JPS58119015A - 定電圧電源装置 - Google Patents
定電圧電源装置Info
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- JPS58119015A JPS58119015A JP57001456A JP145682A JPS58119015A JP S58119015 A JPS58119015 A JP S58119015A JP 57001456 A JP57001456 A JP 57001456A JP 145682 A JP145682 A JP 145682A JP S58119015 A JPS58119015 A JP S58119015A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/01—Resonant DC/DC converters
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- Dc-Dc Converters (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを具備した定
電圧電源装置に関するものである。
電圧電源装置に関するものである。
従来の定電圧電源装置として、特に主流となっているの
はスイッチ素子のオン・オフ動作のパルス幅制御方式を
用いたスイッチングレギュレータである。スイッチング
レギュレータは高効率であるということから、機器の小
型、軽量化に役立っているが、原理的に電圧、電流が急
峻に変化する時間、即ちスイッチングタイムが存在する
だめに、スイッチング損失が太きい、不要輻射雑音が大
きい、伝導繍音が太きい等と言った欠点をもつ。そのた
めスイッチングレギュレータの使用範囲は限定され、特
に音響機器の電源として使用する場合には、入出力部に
ノイズに対する減衰量の大きいフィルターを挿入したり
、完全密閉したシールドを施す等のノイズ対策をしなけ
ればならず、コストアップになったり信頼性の低下とい
った問題点がある。
はスイッチ素子のオン・オフ動作のパルス幅制御方式を
用いたスイッチングレギュレータである。スイッチング
レギュレータは高効率であるということから、機器の小
型、軽量化に役立っているが、原理的に電圧、電流が急
峻に変化する時間、即ちスイッチングタイムが存在する
だめに、スイッチング損失が太きい、不要輻射雑音が大
きい、伝導繍音が太きい等と言った欠点をもつ。そのた
めスイッチングレギュレータの使用範囲は限定され、特
に音響機器の電源として使用する場合には、入出力部に
ノイズに対する減衰量の大きいフィルターを挿入したり
、完全密閉したシールドを施す等のノイズ対策をしなけ
ればならず、コストアップになったり信頼性の低下とい
った問題点がある。
その一つの解決手段として第１図に示すように、共振用
コイルと共振用コンデンサを直列に接続し、スイッチ素
子を交互にオン、オフすることによ。リドランスを介し
て所定の出力エネルギーを得る直列共振型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータが提案されている。
コイルと共振用コンデンサを直列に接続し、スイッチ素
子を交互にオン、オフすることによ。リドランスを介し
て所定の出力エネルギーを得る直列共振型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータが提案されている。
第１図において、１，２は直流電源、３，４は例エバト
ランジスタ、サイリスク等のスイッチ素子、５は共振用
コンデンサ、６は共振用コイル、７はもれインダクタン
スのない理想的なコンバータトランス９の１次巻線で、
前記の共振用コンデンサ５と共振用コイル６と直列に接
続されている。８は上記コンバータトランス９の２次巻
線で、その出力は整流用ダイオード１ｏを介して平滑用
の電解コンデンサ１１に接続されている。１２は負荷わ
るようになっており、スイッチ素子３がオン。
ランジスタ、サイリスク等のスイッチ素子、５は共振用
