた入力を備え、それにより前記第1トランジスタと前
記反転器とを通る直接の電流路ができるのを防止すべく
前記反転器出力の状態に応じて前記第2トランジスタが
前記第1トランジスタをオフにすることができるように
した前記1対の交差接続された前記第1トランジスタお
よび第2トランジスタと、を有するデジタル・レベル・
シフタ回路。 (6)特許請求の範囲第5項において、前記反転器がN
チャンネルMO8)ランジスタとPチャンネルMO8)
ランジスタの相補対を有するデジタル・レベル・シック
回路。 (7)特許請求の範囲第6項において、1対の前記第1
トランジスタおよび前記第2トランジスタがPチャンネ
AIMO!3)ランジスタであり、前記第1トランジス
タと前記反転器Nチャンネルトランジスタとを通る直接
の電流路ができることを防止するために前記反転器の前
記Nチャンネルトランジスタがオンである時前記第2ト
ランジスタが前記第1トランジスタをオフにするデジタ
ル・レベル・シフタ回路。 (8)特許請求の範囲第6項において、前記第1トラン
ジスタ出力電圧が反転器トランジスタをブレーク・ダウ
ンすることを防止するために前記反転器トランジスタの
出力を前記第1トランジスタ出力に接続する分離トラン
ジスタをさらに有するデジタル・レベル・シフタ回路。 (9)特許請求の範囲第5項において、前記第1反転器
の入力に接続された出力を備えた第2反転器をざらに有
するデジタル・レベル・シフタ回路。 α1 特許請求の範囲第9項において、前記第2反転器
がNチャンネルMO8)ランジスタとPチャンネルMO
B )ランジスタの相補対を有するデジタル・レベル・
シフタ回路。 aυ 第1電源と前記第1電源の電源電圧より高い電源
電圧を有する第2電源とを備える回路に用いられるデジ
タル・レベル・シフタ回路であって、NチャンネルM0
8トランジスタおよびPチャネA/MOI9)テンジス
タを備え前記第1電源に接続されたる第1反転器と、 NチャンネルMO9)ランジスタおよびPチャンネルト
ランジスタと前記第1反転器の出力に接続された入力と
を備え前記第2電源に接続された第2反転器と、 1対の交差接続された第1PチヤンネAIMOf9)ラ
ンジスタおよび第2PチヤンネルMO8)ランジスタに
して、前記第1交差接続トランジスタのゲートが前記第
2交差接続トランジスタのドレインに接続され、前記第
1交差接続トランジスタのドレインが前記第2トランジ
スタのr−)に接続され、前記両交差接続トランジスタ
のソースが前記第2電源に接続された前記1対の交差接
続された前記第1PチヤンネルMO8)ランジスタおよ
び第2Pチヤンネ/kMO8)ランジスタと、前記第2
反転器の出力を前記第2交差接続トランジスタのデート
に接続する第1分IIIMチャンネルトランジスタと、 前記第1反転器の出力を前記第1交差按続トランジスタ
のP−)に接続する第2分離Nチャンネルトランジスタ
と、 ヲ有スるデジタル・レベル・シック回路。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US340765 | 1982-01-19 | ||
US06/340,765 US4486670A (en) | 1982-01-19 | 1982-01-19 | Monolithic CMOS low power digital level shifter |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS58125298A true JPS58125298A (ja) | 1983-07-26 |
JPH0440798B2 JPH0440798B2 (ja) | 1992-07-06 |
Family
ID=23334849
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP57223627A Granted JPS58125298A (ja) | 1982-01-19 | 1982-12-20 | 低消費電力デジタル・レベル・シフタ |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4486670A (ja) |
JP (1) | JPS58125298A (ja) |
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