コンデンサ、６は共振用コイル、７はもれインダクタン
スのない理想的なコンバータトランス９の１次巻線で、
前記の共振用コンデンサ５と共振用コイル６と直列に接
続されている。８は上記コンバータトランス９の２次巻
線で、その出力は整流用ダイオード１ｏを介して平滑用
の電解コンデンサ１１に接続されている。１２は負荷わ
るようになっており、スイッチ素子３がオン。
スイッチ素子４がオフの時、直流電源１−スイッチ素子
３→コンバータトランス９の１次巻線了→共振用コイル
６−共振用コンテンサ５−直流電源１というループで、
正弦波状の電流が流れる。一方、スイッチ素子３がオフ
でスイッチ素子４がオンの時は、直流電源２−共振用コ
ンデンサ６−共振用コイル６→１次巻線７−スイッチ素
子４→直流電源２のループで正弦波状の電流が流れる。
３→コンバータトランス９の１次巻線了→共振用コイル
６−共振用コンテンサ５−直流電源１というループで、
正弦波状の電流が流れる。一方、スイッチ素子３がオフ
でスイッチ素子４がオンの時は、直流電源２−共振用コ
ンデンサ６−共振用コイル６→１次巻線７−スイッチ素
子４→直流電源２のループで正弦波状の電流が流れる。
その周期は、共振用コンデンサ５のキャパシタンスＣ５
と共振用コイル６のインダクタンスＬ６で決まる２πｑ
である。その動作波形を第２図に示す。第２図において
、（１！Ｌ）、 （ｂ’ｌはスイッ・チ素子３゜４のタ
イミングチャートを示し、（Ｃ）はそ水に対応して流れ
る電流波形を示す。第２図から明らかなように、スイッ
チ素子３，４の切り換り時においては、電流が零となる
ためにスイッチング損失は著しく減少し、高効率となる
ばかりでなく、不要輻射雑音、伝導雑音の低減を図るこ
とができる。
と共振用コイル６のインダクタンスＬ６で決まる２πｑ
である。その動作波形を第２図に示す。第２図において
、（１！Ｌ）、 （ｂ’ｌはスイッ・チ素子３゜４のタ
イミングチャートを示し、（Ｃ）はそ水に対応して流れ
る電流波形を示す。第２図から明らかなように、スイッ
チ素子３，４の切り換り時においては、電流が零となる
ためにスイッチング損失は著しく減少し、高効率となる
ばかりでなく、不要輻射雑音、伝導雑音の低減を図るこ
とができる。
しかしながら第１図のような直列共振型ＤＣ−ＤＣコン
バータにおいては、入力および負荷の大幅な変化に対し
て、出力を安定化することが難しく、いかに出力電圧を
定定に制御するかが大きな問題として残されていた。
バータにおいては、入力および負荷の大幅な変化に対し
て、出力を安定化することが難しく、いかに出力電圧を
定定に制御するかが大きな問題として残されていた。
本発明は、このような直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ
において、制御が簡単で、また範囲の広い制御機能をも
つ高効率、低ノイズの定電圧電源装置を提供しようとす
るものである。
において、制御が簡単で、また範囲の広い制御機能をも
つ高効率、低ノイズの定電圧電源装置を提供しようとす
るものである。
第３図に本発明の第１の実施例の回路図を示す。
同図において、第１図で説明したものと同じものは同じ
符号を付している。この第３図において第１図の構成と
異なる点は、共振用コンデンサ５と並列に制御用コンバ
ータトランス１４の１次巻線１３を接続し、その２次巻
線１６を整流用ダイオード１６を介して電気的負荷抵抗
１２に接続したことである。なお、１７は制御回路で、
誤差増幅回路１発振回路、振り分は回路、駆動回路等か
ら構成されており、スイッチ素子３，４を適当な間隔で
交互にオン、オフさせる。
符号を付している。この第３図において第１図の構成と
異なる点は、共振用コンデンサ５と並列に制御用コンバ
ータトランス１４の１次巻線１３を接続し、その２次巻
線１６を整流用ダイオード１６を介して電気的負荷抵抗
１２に接続したことである。なお、１７は制御回路で、
誤差増幅回路１発振回路、振り分は回路、駆動回路等か
ら構成されており、スイッチ素子３，４を適当な間隔で
交互にオン、オフさせる。
次に、本発明の実施例の動作を説明する前に、まず直列
共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御原理について第１図
を参照して説明する。
共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御原理について第１図
を参照して説明する。
第１図において、スイッチ素子３（またば４）がオンで
、スイッチ素子４（または３）がオフの時にコンバータ
トランス９の１次巻線７に流れる正弦波状の電流１１
は次式で示される。
、スイッチ素子４（または３）がオフの時にコンバータ
トランス９の１次巻線７に流れる正弦波状の電流１１
は次式で示される。
ｉ、（ｔ）中Ｅ０−ｖ０＋ｖ０×ε−αｔ×５１ｎＣＡ
）ｏｔｖｏ ；１次側に換算された出力電圧 ＶＣｉ共振用コンデンサ６の初期充電電圧値Ｒ８ｉ第１
図の等個直列損失抵抗 上式で示される共振電流の平均値が理想的なコンバータ
トランス９を介して、適当な１−２次巻線比をもって２
次側に伝達される電流、すなわち負荷電流となる。（Ｅ
ｃ Ｖｏ ）＜＜ Ｖａより、上記共振用コンデンサ
５の初期充電電圧値ｖＯを制御することにより、共振電
流１＋（ｔ）が制御され、その結果、負荷電流が制御さ
れる。
）ｏｔｖｏ ；１次側に換算された出力電圧 ＶＣｉ共振用コンデンサ６の初期充電電圧値Ｒ８ｉ第１
図の等個直列損失抵抗 上式で示される共振電流の平均値が理想的なコンバータ
トランス９を介して、適当な１−２次巻線比をもって２
次側に伝達される電流、すなわち負荷電流となる。（Ｅ
ｃ Ｖｏ ）＜＜ Ｖａより、上記共振用コンデンサ
５の初期充電電圧値ｖＯを制御することにより、共振電
流１＋（ｔ）が制御され、その結果、負荷電流が制御さ
れる。
本発明は、この原理を応用したもので、共振用コンデン
サ５の初期充電電圧値を共振用コンデンサ５と並列に付
加した制御用コンバータトランス１４により制御し、出
力直流電圧を安定化しようとするものである。
サ５の初期充電電圧値を共振用コンデンサ５と並列に付
加した制御用コンバータトランス１４により制御し、出
力直流電圧を安定化しようとするものである。
さて本発明の実施例である第３図の各部の動作波形を示
した第４図を参照して第３図の本発明の実施例の動作に
ついて説明する。第４図において、（ａ）、 （ｂ）は
スイッチ素子３，４のタイミングチャートを示し、（Ｃ
）の１ｔ（ｔ）はコンバータトランス９の１次巻線子に
流れる電流を、１ｚ（ｔ）は制御用コンバータトランス
１４の１次巻線１３に流れる電流を、 ｖｃ、ｐ （ｔ
）は共振用コンデンサ５の両端電圧を示す。
した第４図を参照して第３図の本発明の実施例の動作に
ついて説明する。第４図において、（ａ）、 （ｂ）は
スイッチ素子３，４のタイミングチャートを示し、（Ｃ
）の１ｔ（ｔ）はコンバータトランス９の１次巻線子に
流れる電流を、１ｚ（ｔ）は制御用コンバータトランス
１４の１次巻線１３に流れる電流を、 ｖｃ、ｐ （ｔ
）は共振用コンデンサ５の両端電圧を示す。
第３図において、時刻ｔ１のとき、共振用コンデンサ５
の初期充電電圧値を−１）”ｃｐｓとする。時刻ｔ１か
らｔ４の間、スイッチ素子３はオン、スイッチ素子４は
オフとすると、直流電源１のプラス側−スイッチ素子３
→コンバータトランス９の１次巻線７−共振コイル６−
共振用コンデンサ６→直流電源１のマイナス側というル
ープで共振電流１ｚ（ｔ）が流れる。制御用コンバータ
トランス１４の１次巻線１３に流れる電流１２（ｔ）は
、ｔ１≦ｔ≦ｔ２の間は、制御用コンバータトランス１
４の励磁電流となっている。共振用コンデンサ５の電圧
ゾ。、（ｔ）は共振電流ｉ＋（ｔ） と、上記の励磁電
流とによって上昇し、それに伴い制御用コンバータトラ
ンス１４の２次巻線１５の電圧も上昇し、時刻ｔ２で出
力電圧＋整流用ダイオード１６の順方向降下電圧以上と
なると、整流用ダイオード１６はオンとなり、出力に向
かって電流が流れる。この電流が流れ冬ことにより、制
御用コンバータトランス１４の１次巻線１３に流れてい
た電流方向が反転し、すなわち共振用コンデンサ５の充
電電荷は放電を開始する。この放電電流１２（ｔ）の周
期は共振用コンデンサ５のキャパシタンスＣ５と制御用
コンバータトランス１４のもれインダクタンスＬｌによ
って決定され、約π勾〕７の値となる。
の初期充電電圧値を−１）”ｃｐｓとする。時刻ｔ１か
らｔ４の間、スイッチ素子３はオン、スイッチ素子４は
オフとすると、直流電源１のプラス側−スイッチ素子３
→コンバータトランス９の１次巻線７−共振コイル６−
共振用コンデンサ６→直流電源１のマイナス側というル
ープで共振電流１ｚ（ｔ）が流れる。制御用コンバータ
トランス１４の１次巻線１３に流れる電流１２（ｔ）は
、ｔ１≦ｔ≦ｔ２の間は、制御用コンバータトランス１
４の励磁電流となっている。共振用コンデンサ５の電圧
ゾ。、（ｔ）は共振電流ｉ＋（ｔ） と、上記の励磁電
流とによって上昇し、それに伴い制御用コンバータトラ
ンス１４の２次巻線１５の電圧も上昇し、時刻ｔ２で出
力電圧＋整流用ダイオード１６の順方向降下電圧以上と
なると、整流用ダイオード１６はオンとなり、出力に向
かって電流が流れる。この電流が流れ冬ことにより、制
御用コンバータトランス１４の１次巻線１３に流れてい
た電流方向が反転し、すなわち共振用コンデンサ５の充
電電荷は放電を開始する。この放電電流１２（ｔ）の周
期は共振用コンデンサ５のキャパシタンスＣ５と制御用
コンバータトランス１４のもれインダクタンスＬｌによ
って決定され、約π勾〕７の値となる。
次に−１２くｔ＜ｔ、においては共振用コンデンサ５に
は共振電流ｉ＋（ｔ）が流入し、同時に制御用コンバー
タトランス１４を介して放電電流１２（ｔ）が流入する
。この期間においてはＩ ｉ＋ （ｔ）ｌ＞１ｉｚ（ｔ
）Ｊとなるから、共振用コンデンサ５の電圧は上昇し、
Ｉ ｉ＋ （ｔ）Ｉ＝ Ｉ １２（ｔ）ｌとなる時、す
なわち時刻ｔ３の時に最大値１Ｐｃｐ１をもつ。
は共振電流ｉ＋（ｔ）が流入し、同時に制御用コンバー
タトランス１４を介して放電電流１２（ｔ）が流入する
。この期間においてはＩ ｉ＋ （ｔ）ｌ＞１ｉｚ（ｔ
）Ｊとなるから、共振用コンデンサ５の電圧は上昇し、
Ｉ ｉ＋ （ｔ）Ｉ＝ Ｉ １２（ｔ）ｌとなる時、す
なわち時刻ｔ３の時に最大値１Ｐｃｐ１をもつ。
次にｔ ｓ ＜ ｔ＜ ｔｓの期間においては１共振電
流ｉ＋ （ｔ） ｌ ＜ ｌ放電電流１２（ｔ）１とな
るから、共振用コンデンサ６の電圧は？、ＰＯｐ１より
下がり始める。さらに、ｔｓ〈ｔ＜ｔ６の期間において
は、制御用コンバータトランス１４の励磁電流成分ｉ
２ （ｔ） Ｋより、共振用コンデンサ５の電圧はさら
に下がり、時刻ｔ６でｌ）′Ｏｐ２となる。
流ｉ＋ （ｔ） ｌ ＜ ｌ放電電流１２（ｔ）１とな
るから、共振用コンデンサ６の電圧は？、ＰＯｐ１より
下がり始める。さらに、ｔｓ〈ｔ＜ｔ６の期間において
は、制御用コンバータトランス１４の励磁電流成分ｉ
２ （ｔ） Ｋより、共振用コンデンサ５の電圧はさら
に下がり、時刻ｔ６でｌ）′Ｏｐ２となる。
時刻ｔ６でスイッチ素子４はｖｃ、ｐ２を共振用コンデ
ンサ５の初期充電電圧値として、前記の式で示した共振
電流ｉ＋（ｔ）が流れ始める。
ンサ５の初期充電電圧値として、前記の式で示した共振
電流ｉ＋（ｔ）が流れ始める。
上記のような動作を繰り返す時、スイッチ素子３．４の
周期Ｔを変えることにより、上記の動作説明から明らか
なように共振用コンデンサ５の初期充電電圧値オＣｐ２
を変えることができる。すなわち、スイッチ素子３，４
の周期Ｔを変えることにより、前記の式で示される共振
電流１＋（ｔ）を変化させることが可能となり、出力を
制御できることになる。
周期Ｔを変えることにより、上記の動作説明から明らか
なように共振用コンデンサ５の初期充電電圧値オＣｐ２
を変えることができる。すなわち、スイッチ素子３，４
の周期Ｔを変えることにより、前記の式で示される共振
電流１＋（ｔ）を変化させることが可能となり、出力を
制御できることになる。
以上のことから出力が上昇した時は周期Ｔを長く、出力
が下降した時は、周期Ｔを短くすることで出力を制御す
ることができる。
が下降した時は、周期Ｔを短くすることで出力を制御す
ることができる。
本発明の第２の実施例を第６図に示す。第５図において
第３図で説明したものと同じものは同じ符号を付してい
る。この第５図は、スイッチ素子３．４と並列に、スイ
ッチ素子３，４に流れる電流方向と逆向きに電流を流す
ことのできるダイオード１８．１９を付加したものであ
る。この第５図の回路は、第４図のｔ ２ ＜’ｔ ＜
ｔｓの前、すなわち制御用コンバータトランス１４を介
して出力に電流ｉ２ （ｔ）が流れている期間ダイオー
ド１８（または１９）を介して直流電源１（または２）
へ帰還電流１３（ｔ）を流すことにより、共振コンデン
サ５の電圧２／’Ｏｐ （ｔ）を大きく変化させようと
するものである。すなわち、共振用コンデンサ５の電圧
を変化させる要素として、第３図の回路においては、制
御用コンバータトランス１４の１次巻線１３に流れる電
流１ｚ（ｔ）だけであるが、第６図の回路において１２
（ｔ）に加えて、帰還電流１３（ｔ）を付加するように
している。従って、第５図の実施例においては、第３図
の実施例よりも、制御に必要な周期Ｔの変化幅が少なく
済む利点をもつ。第６図（ａ）。
第３図で説明したものと同じものは同じ符号を付してい
る。この第５図は、スイッチ素子３．４と並列に、スイ
ッチ素子３，４に流れる電流方向と逆向きに電流を流す
ことのできるダイオード１８．１９を付加したものであ
る。この第５図の回路は、第４図のｔ ２ ＜’ｔ ＜
ｔｓの前、すなわち制御用コンバータトランス１４を介
して出力に電流ｉ２ （ｔ）が流れている期間ダイオー
ド１８（または１９）を介して直流電源１（または２）
へ帰還電流１３（ｔ）を流すことにより、共振コンデン
サ５の電圧２／’Ｏｐ （ｔ）を大きく変化させようと
するものである。すなわち、共振用コンデンサ５の電圧
を変化させる要素として、第３図の回路においては、制
御用コンバータトランス１４の１次巻線１３に流れる電
流１ｚ（ｔ）だけであるが、第６図の回路において１２
（ｔ）に加えて、帰還電流１３（ｔ）を付加するように
している。従って、第５図の実施例においては、第３図
の実施例よりも、制御に必要な周期Ｔの変化幅が少なく
済む利点をもつ。第６図（ａ）。
（ｂ）、 （Ｃ）に第６図の動作波形を示す。
本発明の第３の実施例を第７図に示す。第７図において
も第３図で説明したものと同じものは同じ符号を付して
いる。先述の第５図の実施例において、帰還電流１３（
ｔ）はコンバータトランス９の１次巻線７を介して直流
電源１（または２）へもどるわけであるが、第７図の実
施例においては、コンバータトランス９の１次巻線７ｆ
介さずに直接、共振用コンデンサ５より直流電源１（ま
だは２）へ帰還電流１３（ｔ）を流すようにしたもので
ある。このために、第７図において、別のダイオーード
２ｏと別の共振用コイル２１の直列接続回路を、して、
直流電源１のプラス側にダイオード２０のカソード側が
接続されるごとく接続し、また、別のダイオード２２と
別の共振用コイル２３の直列接続回路を、直流電源２と
共振用コンデンサ５の直列回路に対して、直流電源２の
マイナス側にダイオード２２のアノード側が接続される
ごとく接続している。
も第３図で説明したものと同じものは同じ符号を付して
いる。先述の第５図の実施例において、帰還電流１３（
ｔ）はコンバータトランス９の１次巻線７を介して直流
電源１（または２）へもどるわけであるが、第７図の実
施例においては、コンバータトランス９の１次巻線７ｆ
介さずに直接、共振用コンデンサ５より直流電源１（ま
だは２）へ帰還電流１３（ｔ）を流すようにしたもので
ある。このために、第７図において、別のダイオーード
２ｏと別の共振用コイル２１の直列接続回路を、して、
直流電源１のプラス側にダイオード２０のカソード側が
接続されるごとく接続し、また、別のダイオード２２と
別の共振用コイル２３の直列接続回路を、直流電源２と
共振用コンデンサ５の直列回路に対して、直流電源２の
マイナス側にダイオード２２のアノード側が接続される
ごとく接続している。
このような構成にすれば、帰還電流ｉｓ （ｔ）には振
用コンデンサ５より直接直流電源１（または２）へ戻す
ことができる。また、第５図の実施例においては帰還電
流１３ｆｔ）の周期は共振電流１１（ｔ）と同じものと
なるが、第７図の実施例においては、共振用コイル２１
（または２３）のインダクタンス値を変えることにより
、帰還電流ｉｓ ６ｔ）の周期を必要に応じて変化させ
ることができる。
用コンデンサ５より直接直流電源１（または２）へ戻す
ことができる。また、第５図の実施例においては帰還電
流１３ｆｔ）の周期は共振電流１１（ｔ）と同じものと
なるが、第７図の実施例においては、共振用コイル２１
（または２３）のインダクタンス値を変えることにより
、帰還電流ｉｓ ６ｔ）の周期を必要に応じて変化させ
ることができる。
なお、以上においては、スイッチ素子を２つもつハーフ
、ブリッジの直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータについて
の実施例について示したが、スイ−ツチ素子を４つもつ
フル、ブリッジの直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにお
いても同様な効果を期待できることはもちろんのことで
あり、また理想的なコンバータトランス９の代わりに、
共振用コイル６と同じ値のもれインダクタンスをコンバ
ータトランス７にもたせることにより、共振用コイル６
を省略することもできる。
、ブリッジの直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータについて
の実施例について示したが、スイ−ツチ素子を４つもつ
フル、ブリッジの直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにお
いても同様な効果を期待できることはもちろんのことで
あり、また理想的なコンバータトランス９の代わりに、
共振用コイル６と同じ値のもれインダクタンスをコンバ
ータトランス７にもたせることにより、共振用コイル６
を省略することもできる。
このように本発明によれば、簡単な構成により、直列共
振型ｐｃ−ｐｃコンバータ特長を生かしながら、広範囲
の入出力変動に対して出力電圧を安定化することができ
るという、すぐれた効果を得ることができるものがある
。
振型ｐｃ−ｐｃコンバータ特長を生かしながら、広範囲
の入出力変動に対して出力電圧を安定化することができ
るという、すぐれた効果を得ることができるものがある
。
第１図は従来の直列共振型ＤＣ−ＤＯコンバータの回路
図、第２図体）、 （ｂ）、 （Ｃ）は第１図における
各部の動作波形図、第３図は本発明の第１の実施例の回
路図、第４図＜２Ｌ）、 （ｂＬ 、（Ｃ）は第３図の
実施例における各部の動作波形図、第５図は本発明の第
２の実施例の回路図、第６図（＆）、 （ｂＬ （Ｃ）
は第６図の実施例における各部の動作波形図、第７図は
本発明の第３の実施例の回路図である。 １．２・・・・・・直流電源、３，４・・・・・・スイ
ッチ素子、６・・・・・・共振用コンデンサ、６・・・
・・・共振用コイノペ７・・・・・・１次巻線、８・・
・・・・２次巻線、９・・・・・・コンバータトランス
、１０・・・・・・整流用ダイオード、１１・・・・・
・平滑用電解コンテ／す、１２・・・・・・電気的負荷
抵抗、１３・・・・・・１次巻線、１４・・・７・・・
制御用コンバータトランス、１５・・・・・・２次巻線
、１６・・・・・・整流用ダイオード、１７・・・・・
・制御回路、１８，１９゜２０．２２・・・・・・ダイ
オード、２１．２３・・・・・・共振用コイル。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第１
図 第２図 第３図 第５図 １１７図
図、第２図体）、 （ｂ）、 （Ｃ）は第１図における
各部の動作波形図、第３図は本発明の第１の実施例の回
路図、第４図＜２Ｌ）、 （ｂＬ 、（Ｃ）は第３図の
実施例における各部の動作波形図、第５図は本発明の第
２の実施例の回路図、第６図（＆）、 （ｂＬ （Ｃ）
は第６図の実施例における各部の動作波形図、第７図は
本発明の第３の実施例の回路図である。 １．２・・・・・・直流電源、３，４・・・・・・スイ
ッチ素子、６・・・・・・共振用コンデンサ、６・・・
・・・共振用コイノペ７・・・・・・１次巻線、８・・
・・・・２次巻線、９・・・・・・コンバータトランス
、１０・・・・・・整流用ダイオード、１１・・・・・
・平滑用電解コンテ／す、１２・・・・・・電気的負荷
抵抗、１３・・・・・・１次巻線、１４・・・７・・・
制御用コンバータトランス、１５・・・・・・２次巻線
、１６・・・・・・整流用ダイオード、１７・・・・・
・制御回路、１８，１９゜２０．２２・・・・・・ダイ
オード、２１．２３・・・・・・共振用コイル。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第１
図 第２図 第３図 第５図 １１７図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （１）入力直流電源に対し、オン、オフ動作を行なうス
イッチ素子と共振用コンデンサと第１の変換トランスの
１次巻線とを直列に瘤続し、上記変換トランスの２次巻
線に整流、平滑回路を接続し、その出力端子に接続され
る電気的負荷に直流電圧を供給するように構成した直列
共振型ＤＣ−−ＤＣコンバータを具備し、かつ前記共振
用コンデンサと並列に別の第２の変換トランスの１次巻
線を接続するとともに、その第２の変換トランスの２次
巻線を整流器を介して前記出力端子の電気的負荷に接続
するように構成したことを特徴とする定電圧電源装置。 （２、特許請求の範囲第（１）項の記載において、スイ
ッチ素子には、そのスイッチ素子の導通方向と反対方向
に導通するようにダイオードが並列に接続されているこ
とを特徴とする定電圧電源装置。 （３）特許請求の範囲第（１）項の記載において、入力
直流電源と共振用コンデンサの直列回路に対して、ダイ
オードと別の共振用コイルとの直列接続回路を、そのダ
イオードが逆方向にバイアスされるごとく接続してなる
ことを特徴とする定電圧電源装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57001456A JPS58119015A (ja) | 1982-01-07 | 1982-01-07 | 定電圧電源装置 |
| US06/455,533 US4563731A (en) | 1982-01-07 | 1983-01-04 | Resonant type constant voltage supply apparatus |
| DE19833300428 DE3300428A1 (de) | 1982-01-07 | 1983-01-07 | Konstantspannungs-stromversorgung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57001456A JPS58119015A (ja) | 1982-01-07 | 1982-01-07 | 定電圧電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58119015A true JPS58119015A (ja) | 1983-07-15 |
| JPS635993B2 JPS635993B2 (ja) | 1988-02-06 |
Family
ID=11501947
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57001456A Granted JPS58119015A (ja) | 1982-01-07 | 1982-01-07 | 定電圧電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58119015A (ja) |
-
1982
- 1982-01-07 JP JP57001456A patent/JPS58119015A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS635993B2 (ja) | 1988-02-06 |
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